移動(dòng)通信大作業(yè)

1、廣西科技大學(xué)大作業(yè)課程名稱(chēng)：移動(dòng)通信 題 目：基于MATLAB的白噪聲下OFDM調(diào)制解調(diào)基帶系統(tǒng)仿真學(xué) 院：電氣與信息工程學(xué)院 專(zhuān) 業(yè)：電子信息工程 班 級(jí)： 學(xué) 號(hào)： 成 績(jī)： 姓 名： 電話(huà)號(hào)碼： 基于MATLAB的白噪聲下OFDM調(diào)制解調(diào)基帶系統(tǒng)仿真 摘要 隨著通信產(chǎn)業(yè)的逐步發(fā)展，4G時(shí)代已經(jīng)來(lái)臨。作為第四代移動(dòng)通信技術(shù)的核心，OFDM得到了前所未有的關(guān)注。它具有頻譜利用率高、抗干擾能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)。本次大作業(yè)首先簡(jiǎn)要介紹了OFDM的發(fā)展?fàn)顩r以及優(yōu)缺點(diǎn)，然后詳細(xì)分析了OFDM的工作原理，并利用MATLAB對(duì)OFDM基帶系統(tǒng)設(shè)計(jì)仿真，分別采用了16QAM和QPSK兩種方式進(jìn)行映射和逆映射，得到

2、了OFDM基帶系統(tǒng)的誤比特性能曲線(xiàn)以及OFDM信號(hào)的功率譜和OFDM符號(hào)的頻譜。關(guān)鍵詞 OFDM 16QAM 誤比特性能曲線(xiàn) 功率譜 頻譜一、OFDM概述隨著移動(dòng)通信和無(wú)線(xiàn)網(wǎng)需求的不斷增長(zhǎng)，需要越來(lái)越高速的無(wú)線(xiàn)系統(tǒng)設(shè)計(jì)，而這其中一個(gè)最直接的挑戰(zhàn)就是克服無(wú)線(xiàn)信道帶來(lái)的嚴(yán)重的頻率選擇性衰落。正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)可以很好地克服無(wú)線(xiàn)信道的頻率選擇性衰落。由于其簡(jiǎn)單高效，OFDM已成為實(shí)現(xiàn)高速無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)中最核心的技術(shù)之一。OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)是一種特殊的多載波傳輸方式，由于各子載波之間存在正交性，允許子信道的頻譜互相重

3、疊，與常規(guī)的頻分復(fù)用系統(tǒng)相比，OFDM可以最大限度的利用頻譜資源，使得頻譜利用率提高近一倍。同時(shí)它把高速數(shù)據(jù)通過(guò)串并轉(zhuǎn)換，使得每個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)符號(hào)持續(xù)長(zhǎng)度相對(duì)增加，降低了子信道的信息速率，將頻率選擇性衰落信道轉(zhuǎn)換為平坦衰落信道，從而具有良好的抗噪聲、抗多徑干擾的能力，適合在頻率選擇性衰落信道中進(jìn)行高速數(shù)據(jù)的傳輸。此外，在OFDM中引入循環(huán)前綴，克服了OFDM相鄰塊之間的干擾(IBI)，保持了載波間的正交性，同時(shí)循環(huán)前綴長(zhǎng)度大于信道擴(kuò)展長(zhǎng)度，有效地抑制了碼間干擾(ISI)?？梢钥闯?，OFDM技術(shù)抗多徑能力強(qiáng)、頻譜利用率高、易于實(shí)現(xiàn)的優(yōu)勢(shì)，對(duì)短波數(shù)據(jù)通信具有廣闊的應(yīng)用價(jià)值，為提高短波通信頻譜利用

4、率和傳輸速率提供了新的解決方案。二、OFDM技術(shù)發(fā)展歷史OFDM是一種特殊的多載波頻分復(fù)用(FDM)技術(shù)。在傳統(tǒng)的多載波頻分復(fù)用系統(tǒng)中，各個(gè)子信道采用不同的載波并行傳送數(shù)據(jù)，子載波之間間隔足夠遠(yuǎn)，采用隔離帶來(lái)防止頻譜重疊，故頻譜效率很低。在均衡器未被采用以前，人們就是用這種多載波方式在時(shí)間色散信道中進(jìn)行高速通信的。1966年，R.W.Chang分析了在多載波通信系統(tǒng)中如何使經(jīng)過(guò)濾波后帶限的子載波保持正交。隨后不久B.R.Saltzberg給出了一篇性能分析的文章，他指出在設(shè)計(jì)一個(gè)有效的并行傳輸系統(tǒng)時(shí)，應(yīng)該把注意力更多地集中在減少相鄰信道的串?dāng)_上，而不是使各個(gè)獨(dú)立的信道工作得更好，因?yàn)榇藭r(shí)信道串

