華南理工大學電力電子技術(shù)課程設(shè)計報告(共30頁)

1、 電力電子技術(shù)課程設(shè)計報告 正激式直流電源的設(shè)計專 業(yè)： 電氣工程及其自動化 班 級： 12電氣(dinq)（6）班 學 號： 201230282079 姓 名： 林家俊 指導老師： 王學梅 老師(losh) 華南理工大學電力(dinl)學院2014年1月12日課題名稱與研究現(xiàn)狀正激式直流電源(dinyun)的設(shè)計。所謂(suwi)正激式直流電源(dinyun)（亦稱為正激式開關(guān)電源）只是開關(guān)電源的一種，按照不同的標準開關(guān)電源可以分成不同的種類: 從工作性質(zhì)上分，大體上可分“硬開關(guān)”和“軟開關(guān)”兩種，從工作方式上分，又可以分為正激式、反激式、推挽式，將推挽式加以改進又可分為半橋式和全橋式。正激

2、式的變壓器一次側(cè)與二次側(cè)同名端式一致的，而反激式的則剛好相反，而且在具體的功能上二者也有區(qū)別，正激式變壓器只是起到一個能量的傳遞作用，而反激式變壓器則還要暫時的儲存能量起到一個電感的作用，因為由于變壓器電感的極性的不同，反激式變壓器一次側(cè)與二次側(cè)是不會同時導通的，但正激式和反激式變壓器基本上都是一個輸入端與反饋繞組共同構(gòu)成一次側(cè)，而輸出端則只有一組，推挽式的變壓器則相當于兩個反相位工作的正激式變壓器的組合，其有兩個輸入端兩個輸出端。一般來說正激式的輸出功率要高一些，成本也相應的高一些，而反激式易于實現(xiàn)，但是功率比較小，成本也低一些，推挽式的電路比較復雜，輸出功率范圍比較廣。由于反激式開關(guān)電源中

3、的開關(guān)變壓器起到儲能電感的作用，因此反激式開關(guān)變壓器類似于電感的設(shè)計，但需注意防止磁飽和的問題。反激式在20100W的小功率開關(guān)電源方面比較有優(yōu)勢，因其電路簡單，控制也比較容易。而正激式開關(guān)電源中的高頻變壓器只起到傳輸能量的作用，其開關(guān)變壓器可按正常的變壓器設(shè)計方法，但需考慮磁復位、同步整流等問題。正激式適合50250W之低壓、大電流的開關(guān)電源。這是二者的重要區(qū)別！電源是各種電子設(shè)備必不可少的組成部分，其性能的優(yōu)劣直接與電子設(shè)備的性能指標及是否能安全可靠地工作相關(guān)。開關(guān)電源具有小型輕量同時高效率等突出的優(yōu)點，到目前已經(jīng)廣泛用于各種電子電器設(shè)備，特別是計算機和通信設(shè)備，包括移動終端和消費類電子產(chǎn)

4、品，可以說無所不在，不可或缺。開關(guān)電源是一種利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關(guān)管開通與關(guān)斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓或電流的電路，其一般由脈沖寬度調(diào)制與控制芯片和開關(guān)管（IGBT、BJT、MOSFET等）構(gòu)成。由于這種PWM型的開關(guān)電源在使用和設(shè)計的時候比線性電源具有更高的效率和靈活性，所以可以在各種便攜式產(chǎn)品，航空和自動化產(chǎn)品，儀器與儀表中發(fā)現(xiàn)它們的存在。開關(guān)電源如今已經(jīng)發(fā)展到第5代。上世紀60年代初開發(fā)的是第一代開關(guān)電源，那時線性電源剛剛開始向開關(guān)電源發(fā)展，開關(guān)頻率低，成本高，使用范圍受到很大限制，僅使用在軍事、航天等少數(shù)高科技領(lǐng)域。第二代無工頻變壓器的開關(guān)電源在70年代末開始研制，但是受當

