信息與通信pwm控制技術(shù)課件

1、PWM控制技術(shù)第1頁，共57頁。PWM控制的基本原理PWM逆變電路的及其控制方法第2頁，共57頁。2PWM控制技術(shù)PWM控制對脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制的技術(shù)通過對一系列脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，來等效地獲得所需要的波形（含形狀和幅值）有效地進(jìn)行諧波抑制動態(tài)響應(yīng)、效率等性能優(yōu)良在電力電子裝置中應(yīng)用廣泛第3頁，共57頁。3采樣控制理論中一個重要結(jié)論大小、波形不相同的窄脈沖變量作用于慣性系統(tǒng)時，只要它們的沖量即變量對時間的積分相等，其作用效果基本相同。該原理被稱為沖量（面積）等效原理。 沖量 窄脈沖的面積效果基本相同 環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同如果把各輸出波形用傅里葉變換分析，則其低頻段非常接近，僅在高頻段略有

2、差異大小、波形不相同的兩個窄脈沖電壓作用于L、R電路時，只要兩個窄脈沖電壓的面積（沖量）相等，則它們形成的電流響應(yīng)就相同。 第4頁，共57頁。4 圖a為方波窄脈沖、圖b為三角波窄脈沖、圖c為正弦半波窄脈沖，它們的面積都等于1，當(dāng)它們分別加在具有慣性的同一環(huán)節(jié)上時，其輸出響應(yīng)基本相同當(dāng)窄脈沖變?yōu)閳D的單位沖擊函數(shù)（t）時，環(huán)節(jié)的響應(yīng)即為該環(huán)節(jié)的脈沖過渡函數(shù)f (t) (t)tOa)b)c)d)tOf(t)tOf(t)tOf (t)形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖PWM控制的基本原理第5頁，共57頁。5i(t )u(t)i(t)t0沖量相同的各種窄脈沖的響應(yīng)波形 u(t)為電壓窄脈沖，為電路的輸入，電

3、流i(t)為電路的輸出， i(t)的上升階段，脈沖形狀不同，i(t)的形狀也略有不同，但其下降段則幾乎完全相同，脈沖越窄，各i(t)波形的差異也越小PWM控制的基本原理第6頁，共57頁。6如周期性地施加上述脈沖，則響應(yīng)i(t)也是周期性的 用傅里葉級數(shù)分解后，各i(t)在低頻段的特性將非常接近，僅在高頻段有所不同 上述原理為面積等效原理，是PWM控制技術(shù)的重要理論基礎(chǔ)i(t )u(t)i(t)t0沖量相同的各種窄脈沖的響應(yīng)波形PWM控制的基本原理第7頁，共57頁。71964年，德國A.Schonung率先提出了脈寬調(diào)制變頻的思想。交直交變壓變頻器的原理框圖，逆變器的功率開關(guān)器件采用全控式器件，

4、按一定規(guī)律控制其導(dǎo)通或關(guān)斷，使輸出端獲得一系列寬度不等的矩形脈沖電壓波形。通過改變脈沖的不同寬度可以控制逆變器輸出交流基波電壓的幅值，通過改變調(diào)制周期可以控制其輸出頻率，從而同時實現(xiàn)變壓和變頻。 PWM控制的基本原理第8頁，共57頁。8將正弦波分成N個彼此相連的脈沖序列所組成的波形，這些脈沖寬度相等，為/N，但幅值不等，各脈沖幅值按正弦規(guī)律變化a用PWM波代替正弦半波PWM控制的基本原理第9頁，共57頁。9aOutb用PWM波代替正弦半波如將脈沖序列用相同數(shù)量的等幅不等寬的矩形脈沖代替，使矩形脈沖的中點和相應(yīng)的正弦波部分的中點重合，且使矩形脈沖和相應(yīng)的正弦波部分面積相等，可得脈沖序列，即PWM