5、擾是造成信號(hào)失真的主要因素。1971年，S.B.Weinstein和P.M.Ebert提出用傅立葉變換(DFT)進(jìn)基帶OFDM調(diào)制和解調(diào)。通過(guò)DFT進(jìn)行OFDM基帶調(diào)制和解調(diào)避免了生成多個(gè)子載波和多個(gè)窄帶帶通濾波器，使系統(tǒng)的模擬前端由多個(gè)變?yōu)橐粋€(gè)，同時(shí)由于DFT可以用FFT來(lái)快速實(shí)現(xiàn)，這進(jìn)一步降低了系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度。為對(duì)抗符號(hào)間干擾和載波聞干擾，他們提出在符號(hào)間插入一段空白時(shí)隙作為保護(hù)間隔。他們的系統(tǒng)雖然沒(méi)有能在色散信道中獲得很好的子載波正交性，但對(duì)OFDM仍是一個(gè)很大貢獻(xiàn)。另一個(gè)重要貢獻(xiàn)來(lái)自A.Peled和A.Rmz，他個(gè)人提出了采用循環(huán)前綴來(lái)解決色散信道中子載波間的正交性問(wèn)題。當(dāng)信道響應(yīng)長(zhǎng)

6、度小于循環(huán)擴(kuò)展時(shí)，循環(huán)前綴的存在使信號(hào)與信道響應(yīng)的線(xiàn)性卷積變成循環(huán)卷積，從而使色散OFDM信號(hào)可以通過(guò)頻域單點(diǎn)均衡進(jìn)行去相關(guān)。當(dāng)然，循環(huán)擴(kuò)展的引入會(huì)導(dǎo)致少量的信噪比損失。由于無(wú)線(xiàn)信道的多徑傳播會(huì)使寬帶OFDM信號(hào)產(chǎn)生頻率選擇性衰落，導(dǎo)致各個(gè)子信道上的信噪比不同，因此實(shí)際的OFDM系統(tǒng)都是與交織、糾錯(cuò)編碼結(jié)合在一起，形成編碼的正交頻分復(fù)用(COFDM)。交織和編碼能夠使OFDM系統(tǒng)獲得良好的頻率和時(shí)間二維分集。三、OFDM的優(yōu)缺點(diǎn) 雖然OFDM已經(jīng)得到廣泛的應(yīng)用，但是在使用中我們也要清楚的認(rèn)識(shí)到它的優(yōu)缺點(diǎn)，下面簡(jiǎn)要的從這兩方面介紹下OFDM。OFDM技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)主要有：(1) OFDM調(diào)制方式適用

7、于多徑和衰落信道中的高速數(shù)據(jù)傳輸。當(dāng)信道因?yàn)槎鄰降挠绊懗霈F(xiàn)頻率選擇性衰落時(shí)，只有落在頻率凹陷處的載波及其攜帶的信息受到影響，其它子載波未受損害；。(2) 在OFDM調(diào)制方式中，通過(guò)插入保護(hù)間隔，可以很好地克服符號(hào)間干擾(ISI)和載波間干擾(ICI)(3) 由于OFDM各子載波相互正交，允許各子載波有1/2重疊，因此可以大大提高頻譜利用率：(4) 由于深度衰落而丟失的一些子載波可通過(guò)編碼、交織等措施來(lái)很好的恢復(fù)，提高系統(tǒng)抗誤碼性能，且通過(guò)各子載波的聯(lián)合編碼，具有很強(qiáng)的抗衰落能力；(5) OFDM技術(shù)抗脈沖及窄帶干擾的能力很強(qiáng)，因?yàn)檫@些干擾僅僅影響到很小一部分的子信道；(6) 與單載波系統(tǒng)相比，