5、時技術(shù)條件的限制，生產(chǎn)的電源產(chǎn)品因為效率較低、頻率低、電路復雜度較高，調(diào)試難度大，不易推廣使用等一系列的問題讓其應用范圍受到較大限制，所以第三代開關(guān)電源的研發(fā)勢在必行。它誕生于80年代初期，電力電子技術(shù)的成熟以及功率半導體技術(shù)和控制技術(shù)的發(fā)展使得多種型號的中小功率高頻開關(guān)電源的研發(fā)成為可能，并被應用于計算機、電視、通信、移動等產(chǎn)品領(lǐng)域，取得了比較豐碩的成果。在此時期內(nèi)，IC技術(shù)與電源技術(shù)和自動控制技術(shù)互相融合，開發(fā)出各種開關(guān)電源專用芯片，這種新型節(jié)能電源得到了極大發(fā)展。目前，電源的開關(guān)頻率已從20千赫茲提高到了幾百千赫茲甚至更高。90年代中期開始研制第四代開關(guān)電源，開關(guān)電源在設(shè)計時將要考慮EM

6、C(電磁兼容)，PFC（功率因素校正）等其他方面較高的技術(shù)要求。同時開關(guān)電源使用的電子元器件也獲得較快發(fā)展。瞬態(tài)電壓抑制器 (TVS)、壓敏電阻器(如TL431)、電磁干擾濾波器(EMIFilter)、非晶合金制造的磁珠(magneticbead)等一大批新器件、新材料正被廣泛采用。高頻化和模塊化是開關(guān)電源在未來主要發(fā)展的兩個方向，高頻化使其不斷小型化成為可能，進而可推動高性能的開關(guān)電源的應用范圍不斷擴展，尤其是在高新電子技術(shù)領(lǐng)域。面臨著原油價格的不斷上漲和其他能源的緊缺，高性能的開關(guān)電源在能源和資源的優(yōu)化使用，效率提升以及保護環(huán)境等許多方面意義重大。模塊化是開關(guān)電源發(fā)展另一個總體趨勢，模塊化

7、使電源的設(shè)計更加合理，電源的應用可以更加多樣化和更有針對性。同時可以采用模塊化的電源構(gòu)成(guchng)分布式的電源系統(tǒng)如冗余電源系統(tǒng)，實現(xiàn)多個電源的并聯(lián)，擴充容量。課題設(shè)計(shj)任務(wù)，指標內(nèi)容及要求2.1 技術(shù)指標正激式開關(guān)(kigun)電源的技術(shù)指標項 目參 數(shù)輸入電壓單相交流220V輸入電壓變動范圍180Vac240Vac輸入頻率50Hz輸出電壓VO=12V*5A輸出功率60W主要設(shè)計內(nèi)容主電路的詳細設(shè)計(shj)和參數(shù)選擇；開關(guān)器件的選擇；驅(qū)動電路的設(shè)計；脈沖變壓器的設(shè)計及選型；控制電路；仿真軟件自選；全部元器件型號參數(shù)（列表說明）。2.3 特殊要求給出如下(rxi)仿真波形和結(jié)果

8、：1）額定輸出(shch)下正常運行2）突加突減額定負載運行（空載額定負載空載）*可選總體電路的功能框圖，基本原理及其說明功能框架原理圖上圖所示是正激開關(guān)電源電路的典型結(jié)構(gòu)，它主要由整流濾波電路、DC/DC變換電路、開關(guān)占空比控制電路以及取樣比較電路等模塊構(gòu)成。前級整流濾波電路用來消除來自電網(wǎng)的干擾，同時也防止開關(guān)電源產(chǎn)生的高頻噪聲向電網(wǎng)擴散，并將電網(wǎng)輸入電壓進行整流濾波，為變換器提供直流電壓。變換器是開關(guān)電源的關(guān)鍵部分，它把高頻交流電壓（開關(guān)管的開通與關(guān)斷形成的高頻交流電壓）變換成直流電壓，并且起到將輸出部分與輸入電網(wǎng)隔離的作用。取樣電路和開關(guān)占空比控制電路通過檢測輸出直流電壓，并將其與基準

