小功率光伏并網(wǎng)逆變電源的設計39991

1、. . . . I / 41目錄摘要 IABSTRACTII第一章 緒論 11.1 課題的研究背景與意義 11.2 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)簡介 11.3 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)對逆變器的要求 21.4 本文的主要研究容 2第二章 并網(wǎng)逆變器的設計與系統(tǒng)的工作原理 32.1 并網(wǎng)逆變器的選擇 32.1.1 并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)的選擇 32.1.2 并網(wǎng)逆變器回路方式的選擇 32.1.3 系統(tǒng)的總體方案 42.2 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的工作原理 52.2.1 前級電路的工作原理 52.2.2 后級電路的工作原理 6第三章 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的設計 83.1 主電路的設計 83.2 控制電路與保護電路的設計 83.2.2

2、并網(wǎng)同步的實現(xiàn) 83.2.3SPWM 波的產(chǎn)生 11. . . . II / 413.2.4 保護電路 123.3 驅(qū)動電路 123.4 輸出濾波電路 133.5 輔助電源設計 143.5.1 輔助電源的設計要求 143.5.2 輔助電源設計電路 143.6 系統(tǒng)的電磁兼容設計 153.6.1 硬件方面考慮 153.6.2 軟件方面考慮 163.7 光伏并網(wǎng)逆變器的仿真建模 163.8 控制系統(tǒng)軟件設計 17第四章 最大功率點跟蹤方法的比較分析 194.1 恒定電壓跟蹤法 194.2 擾動觀測法 204.3 間歇掃描法 21第五章 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的孤島效應與防止策略 225.1 孤島效應與其

3、危害 225.2 孤島效應的檢測方法 225.2.1 被動檢測方法 225.2.2 主動檢測方法 235.2.3 外部檢測方法 23. . . . III / 415.2.4 本論文采用的孤島檢測的方法 24第六章 總結(jié)與展望 266.1 總結(jié) 266.2 展望 26參考文獻 27. . . . 1 / 41第一章第一章 緒論緒論1.11.1 課題的研究背景與意義課題的研究背景與意義能源是人類社會生存和發(fā)展的動力源泉。隨著社會經(jīng)濟的發(fā)展和人類生活水平的提高，世界圍對能源的需求日益增長，目前世界能源的利用仍以煤炭、石油、天然氣和水與核能等一次能源為主，然而這些有限的能源儲量正在日趨枯竭。據(jù)世界能

4、源委員會（WEC）預測，按照資源己探明儲量和目前的發(fā)展速度，石油將在 45 年后枯竭，天然氣將在 60 年后殆盡，資源量最大的煤炭也只夠再開采 220 年。另外，由于燃燒煤、石油等化石燃料，每年有數(shù)十萬噸硫等有害物質(zhì)排向天空，使大氣環(huán)境遭到嚴重污染，同時由于大量排放 CO2等溫室氣體而使地球產(chǎn)生明顯的溫室效應，引起全球氣候變化；水力發(fā)電受到水力資源的限制和季節(jié)的影響，并且有時會破壞當?shù)氐纳鷳B(tài)平衡；核電在正常情況下固然是干凈的，但萬一發(fā)生核泄漏，后果同樣十分嚴重，并且核廢料的處理直至今日仍然是一個全球性待解決的問題。自 1973 年世界石油危機以來，常規(guī)能源頻頻告急。人們對能源提出了越來越高的要

5、求，尋找新能源己經(jīng)是當前人類面臨的迫切課題。太陽能以其清潔、無污染，并且取之不盡、用之不竭等優(yōu)點越來越得到人們的關注。地球表面每年接受太陽的輻射量達 5.41024 J，相當于 1.81014 t 標準煤。若將其中的 0.1%按轉(zhuǎn)換率 5%轉(zhuǎn)換為電能，每年發(fā)電量可達 5600TWh，相當于目前全世界能耗的 40 倍。因此，太陽能發(fā)電，必將成為 21 世紀后期的主導能源。據(jù)歐洲 JRC 預測，到未來的 2100 年時，太陽能在整個能源結(jié)構(gòu)中將占 68%的份額3。因此，太陽能發(fā)電對今后能源發(fā)展有著特別重要的意義。1.21.2 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)簡介光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)簡介光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)是將太陽能電池發(fā)

6、出的直流電轉(zhuǎn)化為與電網(wǎng)電壓同頻同相的交流電，并且實現(xiàn)既向負載供電，又向電網(wǎng)發(fā)電的系統(tǒng)。光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)主要由光伏陣列、并網(wǎng)逆變器、控制器和繼電保護裝置組成。光伏陣列是光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的主要部件，由其將接收到的太能直接轉(zhuǎn)換為電能。目前工程上應用的光伏陣列一般是由一定數(shù)量的晶體硅太陽能電池組件按照系統(tǒng)需要的電壓的要求串、并聯(lián)組成的。并網(wǎng)逆變器是整個光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的核心，它將光伏陣列發(fā)出的電能逆變成220V50Hz 的正弦波電流并入電網(wǎng)。電壓型逆變器主要由電力電子開關器件組成，以脈寬調(diào)制的形式向電網(wǎng)提供電能?？刂破饕话阌蓡纹瑱C或 DSP 芯片作為核心器件，控制光伏陣列的最大功率點的跟蹤、控制逆變器

7、并網(wǎng)電流的功率和波形。繼電保護裝置可以保證光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)和電網(wǎng)的安全性。. . . . 2 / 411.31.3 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)對逆變器的要求光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)對逆變器的要求作為光伏陣列和交流電網(wǎng)系統(tǒng)間進行能量交換的逆變器，其安全性、可靠性、逆變效率、制造成本等因素對光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的整體投資和收益具有舉足輕重的作用。因此，光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)對并網(wǎng)逆變器有如下要求：1)實現(xiàn)高質(zhì)量的電能轉(zhuǎn)換。并網(wǎng)逆變器輸出的電流頻率和相位與電網(wǎng)的必須嚴格一致，以使輸出功率因數(shù)盡可能的達到 1。2)實現(xiàn)系統(tǒng)的安全保護要求。如輸出過載保護、輸出短路保護、輸入反接保護、直流過壓保護、交流過壓和欠壓保護、孤島保護與裝置

8、自身保護等，從而確保系統(tǒng)的安全性和可靠性。3)具有較高的可靠性。目前光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)主要在一些自然條件惡劣的地區(qū)，所以逆變器應在長時間的工作條件下保證低故障率，并具有較強的自我診斷能力，因此所設計的逆變器應具有合理的電路結(jié)構(gòu)、嚴格的元器件篩選。4)最大功率的跟蹤。最大限度的利用光伏陣列，提高逆變器的效率。1.41.4 本文的主要研究容本文的主要研究容本文在學習光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)逆變器工作原理與前人研究的基礎上，研究光伏并網(wǎng)逆變器的結(jié)構(gòu)與控制，進一步研究了光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的孤島檢測，并進行了較為深入的理論分析和研究。第一章緒論，簡要介紹了課題背景光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)與其逆變器，對光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)有了初

9、步認識。第二章，對逆變器主回路的拓撲結(jié)構(gòu)進行了研究，設計了兩級并網(wǎng)逆變器，同時對逆變器主回路的工作原理進行了分析。第三章，研究了光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)的特點和光伏并網(wǎng)逆變器的工作原理，對各種控制策略進行了比較，選擇改進固定頻率 SPWM 電流跟蹤控制策略，較好的實現(xiàn)了并網(wǎng)逆變器的單位功率因數(shù)正弦電流輸出控制。研究設計了控制電路與其它重要電路。第五章，分析了孤島效應產(chǎn)生的原因、危害，詳細的闡述了常用的孤島效應的檢測方法，并指出它們的優(yōu)缺點與使用圍。對光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)所存在的孤島效應進行研究和驗證，采用有效的孤島效應的檢測方法。第六章,總結(jié)與展望，對全文做出總結(jié)，指出本課題需要進一步研究的方向。. .