8、對(duì)采樣定時(shí)偏移不敏感。OFDM技術(shù)的缺點(diǎn)主要有：(1) 由于要求各子載波正交，所以對(duì)頻率偏移和相位噪聲很敏感；(2) 由于各子載波相互獨(dú)立，峰值功率與均值功率比相對(duì)較大，且隨子載波數(shù)目的增加而增加。高峰均比信號(hào)通過(guò)功放時(shí)，為了避免信號(hào)的非線(xiàn)性失真和帶外頻譜再生，功放需要具有較大的線(xiàn)性范圍，導(dǎo)致射頻放大器的功率效率降低。四、OFDM的調(diào)制解調(diào)原理 正交頻分復(fù)用OFDM（OrthogonalFrequencyDivisionMultiplex)是一種多載波調(diào)制方式，通過(guò)減小和消除碼間串?dāng)_的影響來(lái)克服信道的頻率選擇性衰落。它的基本原理是將信號(hào)分割為N個(gè)子信號(hào)，然后用N個(gè)子信號(hào)分別調(diào)制N個(gè)相互正交的子

9、載波。由于子載波的頻譜相互重疊，因而可以得到較高的頻譜效率。圖1-1是在一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)包含4個(gè)子載波的實(shí)例。其中，所有的子載波都具有相同的幅值和相位，但在實(shí)際應(yīng)用中，根據(jù)數(shù)據(jù)符號(hào)的調(diào)制方式，每個(gè)子載波都有相同的幅值和相位是不可能的。從圖1-1可以看出，每個(gè)子載波在一個(gè)OFDM符號(hào)周期內(nèi)都包含整數(shù)倍個(gè)周期，而且各個(gè)相鄰的子載波之間相差1個(gè)周期。這一特性可以用來(lái)解釋子載波之間的正交性，即 圖1-1OFDM符號(hào)內(nèi)包括4個(gè)子載波的情況 這種正交性還可以從頻域的角度來(lái)解釋?zhuān)瑘D1-2給出了相互覆蓋的各個(gè)子信道內(nèi)經(jīng)過(guò)矩形波成形得到的符號(hào)sinc函數(shù)頻譜。每個(gè)子載波頻率最大值處，所以其他子信道的頻譜值恰好

10、為零。因?yàn)樵趯?duì)OFDM符號(hào)進(jìn)行解調(diào)過(guò)程中，需要計(jì)算這些點(diǎn)上所對(duì)應(yīng)的每個(gè)子載波頻率的最大值，所以可以從多個(gè)相互重疊的子信道符號(hào)中提取每一個(gè)子信道符號(hào)，而不會(huì)受到其他子信道的干擾。從圖1-2中可以看出OFDM符號(hào)頻譜實(shí)際上可以滿(mǎn)足奈奎斯特準(zhǔn)則，即多個(gè)子信道頻譜之間不存在相互干擾。因此這種子信道頻譜出現(xiàn)最大值而其他子信道頻譜為零的特點(diǎn)可以避免載波間干擾（ICI）的出現(xiàn)。圖1-2OFDM系統(tǒng)中子信道符號(hào)的頻譜 在發(fā)送端，設(shè)串行的碼元周期為ts，速率為rs=1ts。經(jīng)過(guò)串/并變換后N個(gè)串行碼元被轉(zhuǎn)換為長(zhǎng)度為T(mén)s=Nts、速率為Rs=1Ts=1Nts=rsN的并行碼。N個(gè)碼元分別調(diào)制N個(gè)子載波： (n=0

11、，1，2，N-1) 式中：f為子載波的間隔，設(shè)計(jì)為 它是OFDM系統(tǒng)的重要設(shè)計(jì)參數(shù)之一。當(dāng)f0>>1/Ts時(shí)，各子載波是兩兩正交的，即 1，n=m0， nm輸入的串行比特以L比特為一幀，每幀分為N組，每組比特?cái)?shù)可以不同，第i組有qi個(gè)比特，即 第i組比特對(duì)應(yīng)第i子信道的Mi=2qi個(gè)信號(hào)點(diǎn)。這些復(fù)數(shù)信號(hào)點(diǎn)對(duì)應(yīng)這些子信道的信息符號(hào)，用dn(n=0，1，2，N-1)表示。利用IDFT可以完成dn的OFDM基帶調(diào)制，因?yàn)槭?4-147)的復(fù)包絡(luò)可以表示為 則OFDM信號(hào)就為若對(duì)A(t)以1ts速率抽樣，由式(4-147)得到： 可見(jiàn)，所得到的A(m)是dn的IDFT，或者說(shuō)直接對(duì)dn求離