9、電壓比較，進行放大，調(diào)制振蕩器的脈沖寬度，從而控制變換器以保持輸出電壓的穩(wěn)定。開關(guān)電源的基本工作原理：輸入交流電（市電）首先經(jīng)過整流濾波(lb)電路形成直流VS，該直流電V。再經(jīng)過(jnggu)通、斷狀態(tài)(zhungti)控制的電子開關(guān)電路后，變換成脈沖狀態(tài)交流電V0，V0再經(jīng)正激變換器構(gòu)成的整流濾波電路平滑后，輸出直流。顯然，輸出直流V0的大小取決于脈沖狀交流電V0的有效值大?。ǔ烧龋?，而V0的有效值又與開關(guān)的導通占空比DTON/T（其中T=TON+TOFF）成正比。此外，通過取樣比較電路中對輸出電壓V0取樣，并使之與基準電壓VREF進行比較，若取樣電壓高于VREF，則比較電路輸出Ve減小

10、，取樣控制占空比控制電路，使TON/T下降，從而使V0下降；若取樣電壓低于VREF，則比較電路輸出Ve增加，使TON/T增加，從而使V0增加，這樣就可以使開關(guān)電源的輸出電壓V0穩(wěn)定在一個恒定值上。實際電路圖經(jīng)典單端正激變換器的工作原理4.1 基本電路4.2基本(jbn)工作原理4.2.1.正激電路的工作(gngzu)過程圖2-6中開關(guān)(kigun)S開通后，變壓器繞組W1兩端的電壓為上正下負，與其耦合的W2繞組兩端的電壓也是上正下負。因此VD1處于通態(tài)，VD2為斷態(tài)，電感L的電流逐漸增長；S關(guān)斷后，電感L通過VD2續(xù)流，VD1關(guān)斷。變壓器的勵磁電流經(jīng)N3繞組和VD3流回電源，所以S關(guān)斷后承受的

11、電壓為 4.2.2 變壓器的磁心復位圖中開關(guān)S開通后，變壓器的激磁電流由零開始，隨時間線性的增長，直到S關(guān)斷。為防止變壓器的激磁電感飽和，必須設(shè)法使激磁電流在S關(guān)斷后到下一次再開通的時間內(nèi)降回零，這一過程稱為變壓器的磁心復位。在正激電路中，變壓器的繞組W3和二極管VD3組成復位電路。工作原理是開關(guān)S關(guān)斷后，變壓器勵磁電流通過W3繞組和VD3留回電源，并逐漸線性的下降為零。變壓器的磁心復位時間為 如下圖所示為磁心復位(f wi)過程BRBSBHO 正激式變壓器輸出(shch)電壓輸出濾波電感電流連續(xù)(linx)的情況下有2）輸出電感電流不連續(xù)時有 5功能塊及單元電路的設(shè)計、計算與說明5.1 整流

12、濾波電路的設(shè)計與計算圖 整流濾波電路如圖所示，由VD58四個二極管和穩(wěn)壓(wn y)電容CI1構(gòu)成的橋式全波整流電路(dinl)將輸入的220V，50Hz的交流電轉(zhuǎn)換(zhunhun)直流電，穩(wěn)壓電容同時也用來消除來自電網(wǎng)的干擾，同時也防止開關(guān)電源產(chǎn)生的高頻噪聲向電網(wǎng)擴散，并將電網(wǎng)輸入電壓進行整流濾波，為變換器提供直流電壓。當參數(shù)選擇恰當時，整流濾波得到的直流電壓為交流電壓220V的倍，約為311V。由于輸入交流電壓在180240V之間波動，則該直流電壓將在255340V之間波動。選擇電容為250mF時，整流輸出的電壓在250V339V間變化，于是，選擇電容為250mF。二極管VD58，穩(wěn)壓電