10、. . 3 / 41第二章第二章 并網(wǎng)逆變器的設計與系統(tǒng)的工作原理并網(wǎng)逆變器的設計與系統(tǒng)的工作原理2 21 1 并網(wǎng)逆變器的選擇并網(wǎng)逆變器的選擇2 21 11 1 并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)的選擇并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)的選擇光伏并網(wǎng)逆變器按控制方式分類，可分為電壓源電壓控制、電壓源電流控制、電流源電壓控制、電流源電流控制四種方式。以電流源為輸入的逆變器，直流側(cè)需要串聯(lián)一大電感提供較穩(wěn)定的直流電流輸入，但由于此大電感往往會導致系統(tǒng)動態(tài)響應差，因此當前并網(wǎng)逆變器普遍采用以電壓源輸入為主的方式。按照輸入直流電源的性質(zhì)，可以將逆變器分為電流型逆變器和電壓型逆變器，結(jié)構(gòu)如圖所示。圖2.1逆變器結(jié)構(gòu)市電電網(wǎng)可視為容量無窮大的

11、定值交流電壓源，光伏并網(wǎng)逆變器的輸出可以控制為電壓源或電流源。如果光伏并網(wǎng)逆變器的輸出采用電壓控制，則光伏并網(wǎng)系統(tǒng)和電網(wǎng)實際上就是兩個交流電壓源的并聯(lián)運行，這種情況下要保證光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)穩(wěn)定運行，則必須采用鎖相控制技術實現(xiàn)與市電電網(wǎng)同步。在穩(wěn)定運行的基礎上，可通過調(diào)整并網(wǎng)逆變器輸出電壓的幅值與相位來控制系的有功輸出與無功輸出。但由于鎖相回路的響應較慢，并網(wǎng)逆變器輸出電壓值不易精確控制，系統(tǒng)可能出現(xiàn)環(huán)流等問題，同樣功率等級的電壓源并聯(lián)運行方式不易獲得優(yōu)異性能。因此光伏并網(wǎng)逆變器的輸出常采用電流控制，此時光伏并網(wǎng)系統(tǒng)和電網(wǎng)實際上是交流電流源和電壓源的并聯(lián)，只需控制逆變器的輸出電流以跟蹤電網(wǎng)電壓，

12、即可達到并聯(lián)運行的目的。這種控制方式相對簡單，使用比較廣泛。綜上所述，本文設計的光伏并網(wǎng)逆變器采用電壓源輸入、電流源輸出的控制方式，即電壓型逆變器。采用電壓型逆變主電路，可以同時實現(xiàn)有源濾波和無功補償?shù)目刂?，在實際中已經(jīng)得到了廣泛的研究和應用，可以有效的進行光伏發(fā)電、提高供電質(zhì)量和減少功率損耗，而且可以節(jié)省相應設備的投資。2 21 12 2 并網(wǎng)逆變器回路方式的選擇并網(wǎng)逆變器回路方式的選擇. . . . 4 / 41逆變器的主電路結(jié)構(gòu)按照輸出的絕緣形式分為：工頻變壓器絕緣方式、高頻變壓器絕緣方式、無變壓器方式 3 種。逆變器無變壓器無絕緣方式主電路比工頻變壓器絕緣方式復雜些，比高頻變壓器絕緣方

13、式簡單，效率高。此外這種方式?jīng)]有變壓器，體積小、重量輕、成本較低，是到目前為止比較好的一種主電路方式。并且對于小功率的光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)，光伏電池陣列的輸出電壓比較低，適合采用無變壓器方式。2 21 13 3 系統(tǒng)的總體方案系統(tǒng)的總體方案經(jīng)過方案的比較論證，本論文決定采用無變壓器的兩級結(jié)構(gòu)，即前級的 DCDC 變換器和后級的 DCAC 逆變器，兩部分通過 DClink 連接。系統(tǒng)的控制部分由以 TMS320F2812為核心的控制單元完成，另外系統(tǒng)設計了輔助電源為控制電路提供電源，輔助電源采用HV9120 芯片。光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖如圖所示。圖 2.2 系統(tǒng)框圖前級 DCDC 變換器，可選擇的

14、形式有降壓式變換電路，升壓式變換電路，升降壓式變換電路，庫克式變換電路等。由于 Buck 電路的輸入工作在斷續(xù)狀態(tài)下，若不加入儲能電容，光伏陣列的工作時斷時續(xù)，不能工作在最佳工作狀態(tài)，加入了儲能電容后，Buck電路功率開關斷開時光伏陣列對儲能電容充電，使太陽能電池始終處于發(fā)電狀態(tài)，此時調(diào)節(jié) Buck 電路占空比才能有效跟蹤最大功率點，因此儲能電容對于利用 Buck 電路實現(xiàn)MPPT 功能是必不可少的，然而在大負荷情況下，儲能電容始終處于大電流充放電的狀態(tài)，對其可靠工作不利，同時由于儲能電容通常為電解電容，增大了 MPPT 裝置的體積，使整個系統(tǒng)變得笨重。此外，后級 DCAC 電路為了能得到正常

15、的輸入工作電壓，前級的輸出電壓不能太低，而光伏陣列的電壓隨著日照等因素變動較大，其輸出電壓低時若通過Buck 電路降壓，則逆變器無法工作，所以不采用 Buck 電路。相比之下，Boost 變換器可以始終工作在輸入電流連續(xù)的狀態(tài)下，只要輸入電感足夠大，電感上的紋波電流小到接近平滑的直流電流，因此只需加入通量較小的無感電容甚至不加電容，避免了加電容帶來的弊端。Boost 電路簡單，功率開關器件的驅(qū)動設計方便，因此，選用 Boost 升壓電路。光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)主電路的拓撲結(jié)構(gòu)圖如圖所示。光伏陣列輸出的額定直流電壓為50-一 80V 之間，通過 DCDC 變換器轉(zhuǎn)換為 DClink 的直流電。后級的