12、散傅氏反變換就得到A(t)的抽樣A(m)。而A(m)經(jīng)過(guò)低通濾波(D/A變換)后所得到的模擬信號(hào)對(duì)載波進(jìn)行調(diào)制便得到所需的OFDM信號(hào)。在接收端則進(jìn)行相反的過(guò)程，把解調(diào)得到的基帶信號(hào)經(jīng)過(guò)A/D變換后得到dn，在經(jīng)過(guò)并串變換輸出。當(dāng)N比較大時(shí)可以采用高的效率IFFT(FFT)算法，現(xiàn)在已有專(zhuān)用的IC可用，利用它可以取代大量的調(diào)制解調(diào)器，使結(jié)構(gòu)變得簡(jiǎn)單。 下圖是OFDM基帶信號(hào)處理原理圖。其中，（a）是發(fā)射機(jī)工作原理，（b）是接收機(jī)工作原理。（一）OFDM的調(diào)制解調(diào)原理OFDM通過(guò)把需要發(fā)射的數(shù)據(jù)流分解為若干個(gè)并行的數(shù)據(jù)子流，這樣每個(gè)數(shù)據(jù)子流在速率上就會(huì)降低很多，然后再進(jìn)行相關(guān)調(diào)制，將它們調(diào)制到一

13、組總數(shù)為N，頻率之間的間隔相等，且又兩兩正交的子載波上。OFDM的調(diào)制可以用離散傅里葉反變化(IDFT)來(lái)實(shí)現(xiàn)，相應(yīng)的有在解調(diào)端可以用離散傅里葉變換(DFT)來(lái)實(shí)現(xiàn)。而這兩種傅里葉變換都有相應(yīng)的快速算法，在系統(tǒng)的效率和相應(yīng)時(shí)間上會(huì)有所提高。系統(tǒng)的實(shí)際應(yīng)用中一般采用IFFT和FFT技術(shù)。（二）串并轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)傳輸?shù)牡湫托问绞谴袛?shù)據(jù)流，符號(hào)被連續(xù)傳輸，每一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)的頻譜可占據(jù)整個(gè)可利用的帶寬。但在并行守護(hù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中，許多符號(hào)被同時(shí)傳輸，減少了那些在串行系統(tǒng)中出現(xiàn)的問(wèn)題。在OFDM系統(tǒng)中，每個(gè)傳輸符號(hào)速率的大小大約在幾十bps到幾十Kbps之間，所以必須進(jìn)行串并變換，將輸入串行比特流轉(zhuǎn)換為可以傳輸

14、的OFDM符號(hào)。由于調(diào)制模式可以自適應(yīng)調(diào)節(jié)，所以每個(gè)子載波的調(diào)制模式是可變化的，因而每個(gè)子載波可傳輸?shù)谋忍財(cái)?shù)也是可以變化的，所以串并轉(zhuǎn)換需要分配給每個(gè)子載波數(shù)據(jù)段的長(zhǎng)度是不一樣的。在接收端執(zhí)行相反的過(guò)程，從各個(gè)子載波處來(lái)的數(shù)據(jù)被轉(zhuǎn)換回原始的串行數(shù)據(jù)。（三）保護(hù)間隔和循環(huán)前綴應(yīng)用OFDM的一個(gè)重要原因在于它可以有效的對(duì)抗多徑時(shí)延擴(kuò)展。通過(guò)把輸入數(shù)據(jù)流串并變換到N個(gè)并行的子信道中，使得每一個(gè)調(diào)制子載波的數(shù)據(jù)周期可以擴(kuò)大為原始數(shù)據(jù)符號(hào)周期的N倍。為了最大限度的消除符號(hào)間干擾，還可以在每個(gè)OFDM符號(hào)間插入保護(hù)間隔(GI)，而且該保護(hù)間隔長(zhǎng)度一般要大于無(wú)線(xiàn)信道中的最大時(shí)延擴(kuò)展，這樣一個(gè)符號(hào)的多徑分量就