13、容CI1的耐壓值均為350V。5.2 正激變換電路的設(shè)計5.2.1 工作頻率的確定工作頻率對電源體積以及特性影響很大，必須很好選擇。工作頻率高時，開關(guān)變壓器和輸出濾波器可小型化，過渡響應速度快。但主開關(guān)元件的熱損耗增大、噪聲大，而且集成控制器、主開關(guān)元件、輸出二極管、輸出電容及變壓器的磁芯、還有電路設(shè)計等受到限制。這里基本工作頻率選200kHz，則=5s式中，為周期，為基本工作頻率。5.2.2 最大導通時間的確定對于正向激勵開關(guān)電源，選為40%45%較為適宜。最大導通時間為 =是設(shè)計電路時的一個重要參數(shù)，它對主開關(guān)元件、輸出二極管的耐壓與輸出保持時間、變壓器以及和輸出濾波器的大小、轉(zhuǎn)換效率等都

14、有很大影響。此處，選=45%。由上式，則有=5s0.45=2.25s正向激勵開關(guān)電源的基本電路結(jié)構(gòu)如下圖所示。圖 正向激勵開關(guān)電源的基本電路(dinl)結(jié)構(gòu)5.2.3 變壓器匝比的計算(j sun)1次級輸出電壓(diny)的計算如下圖所示，次級電壓與電壓+的關(guān)系可以這樣理解：正脈沖電壓與包圍的矩形“等積變形”為整個周期的矩形，則矩形的“縱向的高”就是+，即式中，是輸出二極管的導通壓降，是包含輸出扼流圈的次級繞組接線壓降。由此可見，下圖所示A面積等于B面積，C是公共面積，因此，真正加在負載上的輸出電壓更小。圖 “等積變形(bin xng)”示意圖根據(jù)(gnj)上式，次級(c j)最低輸出電壓為

15、=28.44V式中，取0.5V（肖特基二極管），取0.3V。2變壓器匝比的計算正激式開關(guān)電源中的開關(guān)變壓器只起到傳輸能量的作用，是真正意義上的變壓器，初、次級繞組的匝比為=根據(jù)交流輸入電壓的變動范圍180V240V，則=250V340V，=250V，所以有=8.79將上述整合，則變壓器的匝比為=5.2.4 變壓器次級輸出電壓的計算變壓器初級的匝數(shù)與最大工作磁通密度（高斯）之間的關(guān)系為式中，為磁芯的有效截面積（mm2），為最大工作磁通密度。根據(jù)(gnj)輸出功率與磁芯的尺寸(ch cun)之間關(guān)系粗略計算(j sun)變壓器有關(guān)參數(shù)，磁芯選EI-28，其有效截面積約為85mm2，磁芯材料相當于T

16、DK的H7C4，最大工作磁通密度可由下圖查出。圖 H7C4材料磁芯的B-H特性實際使用時，磁芯溫度約為100，需要確保為線性范圍，因此在3000高斯以下。但正向激勵開關(guān)電源是單向勵磁，設(shè)計時需要減小剩磁（利于磁復位）剩磁隨磁芯溫度以及工作頻率而改變。此處，工作頻率為200kHz，則剩磁約減為1000高斯，即磁通密度的線性變化范圍為2000高斯。根據(jù)上式，得=33.1匝，取整數(shù)33匝。因此，變壓器次級的匝數(shù)為=/=33/8.79=3.75匝，取整數(shù)4匝。當=/=33/4=8.25。所以，計算最大占空比為=42.4%也就是說，選定變壓器初、次級繞組分別為33和4匝，為了滿足最低輸入電壓時還能保證輸