16、DCAC 逆變器，采用逆變?nèi)珮?，作用是?DClink 直流電轉(zhuǎn)換為 220V50Hz 的正弦交流電，實現(xiàn)逆變向電網(wǎng)輸送功率。DClink 的作用除了連接 DCDC 變換器和 DCAC 逆變器，還實現(xiàn)了功率的傳遞。系統(tǒng)主電路的拓撲結(jié)構(gòu)如下：. . . . 5 / 41圖圖 2.32.3 系統(tǒng)主電路的拓撲結(jié)構(gòu)2 22 2 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的工作原理光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的工作原理2 22 21 1 前級電路的工作原理前級電路的工作原理1)電路原理圖Boost電路由開關管Q1，二極管D，電感L，電容C組成。Boost電路的作用是將電壓Upv升壓到Udc。，其中，Upv是光伏陣列的輸出電壓，Udc是Boo

17、st電路的輸出電壓。Boost電路原理圖如下圖 2.4Boost 電路原理圖2)工作過程在每個斬波周期，開關管 Ql 導通、關斷各一次。開關管 Q1 導通時，等效電路如圖所示，流過電感 L 的電流為 t，在電感未飽和前，電流線性增加，電能以磁能的形式儲存在電感 L 中。此時，由于二極管陽極接在電源負極，二極管關斷，電容 C 只能向電阻姓放電，提供電阻電流名，。當二極管關斷時，其等效電路如圖所示，由于流過電感的電流不能突變，電感工兩端的電壓極性改變，此時，電源和電感串聯(lián)，向電容和電阻供電。簡言之，開關管 Q1 導通時，二極管反偏，輸出級隔離，由輸入端向電感提供能量；開關管 Q1 斷開時，輸出級吸

18、收來自電感和輸入端的能量。. . . . 6 / 41根據(jù)上述分析，列出工作過程中的關系表達式如下：式中，Ts 為開關管的開關周期；D 為占空比；DTs 為開關管的導通時間；1-DTs 為開關管的截止時間。整理后得3)工作原理根據(jù)電感電流在周期開始是否從零開始，是否連續(xù)，可分為連續(xù)的工作狀態(tài)或不連續(xù)的工作狀態(tài)兩種模式。由于電路在斷續(xù)工作時，電感電流的不連續(xù)意味著光伏陣列輸出的電能在每個周期都有一部分被浪費了，而且紋波也會大些。因此一般把 Boost 電路設計為連續(xù)導通的工作狀態(tài)。2 22 22 2 后級電路的工作原理后級電路的工作原理1)電路原理圖光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的逆變器采用單相全橋逆變器結(jié)構(gòu)

19、，其拓撲結(jié)構(gòu)圖如圖所示。圖 2.4 單相全橋并網(wǎng)逆變器主電路結(jié)構(gòu)圖2)工作原理上圖所示是單相全橋并網(wǎng)逆變器主電路結(jié)構(gòu)圖，其中un（t）是電網(wǎng)電壓，Udc是輸入的恒定的直流電壓，us(t)是逆變器的輸出電壓，in(t)是從逆變器輸出到電網(wǎng)的電流。Ln為交流輸出電感，Cdc為直流測支撐電容，即前級Boost電路的輸出電容，T1T4是主開關管，Dl-D4是其反并聯(lián)二極管。對四個開關管進行適當?shù)腜WM控制，就可以調(diào)節(jié)電流式in（t)為正弦波，并且與電網(wǎng)電壓Un（t）保持同相位。光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)要求在并網(wǎng)逆變器的輸出側(cè)實現(xiàn)功率因數(shù)為1，波形為正弦波，輸出電流與網(wǎng)壓同頻同相，其控制策略與一般獨立的電壓型逆

20、變器的控制策略有所不同，如圖2.4中，每個開關器件上都反并聯(lián)一個二極管，起著續(xù)流的作用。交流側(cè)電感的作用在于：(1)有效抑制輸出電流的過分波動；. . . . 7 / 41(2)將開關動作所產(chǎn)生的高頻電流成分濾除；(3)由于輸出電感的存在，輸出電流t的基波分量式。在其上產(chǎn)生一個電壓jwLIN。，這樣，變換器的輸出電壓us的基波us1和電網(wǎng)電壓un之間將產(chǎn)生一個位移量9，通過PWM控制開關器件使變換器的輸出電壓us滿足上述的矢量關系，這樣在理論上可以實現(xiàn)輸出電流與電網(wǎng)電壓同頻同相。本論文采用脈寬調(diào)制方式，通過控制開關器件TlT4的導通和關斷時間，實現(xiàn)能量從并網(wǎng)逆變器向電網(wǎng)傳遞，達到輸出功率因數(shù)為

21、l的目的。圖2.5逆變器電路圖第第三三章章 光光伏伏并并網(wǎng)網(wǎng)發(fā)發(fā)電電系系統(tǒng)統(tǒng)的的設設計計逆變部分是整個光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的重要組成部分，逆變部分包括：主電路、控制電路和保護電路、驅(qū)動電路與輸出濾波電路四部分。其中主電路主要完成能量變換，吸收電路軟化開關器件的開關曲線；控制電路完成對輸出電流的控制以滿足并網(wǎng)的要求；保護電路主要對各種故障進行保護；驅(qū)動電路是功率主電路和控制電路的接口電路；輸出濾波電路主要濾除高次諧波，提高輸出波形的質(zhì)量。系統(tǒng)的設計參數(shù)是：輸入電壓圍為50V80V，額定輸出電流為5A，額定功率為11kW。3 31 1 主電路的設計主電路的設計并網(wǎng)逆變器的主電路采用單相全橋主電路，通過

22、對逆變器進行適當?shù)目刂?，可使交流?cè)電流接近于正弦波，功率因數(shù)可為單位功率因數(shù)。開關管IGBT的選擇主要考慮以下幾個方面：1)電壓容量：在IGBT工作過程中，C、E兩端的電壓峰值不應超過IGBT的最高耐壓值，. . . . 8 / 41否則，器件將被過壓擊穿而損壞；2)電流容量：在IGBT工作時，集電極峰值電流必須處在IGBT開關安全工作區(qū)以(小于2到3倍額定電流)；3)散熱要求：IGBT在開關過程中會產(chǎn)生大量的開關損耗而使器件發(fā)熱，因而在考慮選擇器件時必須綜合考慮裝置的散熱條件。分別從以上三個方面考慮，在本系統(tǒng)中，IGBT的C、E兩端承受的電壓為直流400V，考慮到器件開關過程中電壓峰值的影響

23、，選取一定的電壓裕量，因而選取IGBT的耐壓值為600V；電流方面，單相全橋的額定工作電流為5A，最大為71A，因而為了保護系統(tǒng)的工作安全，對開關管電流選取了較大的裕量，取額定電流為20A；散熱方面，為了保證開關管的充分散熱，采用添加散熱器的措施?？傊?，本論文中的系統(tǒng)采用的是IR公司型號為IRG4PC40UD的IGBT作為主電路橋臂的開關管，其主要參數(shù)為：耐壓600V，額定電流20A。3 32 2 控制電路與保護電路的設計控制電路與保護電路的設計3 32 22 2 并網(wǎng)同步的實現(xiàn)并網(wǎng)同步的實現(xiàn)根據(jù)電流控制型并網(wǎng)逆變器原理，為使光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的有功功率輸出達到最大，必須控制輸出電流的頻率和相位