5、波形PWM控制的基本原理第10頁，共57頁。10脈沖的寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形SPWM波形SPWM波形等幅PWM（直流電源產(chǎn)生）不等幅PWM（交流電源產(chǎn)生）PWM控制的基本原理第11頁，共57頁。11 一、計算法和調(diào)制法計算法根據(jù)正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數(shù)，準(zhǔn)確計算PWM波各脈沖寬度和間隔，據(jù)此控制逆變電路開關(guān)器件的通斷，就可得到所需PWM波形調(diào)制法把希望輸出的波形（正弦波）按比例縮小作為調(diào)制信號，把接受調(diào)制的信號作為載波，通過載波的調(diào)制得到所期望的PWM波形第12頁，共57頁。12等腰三角波或鋸齒波調(diào)制法把希望輸出的波形作為調(diào)制信號，把接受調(diào)制的信號作為載波，通過對載

6、波的調(diào)制得到所期望的PWM波形第13頁，共57頁。13 V1和V2通斷互補(bǔ)，V3和V4通斷也互補(bǔ) uo正半周時，V1導(dǎo)通，V2關(guān)斷，V3和V4交替通斷 負(fù)載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段區(qū)間為正，一段區(qū)間為負(fù)阻感負(fù)載第14頁，共57頁。14阻感負(fù)載 負(fù)載電流為正的區(qū)間，V1和V4導(dǎo)通時，uo等于Ud V4關(guān)斷時，負(fù)載電流通過V1和VD3續(xù)流，uo=0 負(fù)載電流為負(fù)的區(qū)間， V1和V4仍導(dǎo)通，io為負(fù)，實際上io從VD1和VD4流過，仍有uo=Ud第15頁，共57頁。15阻感負(fù)載 V4關(guān)斷，V3開通后，io從V3和VD1續(xù)流，uo=0 uo總可得到Ud和零兩種電平 uo負(fù)半周，讓V2保

7、持導(dǎo)通，V1保持?jǐn)嚅_，V3和V4交替通斷，uo可得-Ud和零兩種電平第16頁，共57頁。16 調(diào)制信號ur為正弦波，載波uc在ur的正半周為正極性的三角波，在負(fù)半周為負(fù)極性的三角波 在ur和uc的交點時刻控制IGBT的通斷 ur正半周，V1保持通，V2保持?jǐn)喈?dāng)uruc時使V4通，V3斷，uo=Ud當(dāng)uruc時使V4斷，V3通，uo=0 表示uo的基波分量單極性PWM控制方式（單相橋逆變）第17頁，共57頁。17表示uo的基波分量 Ur負(fù)半周，V1保持?jǐn)?，V2保持通 當(dāng)uruc時，使V3斷，V4通， uo=0單極性PWM控制方式Ur半個周期內(nèi)三角波載波只在正極性或負(fù)極性一種極性范圍內(nèi)變化，所得P

8、WM波形也只在正極性或負(fù)極性一種極性范圍內(nèi)變化第18頁，共57頁。18雙極性PWM控制方式（單相橋逆變）雙極性PWM控制方式在ur的半個周期內(nèi)，三角波載波有正有負(fù)，所得PWM波也有正有負(fù)第19頁，共57頁。19雙極性PWM控制方式（單相橋逆變） 在ur的一個周期內(nèi)，輸出的PWM波只有Ud兩種電平 同樣在調(diào)制信號ur和載波信號uc的交點時刻控制各開關(guān)器件的通斷 ur正負(fù)半周，對各開關(guān)器件的控制規(guī)律相同第20頁，共57頁。20雙極性PWM控制方式（單相橋逆變） 當(dāng)ur uc時，給V1和V4導(dǎo)通信號，給V2和V3關(guān)斷信號 如io0，則V1和V4通， 如io0，VD1和VD4通， 不管哪種情況uo=U

9、d第21頁，共57頁。21當(dāng)uruc時，給V2和V3導(dǎo)通信號，給V1和V4關(guān)斷信號 如io0，VD2和VD3通， 不管哪種情況uo=-Ud雙極性PWM控制方式（單相橋逆變）第22頁，共57頁。22雙極性PWM控制方式（三相橋逆變）U、V和W三相的PWM控制通常公用三角波載波uc，三相的調(diào)制信號urU、urV和urW依次相差120U、V和W各相功率開關(guān)器件的控制規(guī)律相同 當(dāng)urUuc時，給V1導(dǎo)通信號，給V4關(guān)斷信號，則uUN=Ud/2 當(dāng)urUuc時，給V4導(dǎo)通信號，給V1關(guān)斷信號，則uUN=-Ud/2 當(dāng)給V1(V4)加導(dǎo)通信號時，可能是V1(V4)導(dǎo)通，也可能是二極管VD1(VD4)續(xù)流導(dǎo)