17、出電壓正常，開關(guān)電源的最大占空比約為42.4%，開關(guān)管的最大導通時間約為2.11s。下面有關(guān)參數(shù)的計算以校正后的（=42.4%）和（=2.11s）。同時，計算出輸出最低電壓約為30.3V。5.2.5 變壓器次級輸出電壓(diny)的計算1計算(j sun)扼流圈的電感量流經(jīng)輸出(shch)扼流圈的電流如下圖所示，則為=式中，為輸出扼流圈的電感（H）。圖1-28 扼流圈中的電流波形這里選為輸出電流（=5A）的10%30%，從扼流圈的外形尺寸、成本、過程響應等方面考慮，此值比較適宜。因此，按為的20%進行計算。=0.2=50.2=1A由上式求得=34.5H如此，采用電感量為34.5H，流過平均電流

18、為5A的扼流圈。若把變壓器次級的輸出電壓與電流波形合并在一起，如圖所示。在期間，為幅度30.3V的正脈沖，VD1導通期間扼流圈電流線性上升，電感勵磁、磁通量增大；在期間，為幅度的負脈沖，VD1截止、VD2導通，扼流圈電流線性下降，電感消磁，磁通量減小。輸出給負載的平均電流為5A。穩(wěn)態(tài)時，扼流圈的磁通增大量等于減小量。圖 次級(c j)的電壓與電流波形2計算輸出(shch)電容的電容量輸出(shch)電容大小主要由輸出紋波電壓抑制為幾mV而確定。輸出紋波電壓由以及輸出電容的等效串聯(lián)電阻ESRESR，是Equivalent Series Resistance三個單詞的縮寫，翻譯過來就是“等效串聯(lián)電

19、阻”。ESR的出現(xiàn)導致電容的行為背離了原始的定義。ESR是等效“串聯(lián)”電阻，意味著將兩個電容串聯(lián)會增大這個數(shù)值，而并聯(lián)則會減少之。確定，但輸出紋波一般為輸出電壓的0.3%0.5%。=3660mV又=ESR由上式求得ESR=3660m即工作頻率為200kHz時，需要選用ESR值60m以下的電容。適用于高頻可查電容技術(shù)資料，例如，用4700F/50V的電容，其ESR值為150m，可選3個這樣的電容并聯(lián)。另外，需要注意低溫時ESR值變大。流經(jīng)電容的紋波電流為=0.28868A因此，每一個(y )電容的紋波電流(dinli)約為0.09627A，因為(yn wi)這里有3個電容并聯(lián)。此外，選用電容時還

20、要考慮到負載的變化、電流變化范圍、電流上升下降時間、輸出扼流圈的電感量，使電壓穩(wěn)定的環(huán)路的增益等，它們可能使電容特性改變。5.2.6 恢復電路設(shè)計1計算恢復繞組的匝數(shù)恢復電路如圖所示。VT1導通期間變壓器T1的磁通量增大，T1蓄積能量；VT1截止期間釋放蓄積的能量，磁通返回到剩磁。圖 恢復電路（VT1截止時）電路中T1上繞有恢復繞組，因此VT1截止期間，原來蓄積在變壓器中的能量通過VD4反饋到輸入側(cè)（暫存）。由于VT1截止期間，恢復繞組兩端的自感電壓限制為輸入電壓的數(shù)值，惟其如此，VD4才能把存儲在中的磁場能轉(zhuǎn)化為電場能反饋到輸入側(cè)。這時變壓器初級感應電壓為=式中，是的感應電壓，極性為上負下正

21、；是的自感電壓，極性也是上負下正（等于電源電壓）。若主開關(guān)元件的耐壓為800V，使用率為85%，即8000.85=680V。680-340=340V求得= =33匝，取整數(shù)(zhngsh)33匝。2計算(j sun)主繞組感應電壓當=350V，根據(jù)(gnj)上式，得=340V5.2.7 計算RCD吸收電路的電阻與電容VT1導通期間儲存在T1中的能量為=）式中，為變壓器初級的電感量。VT1截止期間，初級感應電壓使VD3導通，磁場能轉(zhuǎn)化為電場能，在上以熱量形式消耗掉。中消耗的熱量為=因為=，聯(lián)立整理得=因為輸入電壓最高時開關(guān)管導通時間最短，把上式中的換成，換成，加在VT1上的最大峰值電壓為=+=由