24、，使它們與電網(wǎng)電壓嚴格同步。所以電網(wǎng)相位的跟蹤是必須解決的問題，一般采用鎖相環(huán)(PLL)實現(xiàn)。1)鎖相環(huán)的原理與實現(xiàn)鎖相環(huán)是指能夠自動跟蹤輸入信號頻率與相位的閉環(huán)反饋控制系統(tǒng)。目前傳統(tǒng)的模擬鎖相環(huán)(Analog PLLAPLL)主要由鑒相器(PD)、環(huán)路濾波器(LF)和壓控振蕩器(VCO)組成。鑒相器的輸入是電網(wǎng)電壓的采樣信號Vac和壓控振蕩器的輸出Vout，鑒相器的輸出為誤差信號Ve，該信號為Vac和Vout相位差的線性函數(shù)。環(huán)路濾波器濾除Ve中的高頻信號后得到Vc，再由Vc來控制壓控振蕩器來改變輸出信號Vout的頻率和相位來逼近Vac的頻率和相位。當環(huán)路鎖定時，輸出信號和輸入信號同頻同相。

25、鎖相環(huán)原理框圖如圖所示。圖3.1鎖相環(huán)原理框圖隨著大規(guī)模集成電路的發(fā)展和應用，出現(xiàn)了數(shù)字式鎖相環(huán)(DigitalPLLDPLL)和將鑒相器、壓控振蕩器、可編程計數(shù)器等集成于一個集成電路(Integrated CircuitIC)的混合鎖相環(huán)(Hybrid PLL-HPLL)。APLL、DPLL、HPLL都是以硬件電路方式實現(xiàn)鎖相功能的，有著較為復雜的硬件電路，因此在使用過程中會遇到硬件電路不可避免的問題：直流零點漂移、器件飽和等。隨著DSP技術的發(fā)展，逐漸采用軟件鎖相環(huán)(Soft PLLSPLL)避免了APLL方式的缺點，得到了廣泛的應用。軟件鎖相環(huán)的基本組成如圖所示。. . . . 9 /

26、41圖3.2軟件鎖相環(huán)的基本組成本論文中，并網(wǎng)電流的頻率和相位與電網(wǎng)電壓嚴格同步是通過軟件鎖相實現(xiàn)的，即由輸入信號的硬件整形電路和鎖相軟件配合完成。軟件鎖相環(huán)是將典型的鎖相電路中由硬件來完成的功能改用軟件編程的方式來實現(xiàn)。電網(wǎng)電壓信號通過硬件電路整形后產(chǎn)生與其同步的TTL方波信號，將該方波信號送入到TMS320F2812芯片的CAPl引腳，TMS320F2812部軟件為CAPl分配了一個計數(shù)時基，同時設定該時基為遞增計數(shù)模式，只捕捉TTL信號的上升沿，并記錄下此時定時器的值，這樣相鄰兩次定時器值的差即為所測電網(wǎng)電壓的周期，用該周期作為正弦調(diào)制波的周期，即輸出并網(wǎng)電流的周期。同時，通過判斷電網(wǎng)電

27、壓過零時正弦表格指針所在的位置來判斷二者之間的相位差，相應的調(diào)整給定并網(wǎng)電流的正弦表格的指針，最后實現(xiàn)二者的同頻同相。此系統(tǒng)的鎖相是由捕獲中斷和定時中斷共同完成的，定時中斷用來輸出SPWM波，捕獲中斷用來完成并網(wǎng)電流的周期計算和相位調(diào)整，具體是利用電網(wǎng)電壓的周期來實現(xiàn)計算T1PR值作為給定并網(wǎng)電流周期，實現(xiàn)與電網(wǎng)電壓的同頻；通過調(diào)整正弦表指針PTR來實現(xiàn)和電網(wǎng)電壓同相。其中，正弦表格為200個點，載波頻率為10kHz，具體的鎖相環(huán)軟件流程如圖所示圖3.3鎖相環(huán)軟件流程2)同步信號檢測電路設計在進行逆變器輸出電流和電網(wǎng)電壓同步的過程中，DSP需要采集電網(wǎng)電壓信號的相位，由于TMS320F2812

28、芯片只能采集TTL電平信號，所以需要輔助的硬件電路將電網(wǎng)的正弦波電壓信號轉(zhuǎn)換為幅值為33V的方波信號，該方波信號和正弦波電壓信號具有一樣的過零點，即在電網(wǎng)電壓上升過零點處，方波信號變成高電平。本論文采用的硬件電路如圖所示。. . . . 10 / 41圖3.4硬件電路圖中的電壓傳感器將電網(wǎng)電壓變成同相位的弱電信號，該信號經(jīng)過比較器，即可得到與電網(wǎng)電壓同相位的TTL方波信號，如圖上所示。得到的方波信號經(jīng)過光電隔離和電平轉(zhuǎn)換后，將幅值為33V的方波信號送到DSP芯片的捕獲引腳CAP4上，捕獲單元在檢測到上升沿時觸發(fā)中斷，進行鎖相。實驗波形圖如圖下所示圖3.5電網(wǎng)電壓與TTL脈沖信號波形3)TMS3

29、20F2812芯片事件管理器模塊和捕獲單元介紹TMS320F2812芯片有兩個事件管理器，EVA和EVB，是數(shù)字電機控制應用的重要外設，能夠?qū)崿F(xiàn)機電設備控制的多種必要的功能。每個事件管理器模塊包括：定時器、比較器、捕獲單元、PWM邏輯電路、正交編碼脈沖電路以與中斷邏輯電路等。捕獲單元可以捕捉到捕獲單元外部引腳的跳變，捕獲單元的外部引腳一旦出現(xiàn)跳變，就會使能觸發(fā)。每個事件管理器有3個捕獲單元，每一個捕獲單元都有一個相應的捕獲輸入引腳。捕獲單元被使能后，輸入引腳上的跳變將使所選擇的通用定時器的計數(shù)值裝入到相應的FIFO堆棧，同時如果有一個或幾個有效的捕獲值存到FIFO堆棧(CAPxFIFO位不等于

30、O)，將會使相應的中斷標志位置位。如果中斷標志未被屏蔽，將產(chǎn)生一個外設中斷請求。每次捕獲到新的計數(shù)值存入到FIFO堆棧時，捕獲FIFO狀態(tài)寄存器CAPFIFOx相應的位就進行調(diào)整，實時的反映FIFO堆棧的狀態(tài)。從捕獲單元輸入引腳發(fā)生跳變到所選通用定時器的計數(shù)值被鎖存需要2個CPU時鐘周期的延時。復位時，所有捕獲單元的寄存器都被清零。3 32 23SPWM3SPWM 波的產(chǎn)生波的產(chǎn)生1)SPWM波生成的流程圖SPWM波的產(chǎn)生可以通過硬件電路生成或通過軟件編程生成。通過硬件電路實現(xiàn)SPWM. . . . 11 / 41波的方法往往電路復雜，控制精度難以保證。而用軟件編程的方法由于是采用數(shù)字控制方式