10、通第23頁，共57頁。23 uUN、uVN和uWN的PWM波形只有Ud/2兩種電平 線電壓波形uUV的波形可由uUN-uVN得出當(dāng)1和6通時，uUV=Ud當(dāng)3和4通時，uUV=Ud當(dāng)1和3或4和6通時，uUV=0逆變器輸出線電壓PWM波由Ud和0三種電平構(gòu)成雙極性PWM控制方式（三相橋逆變）第24頁，共57頁。24負(fù)載向電壓uUN可由下式求得 負(fù)載相電壓PWM波由(2/3)Ud、(1/3)Ud和0共5種電平組成雙極性PWM控制方式（三相橋逆變）第25頁，共57頁。25同一相上下兩臂的驅(qū)動信號互補(bǔ)，為防止上下臂直通而造成短路，在上下兩臂切換時留一小段上下臂都施加關(guān)斷信號的死區(qū)時間死區(qū)時間的長短主

11、要由功率開關(guān)器件的關(guān)斷時間決定死區(qū)時間會給輸出的PWM波帶來影響，使其稍稍偏離正弦波雙極性PWM控制方式（三相橋逆變）第26頁，共57頁。262 脈寬調(diào)制的制約條件根據(jù)脈寬調(diào)制的特點，逆變電路中的電力電子器件在其輸出電壓半周期內(nèi)要開關(guān)n次，n越大，脈沖序列波的脈寬i越小，SPWM波形的基波更接近期望的正弦波。 電力電子器件本身的開關(guān)能力是有限的，因此在應(yīng)用脈寬調(diào)制技術(shù)時必然要受到一定條件的制約 第27頁，共57頁。271. 開關(guān)頻率電力電子器件本身固有的開關(guān)時間、開關(guān)損耗載波比載波頻率fc與調(diào)制信號頻率fr之比，N= fc / frN=2n 理想情況2 脈寬調(diào)制的制約條件第28頁，共57頁。2

12、82. 最小間歇時間與幅值調(diào)制比保證：最小脈沖寬度大于開關(guān)器件的導(dǎo)通時間ton，而最小脈沖間歇大于器件的關(guān)斷時間toff 2 脈寬調(diào)制的制約條件第29頁，共57頁。292. 最小間歇時間與幅值調(diào)制比幅值調(diào)制比調(diào)制度M= Urm / UcmM= 0-1在脈寬調(diào)制時，若n為偶數(shù)，調(diào)制信號的峰值Urm與三角載波相交的地方恰好是一個脈沖的間歇。為了保證最小間歇時間大于toff，必須使Urm低于三角波的峰值Ucm 2 脈寬調(diào)制的制約條件第30頁，共57頁。303 異步調(diào)制和同步調(diào)制載波比載波頻率fc與調(diào)制信號頻率fr之比，N= fc / fr載波和信號波是否同步及載波比的變化情況異步調(diào)制PWM調(diào)制方式分

13、為同步調(diào)制第31頁，共57頁。311. 異步調(diào)制載波信號和調(diào)制信號不同步的調(diào)制方式通常保持fc不變，當(dāng)fr變化時，載波比N是變化的在信號波的半周期內(nèi)，PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負(fù)半周期的脈沖不對稱，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對稱當(dāng)信號頻率較低時，N較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，PWM波形接近正弦波當(dāng)信號頻率增高時，N減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，使得輸出PWM波和正弦波差異變大3 異步調(diào)制和同步調(diào)制第32頁，共57頁。32第33頁，共57頁。332. 同步調(diào)制載波比N等于常數(shù)，在變頻時使載波與信號波保持同步的調(diào)制方式，在基本同步調(diào)制方式中，fr變化時N不變，信號波一周期內(nèi)輸出脈