15、不會(huì)對(duì)下一個(gè)符號(hào)造成干擾。在這段保護(hù)間隔內(nèi)，可以不插入任何信號(hào)，即是一段空閑的傳輸時(shí)段。（四）OFDM的基本參數(shù)各種OFDM參數(shù)的選擇就是需要在多項(xiàng)要求沖突中進(jìn)行折中考慮。通常來(lái)講，如前所述，首先要確定3個(gè)參數(shù)：帶寬、比特率以及保護(hù)間隔，按照慣例，保護(hù)間隔的時(shí)間長(zhǎng)度應(yīng)該為應(yīng)用移動(dòng)環(huán)境信道的時(shí)延均方根值的24倍。一旦確定了保護(hù)間隔，則OFDM符號(hào)周期長(zhǎng)度就可以確定。為了最大限度的減少由于插入保護(hù)間隔所帶來(lái)的信噪比的損失，希望OFDM符號(hào)周期長(zhǎng)度要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于保護(hù)間隔長(zhǎng)度。但是符號(hào)周期長(zhǎng)度又不可能任意大，否則OFDM系統(tǒng)中包括更多的子載波數(shù)，從而導(dǎo)致子載波間隔相應(yīng)減少，系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度增加，而且還加大

16、了系統(tǒng)的峰值平均功率比，同時(shí)使系統(tǒng)對(duì)頻率偏差更加敏感。因此在實(shí)際應(yīng)用中，一般選擇符號(hào)周期是保護(hù)間隔長(zhǎng)度的5倍，這樣由于插入保護(hù)比特所造成的信噪比損耗只有1dB左右。（五）調(diào)制方式可以通過(guò)改變發(fā)射的射頻信號(hào)的幅度、相位和頻率來(lái)調(diào)制信號(hào)。對(duì)于OFDM系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，只能采用前兩種調(diào)制方法，而不能采用頻率調(diào)制的方法，這是因?yàn)樽虞d波是頻率正交，而且攜帶獨(dú)立的信息，調(diào)制子載波頻率會(huì)破壞這些子載波的正交特性，這是頻率調(diào)制不能在OFDM系統(tǒng)中采用的原因。（六）16QAM調(diào)制16QAM 是用兩路獨(dú)立的正交 4ASK 信號(hào)疊加而成，4ASK 是用多電平信號(hào)去鍵控載波而得到的信號(hào)。它是 2ASK 體制的推廣，和 2AS

17、K 相比，這種體制的優(yōu)點(diǎn)在于信息傳輸速率高。16QAM 信號(hào)采取正交相干解調(diào)的方法解調(diào)，解調(diào)器首先對(duì)收到的 16QAM 信號(hào)進(jìn)行正交相干解調(diào)，一路與 cos c t 相乘，一路與 sin c t 相乘。然后經(jīng)過(guò)低通濾波器，低通濾波器 LPF 濾除乘法器產(chǎn)生的高頻分量，獲得有用信號(hào)，低通濾波器LPF 輸出經(jīng)抽樣判決可恢復(fù)出電平信號(hào)。16 進(jìn)制的正交振幅調(diào)制是一種振幅相位聯(lián)合鍵控信號(hào)。16QAM 的產(chǎn)生有 2 種方法：（1）正交調(diào)幅法，它是有 2 路正交的四電平振幅鍵控信號(hào)疊加而成；（2）復(fù)合相移法：它是用 2 路獨(dú)立的四相位移相鍵控信號(hào)疊加而成。（七）QPSK調(diào)制QPSK是在2PSK（二相調(diào)相）

18、的基礎(chǔ)上發(fā)展而來(lái)的一種多進(jìn)制相位調(diào)制。QPSK是利用載波的四種不同相位來(lái)表征傳送的數(shù)字信息。在QPSK調(diào)制中，首先對(duì)輸入的二進(jìn)制數(shù)據(jù)按二位數(shù)字編成一組，以此構(gòu)成雙比特碼元。其組合共有4種，即有4種不同狀態(tài)。故可以用M=4種相位或相位差來(lái)表示。這里M=4，故稱(chēng)為四相調(diào)相。同樣，若采用八相調(diào)制方式，在一個(gè)碼元時(shí)間內(nèi)可傳送3位碼，其信息傳送速率是二相調(diào)制方式的3倍。由此可見(jiàn)，采用多相調(diào)制的級(jí)數(shù)愈多，系統(tǒng)的傳輸速率愈高，但相鄰載波之間的相位差愈小，接收時(shí)要區(qū)分它們的困難程度就愈大，將使誤碼率增加。五、基于OFDM基帶的系統(tǒng)設(shè)計(jì)仿真本次分別采用了16QAM和QPSK兩種方式進(jìn)行映射和逆映射，OFDM基帶