31、，可以獲得調(diào)節(jié)靈活、穩(wěn)定可靠、性能優(yōu)越的控制效果，但是要求中央處理器的運算速度快，運算能力強。TMS320F2812芯片具有高速優(yōu)異的運算功能和功能強大的PWM波發(fā)生模塊，本論文采用軟件編程的方法生成SPWM波。SPWM調(diào)制信號生成說明如圖所示。圖3.6 SPWM波生成的流程圖SPWM調(diào)制信號生成說明.通過軟件編程的方法來生成SPWM波，其原理是基于正弦控制波和三角載波相交以確定開關通斷時刻。用軟件生成SPWM波一般有兩種方法：查表法和計算法。查表法，即離線計算出對應的脈寬數(shù)據(jù)，寫入EPROM，實際控制時，由DSP通過查表和加減運算得到脈寬和間隔時間，以此控制功率器件的開通時間。計算法，即根據(jù)

32、理論推導出脈寬函數(shù)表達式，由DSP在實際控制時實時在線計算，以獲得相應的脈寬和間隔時間。一般來說，前者將占用大量存儲空間，而后者則需大量的運算時間。本論文采用的是查表法來生成SPWM波。3 32 24 4 保護電路保護電路過熱保護通過功率開關器件的電流雖沒有超過其額定電流，但若散熱條件變差，其結(jié)溫同樣會急劇上升。若結(jié)溫超過其額定結(jié)溫，功率開關器件也會燒壞。因此有必要設置結(jié)溫保護。一方面給開關管加散熱片和給系統(tǒng)加裝風扇，以降低開關管和系統(tǒng)溫度。另一方面，在散熱片靠近功率器件的地方加裝一個常閉繼電器，當散熱片溫度超過允許溫度時，繼電器觸點斷開，控制電路檢測到觸點斷開就使主電路停止工作。由于溫度變化

33、比較慢，故可以在主程序中采用查詢方式進行處理。3 33 3 驅(qū)動電路驅(qū)動電路. . . . 12 / 41驅(qū)動電路是指將DSP輸出的PWM進行放大、隔離，從而可以安全驅(qū)動開關器件的電路。驅(qū)動電路采用IR公司的專用驅(qū)動芯片IR2110。IR2110是一款高電壓、高速的功率MOSFET和IGBT驅(qū)動芯片，邏輯輸入與標準CMOS或LSTTL集成電路兼容。IR2110芯片具有以下特點1)具有電壓自舉特性，電壓可以達到500V,-600V，能承受暫時負電壓dv/dt的沖擊；2)門極驅(qū)動電壓圍在10V-20V之間，驅(qū)動能力強；3)當門極驅(qū)動電壓欠壓時，脈沖封鎖；4)響應速度快；5)適合于MOSFET管和I

34、GBT管提供脈沖，集成度高，可驅(qū)動同一橋臂的開關管；6)成本低、易于調(diào)試，并設有外部保護封鎖斷口；7)上管驅(qū)動采用外部自舉電容上電，驅(qū)動電路數(shù)目較其它IC驅(qū)動減少。圖為用IR2110設計的驅(qū)動電路原理圖。電容C2為自舉電容，Dl為自舉二極管。D1、D2和D3都必須選用超快恢復二極管。由于逆變?nèi)珮螂娐饭灿兴膫€功率開關器件，所以需要兩片IR2110驅(qū)動芯片。IR2110典型連接圖圖3.7IR2110典型連接圖在實際電路中，驅(qū)動部分的控制框圖如圖下所示，反相器l采用4049，反相器2采用7406，使用反相器是為了增大驅(qū)動能力，光耦采用6N137，主要起隔離作用，將主回路與控制回路隔離開來。圖3.8驅(qū)

35、動部分控制框圖3 34 4 輸出濾波電路輸出濾波電路輸出濾波器采用 LC 電路，作用是濾除逆變橋輸出 SPWM 波中的高次諧波分量。表面看起來好像 LC 濾波參數(shù)越大，系統(tǒng)輸出波形越好，實際上，濾波時間常數(shù)越大，不僅濾. . . . 13 / 41波電路的體積和重量過大，而且濾波電路引起的相位滯后變大，采用閉環(huán)波形反饋控制時，整個系統(tǒng)的穩(wěn)定性越差。相反，濾波參數(shù)選的過小，系統(tǒng)中的高頻分量反而起不到很好的抑制，輸出電壓不能滿足波形失真度的要求。因此，選擇濾波器參數(shù)時，要綜合考慮這兩方面的因素，分別確定濾波電感和濾波電容的值。如果電感選取過大，可以減小流過電感的電流紋波，相應減小了流過功率管的峰值

36、電流，減小了開關器件的功率損耗，此外還會影響輸出電流的跟蹤速度，使得系統(tǒng)動態(tài)響應過慢，降低穩(wěn)態(tài)精度；而電感選取過小，則使得輸出電流的開關紋波加大，必然增大磁滯損耗，同時也使波形變差，增大輸出電流波形的 THD。電感設計首先滿足電流上升率的要求：，其中 digdt 為電流輸出的最大變化率；根據(jù)電流最大紋波的限制，可以得到電感量的最小值，通過這兩個約束條件可得出最佳的電感量。濾波電容選得大可以減小波形的 THD，但會相應增加電感中的紋波電流，而濾波電容太小則會影響輸出波形的 THD。實際設計過程中，先根據(jù)上面提到的方法確定濾波電感值，再按照 LC 濾波器截止頻率的 110 的原則，來確定濾波電容的

37、值，并且在調(diào)試過程中再做調(diào)整，多憑經(jīng)驗和實驗選取。3 35 5 輔助電源設計輔助電源設計為了給光伏并網(wǎng)逆變器的控制電路、信號采集電路與開關管驅(qū)動電路等提供各種工作電源，需要設計一個與主逆變電路隔離的輔助電源。輔助電源的輸入電壓為光伏陣列輸出的直流電，輸出的電壓分別為+15V、一15V、+5V、5V。3 35 51 1 輔助電源的設計要求輔助電源的設計要求1)輸入電壓：50170V2)輸出電壓：+15V、15V、+5V、一5V3)輸出根據(jù)上述的設計要求，本論文采用HV9120芯片進行輔助電源設計。超科公司(Supertex inc)開發(fā)的HV9120芯片是開關電源控制器子系統(tǒng)，可以啟動和運行幾乎

38、所有的直接直流輸入，例如由240V的交流電經(jīng)過整流和濾波后得到的12V直流電。除了開關、磁組、輸出整流和濾波器，HV9120芯片包含了構(gòu)造單管開關轉(zhuǎn)換器所需的基本元件。HV9120芯片主要用于控制具有任何拓撲結(jié)構(gòu)和型號的單管開關轉(zhuǎn)換器，這類轉(zhuǎn)換器一般是低功耗，工作在不連續(xù)狀態(tài)的回掃式轉(zhuǎn)換器。HV9120芯片的特征是：1)輸入電壓圍：10450Vdc；2)最大占空比49；3)固定開關頻率500KHz。HV9120主要的用途：1)離線高頻電源；2)通用輸入電源；3)高效率電源；4)高密度電源；5)超寬負載圍的電源。電壓波動小于13 35 52 2 輔助電源設計電路輔助電源設計電路輔助電源主電路的具