22、此，求得為=又，當輸入電壓時，為=1.9 1.35s式中，初級(chj)的電感量是未知數(shù)，下面(xi mian)求解。Al-Value值由磁芯的產(chǎn)品目錄提供(tgng)。EI（E）-28，H7C4的A1-Value值為5950，則A1-Value=求得為=5950=5950 6.48mH求得為=29.4k式中，加在VT1上的最大峰值電壓取680V。時間常數(shù)比周期要大的多，一般取10倍左右，則=10=102033pF5.2.8 MOSFET的選用1MOSFET的電壓峰值根據(jù)5.2.7，計算VT1上的電壓峰值為=340650V實際上，MOSFET的漏-源極之間的還疊加有幾十伏的浪涌電壓，波形如下圖

23、所示。加在主開關(guān)元件(yunjin)上的電壓波形(b xn) 主開關(guān)元件(yunjin)上的電壓與電流波形2MOSFET的電流及功耗根據(jù)變壓器安匝相等原理，MOSFET的漏極電流平均值為=50.606A根據(jù)電感電流的變化量為20%，確定的前峰值和后峰值分別為=0.9=0.6060.90.55A =1.1=0.6061.10.67A式中，、分別是開關(guān)管導通期間前、后沿峰值電流，與電流平均值有10%的差值。VT1的電壓和電流波形如下圖所示，VT1的總功耗為=式中，是MOSFET導通電壓，一般為在2V以下。采用功率MOSFET計算功耗時應注意：（1）PN結(jié)溫度越高，導通電阻越大，超過100時，一般為

24、產(chǎn)品手冊中給出值的1.52倍。（2）功率(gngl)MOSFET功耗(n ho)中，由于占的比例(bl)比較高，必要時加寬進行計算。即在時，采用條件，或者時，采用條件進行計算。另外，在期間，由于功率MOSFET的漏極電流極小，其功耗可忽略不計。因為=2.1s，采用MOSFET產(chǎn)品手冊中給出的上升時間，采用下降時間。這里，取=0.1s，=0.1s，則=2.1-0.1-0.1=1.9s求得為=式中，取1.7V。結(jié)溫控制在120，環(huán)境溫度最高為50時，需要的散熱器的熱阻為=24.5/W由此，需要24.5/W的散熱器，這時，由冷卻方式是采用自然風冷還是風扇強迫風冷來決定散熱器的大小。散熱器大小與溫升一

25、例如下圖所示。圖 功耗與溫升的關(guān)系5.2.9 恢復二極管的選用恢復二極管選用高壓快速二極管，特別注意反向恢復時間要短。1VD3的反向耐壓在期間(qjin)VD3反偏，正極(zhngj)相當于接地，加在VD3上的反向電壓等于(dngy)電源電壓。當輸入電壓最大時，VD3反偏電壓=340V。2VD4的反向耐壓在期間VD4反偏，加在VD4上的反向電壓為電源電壓與恢復繞組感應電壓的疊加，當輸入電壓最高時，VD4反偏電壓為=340780V5.2.10 輸出二極管的選用輸出二極管選用低壓大電流SBD，特別注意反向恢復時間要短。這是因為MOSFET通斷時，由于二極管反向電流影響初級側(cè)的開關(guān)特性，功耗增大的緣