19、系統(tǒng)程序流程圖如下圖所示：（一）實(shí)驗(yàn)程序：1、QPSK映射程序function out_message=QPSK(Sig) a1,b1=find(Sig(:,1)=0&Sig(:,2)=0); out_message(a1)=-1-j;a2,b2=find(Sig(:,1)=0&Sig(:,2)=1);out_message(a2)=-1+j;a3,b3=find(Sig(:,1)=1&Sig(:,2)=0);out_message(a3)=1-j;a4,b4=find(Sig(:,1)=1&Sig(:,2)=1);out_message(a4)=1+j;end

20、2、QPSK逆映射程序function out_symbol,out_bit=DeQPSK(Sig_noise) m1=find(angle(Sig_noise)<=pi/2&angle(Sig_noise)>0); out_symbol(1,m1)=1+j; out_bit(m1,1)=1; out_bit(m1,2)=1;m2=find(angle(Sig_noise)>pi/2&angle(Sig_noise)<=pi); out_symbol(1,m2)=-1+j; out_bit(m2,1)=0; out_bit(m2,2)=1;m3=find

21、(angle(Sig_noise)>-pi&angle(Sig_noise)<=-pi/2); out_symbol(1,m3)=-1-j; out_bit(m3,1)=0; out_bit(m3,2)=0;m4=find(angle(Sig_noise)>-pi/2&angle(Sig_noise)<=0); out_symbol(1,m4)=1-j; out_bit(m4,1)=1; out_bit(m4,2)=0;end3、復(fù)高斯白噪聲程序function sig_noise,snr_dB = fu_awgn (Sig,SNR,Num_signal

22、)L_SNR = 10.(SNR/10); % 轉(zhuǎn)換為線(xiàn)性信噪比Eb = sum(abs(Sig).2)/Num_signal; % 每比特的能量N0 = Eb/L_SNR; % 噪聲功率譜密度noise_R1 = randn(1,length(Sig); % 實(shí)際產(chǎn)生均值為0，方差為1的隨機(jī)高斯序列，功率譜密度是1noise_R2 = noise_R1-mean(noise_R1); % 讓均值再更接近0 noise_R3 = noise_R2./std(noise_R2); % 標(biāo)準(zhǔn)差歸一化 讓均值等于0noise_R = noise_R3*sqrt(N0/2); % 使得功率譜密度是N0

23、/2noise_I1 = randn(1,length(Sig); % 實(shí)際產(chǎn)生均值為0，方差為1的隨機(jī)高斯序列，功率譜密度是1noise_I2 = noise_I1-mean(noise_I1); % 讓均值再更接近0 noise_I3 = noise_I2./std(noise_I2); % 標(biāo)準(zhǔn)差歸一化 讓均值等于0noise_I = noise_I3*sqrt(N0/2); % 使得功率譜密度是N0/2x = noise_R + j*noise_I; % 生成復(fù)噪聲sig_noise = Sig+x; % 此時(shí)加入的就是Eb/N0snr=sum(abs(Sig).2)/sum(abs(

24、x).2);snr_dB=10*log10(snr); % 實(shí)際加入的信噪比SNRend 4、主程序（求誤比特率曲線(xiàn)）% OFDM基帶系統(tǒng)clear all;close all;clc% 參數(shù)設(shè)置N = 256; % fft點(diǎn)數(shù)Num_carriers = 256; % 載波數(shù)length_symbol =10000; % 符號(hào)長(zhǎng)度M = 2;bit_num = Num_carriers*length_symbol*M; % 數(shù)據(jù)個(gè)數(shù)Pe_check = ;for SNR = 2:2:14 % 輸入信噪比% 產(chǎn)生基帶數(shù)據(jù)信號(hào)Sig= randi(0 1,1,bit_num);% QPSK調(diào)制S

25、ig =reshape(Sig,2,bit_num/2)' %QPSK映射out_message=QPSK(Sig); % 串并轉(zhuǎn)換Sig_modulation = reshape(out_message,Num_carriers,length_symbol); % 插值interp_Sig_modulation = Sig_modulation(1:Num_carriers/2,:);zeros(N-Num_carriers,length_symbol);Sig_modulation(Num_carriers/2+1:Num_carriers,:);% ifftifft_messag