39、體電路圖如圖所示。. . . . 14 / 41圖3.9輔助電源主電路3 36 6 系統(tǒng)的電磁兼容設計系統(tǒng)的電磁兼容設計逆變器工作本身會產(chǎn)生很強的電磁干擾，這些干擾通過電磁場輻射形式或通過供電線路耦合至控制系統(tǒng)中，不僅會對周邊的電子設備產(chǎn)生很大的影響，而且會造成輸出的正弦波形畸變，使電能質(zhì)量下降，給發(fā)電和供電設備與用戶用電設備帶來嚴重危害。因此，必須采取相應的抗干擾措施。電磁兼容(Electromagnetic CompatibilityEMC)是指電子設備和電源在一定的電磁干擾環(huán)境下正常可靠工作的能力，同時也是電子設備和電源限制自身產(chǎn)生電磁干擾和避免干擾周圍其它電子設備的能力。本論文從硬件和

40、軟件兩方面考慮，采取措施來解決電磁干擾問題。3 36 61 1 硬件方面考慮硬件方面考慮綜合來說，電子電路所受干擾的程度有以下三個方面決定：1)干擾源的強度；2)干擾傳播途徑的耦合因素；3)電子電路的抗干擾能力。這給我們提供一個解決問題的指導思想：抑制干擾源；切斷傳播途徑；提高電子電路的抗干擾能力。首先，從干擾源的抑制開始。對于外界電氣設備產(chǎn)生的干擾，我們無法抑制，只能減少自身產(chǎn)生的干擾。采取的措施有：1)選擇較大的柵極驅(qū)動電阻，增加MOSFET和IGBT的開通和關斷時間；MOSFET和IGBT集電極、發(fā)射極之間接有吸收電路。這些措施大大降低了MOSFET和IGBT開通關斷時的電壓電流變化率，

41、從而減少了干擾源的強度。2)在控制電路中使用了磁珠和磁環(huán)。磁珠和磁環(huán)專用于抑制信號線、電源線上的噪聲和尖峰干擾。它們的吸收能力是用其阻抗特性來表征的。在低頻段，它們呈現(xiàn)出非常低的感性阻抗值，不影響數(shù)據(jù)線或信號線上的有用信號的傳輸。在高頻段，從 100MHz 左. . . . 15 / 41右開始，阻抗增大，其感抗分量仍保持很小，電阻分量卻迅速增加，將高頻段電磁干擾能量以熱能形式吸收并耗散。3)DCDC部分逆變得到的交流電，在經(jīng)過變壓器后，需要整為直流，整流二在變壓器的原邊和副邊加吸收電路，抑制了過電壓的同時，也削弱了干擾源。其次，在切斷干擾途徑方面，采取以下措施：1)控制電路電源輸入加單相電源

42、濾波器，切斷交流電源通路上的干擾；2)取自同步變壓器的電壓同步信號使用光耦進行隔離；3)DSP發(fā)出的驅(qū)動信號經(jīng)6N137光耦隔離；4)各種采樣、保護信號反饋的是重要的系統(tǒng)控制量或者狀態(tài)量，而且由于引線較長，常常受到干擾，有電壓尖峰的出現(xiàn)，導致系統(tǒng)錯誤控制或者誤保護，采用合適參數(shù)的吸收緩沖電路是必要的，根據(jù)時間常數(shù)的不同，這些信號都通過一級低通濾波環(huán)節(jié)，濾去非正常的噪聲信號。并且，系統(tǒng)的布局好壞對電磁兼容性影響很大。在逆變系統(tǒng)中，往往存在許多不同電路單元，如開關主電路、控制電路等，這些單元如果布置不合理，則會影響設備電磁兼容性與整體的抗干擾能力。一般來講要按系統(tǒng)各部分功能不同而將其化為不同的功能

43、模塊，使它們的相互影響最小。但由于成本與性能指標等多方面因素的影響，往往采用結(jié)構(gòu)區(qū)分的方法處理。結(jié)構(gòu)區(qū)分設計的原則是：1)開關電源與數(shù)字電路、模擬電路分區(qū)；2)弱信號單元和強信號單元分區(qū)；3)數(shù)字單元和模擬單元分區(qū)；4)電路性質(zhì)差異大的單元分區(qū)。3 36 62 2 軟件方面考慮軟件方面考慮1)在硬件的濾波措施存在的情況下，軟件中采取邏輯判斷措施對電壓同步信號濾波；2)對于系統(tǒng)計算的中間變量和結(jié)果都進行圍限制，不允許關鍵數(shù)據(jù)出錯，以保證整個系統(tǒng)的穩(wěn)定性；3)系統(tǒng)開始正常工作后，在同步中斷子程序中，對同步進行軟件濾波，如果不滿足條件，正弦表的偏移地址不允許復位；4)在讀取AD采樣結(jié)果時，增加等待時

44、間，并且查看采樣狀態(tài)寄存器的狀態(tài)，以確保讀取正確的采樣結(jié)果。3 37 7 光伏并網(wǎng)逆變器的仿真建模光伏并網(wǎng)逆變器的仿真建模經(jīng)過第二章的分析，本文確定了光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的逆變器控制采用固定開關頻率的PWM控制方法，電壓反饋信號與給定的電壓參考信號比較產(chǎn)生誤差信號，經(jīng)過PI調(diào)節(jié)后作為給定電流參考信號，電流反饋信號與給定的電流參考信號比較產(chǎn)生誤差信號，經(jīng)PI調(diào)節(jié)后與固定頻率的三角波比較產(chǎn)生SPWM控制脈沖后，經(jīng)隔離、放大后作為開關管的門極脈沖。光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)采用的雙閉環(huán)方式，外環(huán)為電壓環(huán)，環(huán)為電流環(huán)，由電壓環(huán)和電流環(huán)組成的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)有效的保證了對輸出電壓、電流波形和幅值的要求，具有控制的物理意

45、義明確，易于軟件實現(xiàn)，動態(tài)響應快等優(yōu)點。為了防止橋臂發(fā)生直通，在電路中設置了相應的死區(qū)。三角波的載波頻率是10kHz，而逆變器本身的輸出頻率比較低，因此在忽略開關延遲時間的前提下，逆變器本身可等. . . . 16 / 41效為一個比例環(huán)節(jié)。輸出濾波器采用LC型濾波器，可以得到電路的等效模型，由此可推導出逆變控制系統(tǒng)的示意圖如圖所示，作者根據(jù)系統(tǒng)的控制精度設計了控制參數(shù)。圖 3.10 逆變器輸出 MATLAB 仿真模型圖 3.11 并網(wǎng)逆變器輸出波形由圖3.10的MATLAB仿真模型得到了逆變器的輸出電壓和電流波形如圖3.11所示。可以看出，逆變器輸出的電壓和電流同頻同相，只要保證了并網(wǎng)同步的