26、故。1整流二極管VD1的反向耐壓在期間，由于輸出濾波電感反激，續(xù)流二極管VD2導通，主繞組感應電壓=330V；次級電壓加在整流二極管VD1的兩端，因此，VD1的反向電壓為=34041.2V實際上，開關(guān)管截止時有幾十伏的浪涌電壓疊加在這電壓上。2續(xù)流二極管VD2的反向耐壓在期間VD1導通，加在續(xù)流二極管VD2上的反向電壓與變壓器次級繞組電壓的最大值相同，即=34041.2V實際上，開關(guān)管導通時有幾V浪涌電壓疊加在這電壓上。加在VD1、VD2導通上的電壓波形如圖所示。整流(zhngli)二極管VD1兩端(lin dun)的電壓波形 續(xù)流二極管VD1兩端(lin dun)的電壓波形圖 輸出二極管電壓

27、波形整流二極管VD1的功耗為=續(xù)流二極管VD2的功耗為=式中，為反向電流，為反向恢復時間，均采用產(chǎn)品手冊上給出的數(shù)值。有功耗時，輸出二極管的電壓和電流波形如下圖所示。整流二極管VD1兩端的電壓波形 續(xù)流二極管VD1兩端的電壓波形5.2.11 變壓器參數(shù)的計算MOSFET的漏極電流平均值為就是變壓器初級電流的平均值，因此為=0.606A正激式開關(guān)電源初、次級的電流同相，且均為梯形波。根據(jù)前述梯形波電流的有效值的公式=式中，是梯形波電流(dinli)的前峰值與后峰值(fn zh)的比值(bzh)，即=/。本電路就是，就是，則=/=0.9/1.10.82初級電流的有效值為=1.10.6060.377

28、A或用簡單公式=0.6060.376A次級電流的有效值為=0.3763.102A恢復繞組電流的有效值為=0.3760.376A5.3 由取樣比較電路和開關(guān)管控制占空比電路組成的反饋電路的設(shè)計反饋電路由取樣比較電路和開關(guān)管控制占空比電路組成。將其獨立設(shè)計如下：反饋(fnku)電路圖先假定(jidng)電路輸出電壓穩(wěn)定(wndng)且為12V，經(jīng)誤差放大器與基準電壓VDC2（亦為12V）比較計算誤差，誤差保持放大之后輸入到比較器的正極輸入端，與三角波V2進行比較，當V1V2時，輸出Vkong為+Von，當V1V2時，輸出Vkong為-Von，調(diào)節(jié)好三角波的幅值就可以調(diào)整輸出Vkong矩形波的占空比

29、，確定好初始的占空比約為45%，三角波的幅值為24V，保持不變。R1與R2的大小暫時相等（后期加入總系統(tǒng)電路時再調(diào)整其放大倍數(shù)）。此時，當Vo增大時，V1減小，輸出Vkong的占空比變小，導致開關(guān)管導通的時間變短，于是，系統(tǒng)輸出電壓Vo變小。具體仿真測試的波形圖如下。當輸入為12V時，波形如下：當輸入為18V時，占空比明顯變小，波形如下：當輸入為6V時，占空比明顯變大，波形如下：將其反饋電路加入到總系統(tǒng)電路，將輸出電壓與反饋電路用一個電壓控制電壓源器件(qjin)隔離，設(shè)置增益為1。調(diào)整誤差放大器的電阻(dinz)并引入電容。R1和R2決定比例(bl)系數(shù)K。R2和CI決定積分系數(shù)I?？刂破魇?/p>

30、一個比例積分控制器。具體參數(shù)要在調(diào)試中確定。積分環(huán)節(jié)主要用于控制穩(wěn)態(tài)誤差。調(diào)試時，先去除C，R1和R2包括Rd，可先取相等的數(shù)值，再由小到大調(diào)節(jié)R2的參數(shù)，待輸出穩(wěn)定，再增加電容C，可以消除穩(wěn)態(tài)誤差。最終確定的電路圖如下：其中，電容為1uF，電阻R3為10K歐。補充：另一種誤差放大器特性（極點-零點誤差放大器）分析極點-零點誤差放大器如圖1所示。圖 極點(jdin)-零點誤差放大器極點(jdin)-零點誤差放大器如圖所示。當C5的阻抗(zkng)Xc5小于R5的阻抗時，主要考慮R5對增益的影響，增益是水平的，等于R5/R6。低頻時，C5的阻抗遠大于R5的阻抗，電路中電阻R5可以忽略，且增益為X