26、e = ifft(interp_Sig_modulation,N);% 求PSDfft_ps_ifft_message = fftshift(fft(ifft_message,1024);PSD_message = 10*log10(abs(fft_ps_ifft_message).2/max(abs(fft_ps_ifft_message).2);f1 = (0:length(PSD_message)-1)/length(PSD_message);figure(1)plot(f1,PSD_message);hold on ;plot(0:1/N:1, 0, 'r*');axi

27、s(0 1 -40 0);xlabel('歸一化頻率');ylabel('歸一化功率');title('OFDM信號(hào)功率譜')% 加入復(fù)高斯白噪聲Re_message = reshape(ifft_message,1,N*length_symbol);sig_noise,snr_dB = fu_awgn (Re_message,SNR,length(Re_message);% 并串轉(zhuǎn)換ps_sig_noise = reshape(sig_noise,N,length_symbol);% fftfft_Re_message = fft(ps_sig

28、_noise,N);% 抽值samp_fft_Re_message = fft_Re_message(1:Num_carriers/2,:);fft_Re_message(Num_carriers/2+1:Num_carriers,:);% QPSK解調(diào)samp_fft_Re_message = reshape(samp_fft_Re_message,1,Num_carriers*length_symbol);out_symbol,out_bit=DeQPSK(samp_fft_Re_message); % QPSK逆映射resum,ratio1=symerr(Sig,out_bit); Pe

29、 = ratio1;Pe_check = Pe_check,Pe;endSNR = 4:2:16; figuresemilogy(SNR,Pe_check,'-kd');xlabel('信噪比/dB');ylabel('誤比特率');axis(4 16 1e-6 1);5、主程序（繪制功率譜和頻譜）% OFDM基帶系統(tǒng)clear all;close all;clc% 參數(shù)設(shè)置N = 64; % fft點(diǎn)數(shù)Num_carriers = 32; % 載波數(shù)length_symbol =100; % 符號(hào)長(zhǎng)度M = 2;bit_num = Num_ca

30、rriers*length_symbol*M; % 數(shù)據(jù)個(gè)數(shù)% 產(chǎn)生基帶數(shù)據(jù)信號(hào)Sig= randi(0 1,1,bit_num);% QPSK調(diào)制Sig =reshape(Sig,2,bit_num/2)' %QPSK映射Sig_modulation=QPSK(Sig); % 串并轉(zhuǎn)換Sig_modulation = reshape(Sig_modulation,Num_carriers,length_symbol); % 插值 interp_Sig_modulation_psd = Sig_modulation(1:Num_carriers/2,:);zeros(N-Num_car

31、riers,length_symbol);Sig_modulation(Num_carriers/2+1:Num_carriers,:); %求功率譜插值Sig_modulation = Sig_modulation'zeros(length_symbol,Num_carriers); %每隔一個(gè)信道插值一個(gè)符號(hào)長(zhǎng)度的0；此時(shí)得到的頻譜不正交interp_Sig_modulation = reshape(Sig_modulation,length_symbol,2*Num_carriers)'% ifftifft_message = ifft(interp_Sig_modula

32、tion_psd,N);% 求PSDfft_ps_ifft_message = fftshift(fft(ifft_message,1024);PSD_message = 10*log10(abs(fft_ps_ifft_message).2/max(abs(fft_ps_ifft_message).2);f1 = (0:length(PSD_message)-1)/length(PSD_message);figure(1)plot(f1,PSD_message)hold on plot(0:1/N:1, 0, 'r*')axis(0 1 -40 0);xlabel('

33、歸一化頻率');ylabel('歸一化功率譜');title('OFDM符號(hào)功率譜')%求頻譜fft_ps_ifft_message1 = fftshift(interp_Sig_modulation(:,1),2048); %進(jìn)行了插值fft_ps_ifft_message2 = fftshift(Sig_modulation(:,1),2048); %未進(jìn)行插值f1 = (0:length(fft_ps_ifft_message1)-1)/length(fft_ps_ifft_message1);f2 = (0:length(fft_ps_ifft_message2)-1)/length(fft_ps_ifft_message2);figure(2)subplot(211)plot(f1,abs(fft_ps_ifft_message1)/max(abs(fft_ps_ifft_message1);axis(0 1 0 1.2);xlabel('歸一化頻率');ylabel('歸一化頻譜'