46、實現(xiàn)，就可以使逆變器的輸出電流與電網(wǎng)電壓嚴格的同頻同相，達到輸出功率因數(shù)為1的目的。3 38 8 控制系統(tǒng)軟件設計控制系統(tǒng)軟件設計TI公司出品的TMS320F2812芯片，為光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)提供了高性能的解決方案。此芯片為嵌式電機控制系統(tǒng)提供了明確完整的外圍設備模塊。包括：模數(shù)轉(zhuǎn)換器模塊、PWM輸出模塊、定時器模塊、保護模塊、串行通訊和其它功能的模塊。這些適合電力電子控制的外設模塊與其運行的高速性能使得完整的數(shù)字式光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)設計方案成為可能。這部分軟件設計主要由主程序、同步中斷、定時器 T1 中斷和定時器 T2 中斷組成，流程圖如圖 312 所示。. . . . 17 / 41圖 3.1

47、2 軟件流程圖主程序主要完成特殊寄存器以與外部事件管理器中的寄存器的初始化，并對變量進行定義。在主循環(huán)里完成多個非中斷的功能，一旦中斷來臨，程序就跳轉(zhuǎn)到相應的中斷服務子程序。同步中斷的主要功能是外部中斷來臨時，完成正弦表偏移地址的復位，它的中斷周期為20ms。定時器T1中斷主要完成交流電路的采集以與PWM波的輸出，它的中斷周期為50us。定時器T2中斷主要完成電壓環(huán)節(jié)的PI算法，得到電流指令值，它的中斷周期為10ms。. . . . 18 / 41第四章第四章 最大功率點跟蹤方法的比較分析最大功率點跟蹤方法的比較分析由光伏陣列的輸出功率特性 P-V 曲線可知當光伏陣列的工作電壓小于最大功率點電

48、壓 V max 時，光伏陣列的輸出功率隨陣列端電壓上升而增加；當陣列的工作電壓大于最大功率點電壓 V max 時，陣列的輸出功率隨端電壓上升而減小。MPPT 的實現(xiàn)實質(zhì)上是一個自尋優(yōu)過程1113，即通過控制端電壓，使光伏陣列能在各種不同的日照和溫度環(huán)境下智能化的輸出最大功率。圖 4.1 光伏陣列的輸出功率特性 P-V 曲線光伏陣列的開路電壓和短路電流在很大程度上受日照強度和溫度的影響，系統(tǒng)工作點也會因此飄忽不定，這必然導致系統(tǒng)效率的降低。為此，光伏陣列必須實現(xiàn)最大功率點跟蹤控制，以便陣列在任何當前日照下不斷獲得最大功率輸出。本文針對于常用的MPPT 實現(xiàn)方法：恒定電壓跟蹤法、擾動觀測法、等進行

49、了仔細的分析。4 41 1 恒定電壓跟蹤法恒定電壓跟蹤法恒壓追蹤法是太陽電池最大功率點追蹤方法中較早期的策略之一，也是最為簡單的一種。光伏陣列是一種非線性的電源。其輸出特性可以視為由恒電流區(qū)域與恒電壓區(qū)域組成，這兩塊區(qū)域的交接點即為最大功率點。因而在不同的光照強度下，光伏陣列都會存在著這樣的一個最大功率輸出點，從功率角度上可以將它們視為當前工況下的最優(yōu)點。由于光照強度與溫度的變化將會分別改變這些恒電流和恒電壓區(qū)域，所以最大功率點也是隨之變化的。由前面的分析可知，當忽略溫度效應時，硅型光伏陣列的輸出特性如圖 4.1所示，圖 4.2 太陽能電池陣列的伏安特性與工作點光伏陣列在不同光照強度下的最大功

50、率輸出點 A 、B 、C 、D和 E總是近似在某一個恒定的電壓值 Um附近。假如曲線 L 為負載特性曲線，A、B、C、D 和 E 為相應光照強度下直接匹配時工作點。顯然，如果采用直接匹配，其陣列的輸出功率比較小。為了彌. . . . 19 / 41補阻抗失配帶來的功率損失，可以采用恒定電壓控制策略，在光伏陣列和負載之間通過一定的阻抗變換，使得系統(tǒng)成為一個穩(wěn)壓器，即陣列的工作點總穩(wěn)定在 Um附近。這樣，不但簡化了整個控制系統(tǒng)，還可以保證它的輸出功率接近最大功率輸出點，如圖 4.2 中所示。顯然，采用恒定電壓跟蹤(CVT)控制與直接匹配的功率差值在圖 4.2 中可以視為曲線 L 與曲線 U=Um之

51、間的面積。因而，在一定的條件下，恒定電壓(CVT)控制策略不但可以得到比直接匹配更高的功率輸出，還可以用來簡化和近似最大功率點跟蹤(MPPT)控制。4 42 2 擾動觀測法擾動觀測法擾動觀察法是進行太陽電池最大功率追蹤的比較常用的控制策略，目控制效果較理想。它是基于太陽電池的輸出功率一電壓曲線而形成的一種策略.其原理是每隔一定的時間增加或者減少電壓，并觀測其后的功率變化方向，來決定下一步的控制信號。這種控制算法一般也采用功率反饋，即使用兩個傳感器對直流母線電流與其兩端的電壓分別采樣。這種控制方法雖然算法簡單，且易于硬件實現(xiàn)，但是響應速度很慢，只適用于那些光照強度變化非常緩慢的場合。而且穩(wěn)態(tài)情況

52、下，這種算法會導致光伏陣列的實際工作點在最大功率點附近小幅振蕩，因此會造成一定的功率損失；而光照發(fā)生快速變化時，跟蹤算法可能會失效，判斷得到錯誤的跟蹤方向。圖 4.3 擾動觀察法 MPPT擾動觀察法通過擾動太陽電池后級 DC 變換電路的工作占空比或者直接擾動太陽電池的輸出電壓（如圖中 V1，V2，V3，V4） ，然后觀測太陽電池輸出功率（如圖中的P1，P2，P3，P4）變化，至輸出功率的變化趨勢改變，即輸出功率由大變小或者由小變大。擾動觀測法的優(yōu)點總結(jié)如下：模塊化控制回路。跟蹤方法簡單，實現(xiàn)容易。對傳感器精度要求不高。缺點為：只能在光伏陣列最大功率點附近振蕩運行，導致一定功率損失。跟蹤步長對跟

53、蹤精度和響應速度無法兼顧。在特定情況下會出現(xiàn)判斷錯誤情況。. . . . 20 / 414 43 3 間歇掃描法間歇掃描法實現(xiàn)該 MPPT 控制策略的核心思想是定時地掃描一段(一般為 0.50.9 倍的開路電壓)陣列電壓，同時記錄下不同電壓下對應的陣列輸出功率值，經(jīng)過比較不同點的太陽電池陣列的輸出功率就可以方便地得出最大功率點，通過掃描計算出在當前日照與溫度條件下的最大功率與其相應的電壓 Um 并實時控制 PWM 的輸出使系統(tǒng)工作于與該 Um 相應的工作點上，而不需要使并網(wǎng)逆變器一直處于搜尋狀態(tài)。這種方法一般不會產(chǎn)生振蕩，同時避免了其它各種方案由于需要實時搜索而引起的功率損失。這種方案的最大缺