31、c5 /R5。該增益隨頻率的降低，以20 dB/dec的速度上升，在頻率為100Hz處獲得較大增益。隨著頻率升高，增益在 處，由-1斜率轉(zhuǎn)折為水平線。在較高頻率范圍內(nèi)，C6的阻抗Xc6比R5的阻抗小，R5在電路中不起作用，因此增益為Xc6/R5。從頻率 到 段，增益特性是水平的；在頻率 處，增益曲線開始轉(zhuǎn)折，以-1斜率下降。高頻段的低增益可防止高頻噪聲尖峰傳遞到輸出端。選擇，可得，則可得下圖圖 極點-零點誤差放大器的幅頻特性曲線仿真所得的波形如下：同樣滿足(mnz)輸出額定負載時為12V，5A。6 電路仿真6.1 額定負載正常情況下輸出(shch)電壓，電流波形（交流(jioli)峰為311V

32、） 輸出電壓波形 電壓波動 輸出電流波形 電流波動 由波形圖可知，額定負載是輸出電壓電流穩(wěn)定在12V，5A，有微小波動。6.2 額定負載輸入交流發(fā)生正負20V波動情況下輸出電壓，電流波形（1）交流發(fā)生正的20V波動（交流峰值為340V） 輸出電壓(diny)波形 電壓(diny)波動 輸出電流(dinli)波形 電流波動（2）交流發(fā)生負的20V波動（交流峰值為250V） 輸出電壓波形 電壓波動 輸出電流波形 電流波動我們可以發(fā)現(xiàn)，當輸入交流發(fā)生正負20V的波動時，輸出電壓電流通過負反饋的作用，調(diào)節(jié)開關(guān)管的導通時間，將電路的額定負載輸出維持在12V，5A的狀態(tài)，且其波動微小。系統(tǒng)電路的穩(wěn)壓性能良

33、好！6.3 突加突減額定負載運行（空載額定負載空載），電路輸出電壓，電流波形。由于(yuy)要突加突減負載，于是在負載處同樣的設(shè)置一個開關(guān)管，由一個頻率為50Hz，占空比為0.5的矩形波電壓源驅(qū)動，可以起到模擬突加突減負載的效果。具體(jt)電路圖如下：仿真得到的電壓電流波形(b xn)如下：輸出(shch)電壓電流波形圖輸出(shch)電壓電流波動我們可以看到，無論是突加還是突減負載，輸出電壓，電流最終(zu zhn)還是穩(wěn)定在12V，5A(負載)/0A（空載）的狀態(tài)，波形的波動并不是很明顯。說明總的電路系統(tǒng)的穩(wěn)壓能力比較強！7 所用的全部元器件型號參數(shù)元器件參數(shù)表序號編號規(guī)格廠家型號數(shù)量類

34、型1VD1、VD2100V/10A松藤MBR101002二極管2VD410A/1000VLGER-61二極管3VD3、VD5VD8400/1FASTSTAR1N40045二極管4C0、C0_1、C0_24700uF/50VNippon Chemi-ConEKY-500ELL471MK20S3電容5CI250MFAVXBZ315A254ZSBCC1電容6C12200pFJEC HTCCY1-JD222M400V P=101電容7C3100 UF/16VLELONVES101M1CTR-06051電容8C81 UF/16VLELONVES101M1CTR-06051電容9R22.4,100WRX24-100W1電阻10R122.3 Vishay Thin FilmPLT0603Z2232LBTS1電阻11 R310 Vishay Thin FilmPLT0603Z2232LBTS1電阻12VT1800V/3A東芝2SK26051MOSFET13T199KVA/99%燦盛EI-281變