54、點就是由于在控制過程中要周期性掃描各工作點的功率從而引起太陽電池工作電壓的周期性大幅度變動，其實掃描過程中也損失了一些不必要的功率。實際情況是太陽能電池陣列在一天的運行過程中，短時間工作點的變化不大。因此本文根據(jù)太陽能電池的伏安特性并結(jié)合太陽能電池的實際運行情況，對間歇掃描跟蹤法提出了改進。改進的思想就是并不每次都在整個跟蹤圍掃描太陽能電池陣列的工作點。改進后的控制過程為:在較短時間間隔只在縮小的跟蹤圍(Um-0. 1Uoc 和 Um+0.1 Uoc)掃描一次，其中 Um 和 Uoc 分別是太陽能電池陣列當前最大功率點工作電壓和陣列開路電壓。每隔一段較長時間后才在整個跟蹤圍對各工作點掃描一次。

55、第五章第五章 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的孤島效應與防止策略光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的孤島效應與防止策略5 51 1 孤島效應與其危害孤島效應與其危害所謂孤島效應就是當電力公司的供電系統(tǒng)因事故故障或停電維修等原因而停止工作時，安裝在各個用戶端的光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)未能與時檢測出停電狀態(tài)而將自身脫離市電網(wǎng)絡，因而形成了一個由光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)向周圍負載供電的一個電力公司無法掌握的自給供電孤島現(xiàn)象。一般來說，孤島效應可能對整個配電系統(tǒng)設備與用戶端的設備造成不利的影響，包括：1)危害電力公司輸電線路維修人員的安全；2)影響配電系統(tǒng)上的保護開關動作程序；3)造成電力孤島區(qū)域所發(fā)生的供電電壓與頻率的不穩(wěn)定現(xiàn)象；4)當電力公司供

56、電恢復時所造成的相位不同步問題；5)光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)因單項供電而造成系統(tǒng)三相負載的欠相供電問題。當越來越多的光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)并聯(lián)于交流電網(wǎng)時，發(fā)生孤島效應的機率也就越高，所以必須尋求適當策略來應對日趨嚴重的孤島效應問題。5 52 2 孤島效應的檢測方法孤島效應的檢測方法孤島現(xiàn)象的檢測方法根據(jù)技術特點，可以分為三大類：被動檢測方法、主動檢測方法和外部檢測方法。5 52 21 1 被動檢測方法被動檢測方法. . . . 21 / 411)過欠電壓和高低頻率檢測法 (OVPUVP、OFPUFP)過欠電壓和高低頻率檢測法是在公共耦合點的電壓幅值和頻率超過正常圍時，停止逆變器并網(wǎng)運行的一種檢測方法。如果

57、電壓或頻率偏移達到孤島檢測設定閥值，則可檢測到孤島發(fā)生。然而當逆變器所帶的本地負荷與其輸出功率接近于匹配時，則電壓和頻率的偏移將非常小甚至為零，因此該方法存在非檢測區(qū)(NDZ)。這種方法的經(jīng)濟性較好，但由于非檢測區(qū)較大，所以單獨使用 OVRUVR 和 OFRIUFR 孤島檢測是不夠的。2)電壓諧波檢測法。電壓諧波檢測法通過檢測并網(wǎng)逆變器的輸出電壓的諧波含量來防止孤島現(xiàn)象發(fā)生，這種方法依據(jù)工作分支電網(wǎng)功率變壓器的非線性原理。對于通過功率變壓器輸出到電網(wǎng)的并網(wǎng)逆變器，當電網(wǎng)存在時，逆變器輸出電壓由于受電網(wǎng)控制因而不會有太大的諧波含量；當電網(wǎng)斷開時，由于負載阻抗通常要比電網(wǎng)阻抗大得多，從光伏系統(tǒng)注入

58、功率變壓器的電流可能引入較大的電壓諧波，通過檢測電壓諧波或諧波的變化就能有效的檢測到孤島效應的發(fā)生。但是在實際應用中，由于非線性負載等因素的存在，電網(wǎng)電壓的諧波很大，諧波檢測的動作閥值不容易確定，因此，該方法具有局限性。被動檢測法一般實現(xiàn)起來比較簡單，然而當并網(wǎng)逆變器的輸出功率與局部電網(wǎng)負載的功率基本接近導致局部電網(wǎng)的電壓和頻率變化很小時，被動檢測法就會失效，即被動檢測法通常都存在較大非檢測區(qū)的問題。5 52 22 2 主動檢測方法主動檢測方法1)頻率偏移檢測法(AFD)應用微處理器的逆變器很容易實現(xiàn) AFD 該方法的檢測原理如圖所示。圖5.1頻率偏移檢測法圖中 Ts 是系統(tǒng)電壓周期，T 是逆

59、變器輸出電壓周期。因逆變器的輸出電流波形有少量畸變，前半周，逆變器輸出電流的頻率稍高于系統(tǒng)電壓頻率，逆變器輸出電流先到零，并且在電壓波形到達零之前的 tz，時間里一直保持為零。后半周，逆變器輸出電流又先到零，并且一直保持到系統(tǒng)電壓到零。孤島時，若此電流加到阻性負載上，其電壓響應會跟隨這種失真電流波形并且在更短的時間到達零點，從而引起輸出電壓和電流之間的相位誤差。逆變器為消除相位誤差會增加輸出電流的頻率，導致阻性負載電壓響應的過零點與預期相比更提前了。逆變器會繼續(xù)檢測相位誤差并再次增加電流頻率，直到頻率偏移足夠大，能夠被 OFRUFR 檢測到為止。頻率偏移檢測法會降低逆變器輸出電能的質(zhì)量。另外，

60、當存在多個逆變器時，所有逆變器必須統(tǒng)一頻率偏移的方向。如果頻率偏. . . . 22 / 41移方向不一致，其輸出會相互抵消，降低孤島檢測效率。5 52 23 3 外部檢測方法外部檢測方法外部檢測法是通過電網(wǎng)對逆變器進行控制，或者電網(wǎng)與逆變器之間的通信來控制逆變器在一定條件下停止并網(wǎng)運行的一類方法。外部方法都有很高的檢測效率，但是由于需要在電網(wǎng)上安裝附件，成本會相應提高。根據(jù)電網(wǎng)對逆變器的控制方式的不同，主要分為以下兩種方法：1)自動投切阻抗法自動投切阻抗法是當電網(wǎng)斷電時，自動在電網(wǎng)側(cè)插入低阻抗負載，插入的低阻抗負載能夠打破逆變器與負載之間的原有的平衡，造成并網(wǎng)處公共耦合點電壓的幅值或頻率偏移