14、沖數(shù)是固定，脈沖相位也是固定的三相電路中公用一個三角波載波，且取N為3的整數(shù)倍，使三相輸出波形嚴(yán)格對稱為使一相的PWM波正負(fù)半周鏡對稱， N應(yīng)取奇數(shù)3 異步調(diào)制和同步調(diào)制第34頁，共57頁。34當(dāng)逆變電路輸出頻率很低時，fc也很低， fc過低時由調(diào)制帶來的諧波不易濾除當(dāng)逆變電路輸出頻率很高時，同步調(diào)制時的載波頻率fc會過高，使開關(guān)器件難以承受第35頁，共57頁。35分段同步調(diào)制把逆變電路的輸出頻率范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內(nèi)保持N恒定，不同頻段的N不同在fr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高，限制功率開關(guān)器件允許的范圍在fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低而對負(fù)載產(chǎn)生不利影響

15、3 異步調(diào)制和同步調(diào)制第36頁，共57頁。36為防止載波頻率在切換點附近來回跳動，采用滯后切換的方法在不同的頻率段內(nèi)，載波頻率的變化范圍基本一致，fc大約在1.4-2.0KHz之間3 異步調(diào)制和同步調(diào)制第37頁，共57頁。374 SPWM控制的實現(xiàn)方法等效面積算法 面積等效原理 計算法 自然采樣法 規(guī)則采樣法調(diào)制法第38頁，共57頁。384 SPWM控制的實現(xiàn)方法自然采樣法按照SPWM控制的基本原理，在正弦波和三角波的自然交點時刻控制功率開關(guān)的通斷，這種生成SPWM波形的方法規(guī)則采樣法工程實用方法，效果接近自然采樣法，計算量比自然采樣法小得多第39頁，共57頁。39 取三角波兩個正峰值之間為一

16、個采樣周期Tc 使脈沖中點 和三角波一周期的中點（即負(fù)峰點）重合，每個脈沖的中點都以相應(yīng)的三角波中點為對稱，使計算大為簡化ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd d 2d2d規(guī)則采樣法 規(guī)則采樣法第40頁，共57頁。40 在三角波的負(fù)峰時刻tD對正弦信號波采樣得D點，過D點作一水平直線和三角波分別交于A、B點，在A點時刻tA和B點時刻tB控制功率開關(guān)器件的通斷 這種規(guī)則采樣法得到的脈沖寬度和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd d 2d2d規(guī)則采樣法 規(guī)則采樣法第41頁，共57頁。41設(shè)正弦調(diào)制信號波為式中， a稱為調(diào)制度，0a1； wr

17、為信號波角頻率，從圖中得以下關(guān)系式 因此可得三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度為規(guī)則采樣法ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd d 2d2d規(guī)則采樣法 第42頁，共57頁。42 三相橋逆變電路應(yīng)形成三相SPWM波形，三相的三角波載波共用，三相正弦調(diào)制波相位依次差120 設(shè)同一三角波周期內(nèi)三相的脈寬分別為dU、dV和dW，脈沖兩邊的間隙寬度分別為dU、dV和dW，同一時刻三相調(diào)制波電壓之和為零，得 利用以上兩式可簡化三相SPWM波的計算規(guī)則采樣法第43頁，共57頁。435 PWM逆變電路的諧波分析第44頁，共57頁。44PWM跟蹤技術(shù) 1 滯環(huán)比較方式 2 三角形比較方式 第45頁，共

18、57頁。45滯環(huán)比較方式 1) 跟蹤型PWM變流電路中，電流跟蹤控制應(yīng)用最多。tOiii*+D Ii*-D Ii*滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制舉例基本原理把指令電流i*和實際輸出電流i的偏差i*-i作為滯環(huán)比較器的輸入。V1（或VD1）通時，i增大V2（或VD2）通時，i減小通過環(huán)寬為2DI的滯環(huán)比較器的控制，i就在i*+DI和i*-DI的范圍內(nèi)，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i*。滯環(huán)環(huán)寬電抗器L的作用第46頁，共57頁。46參數(shù)的影響環(huán)寬過寬時，開關(guān)頻率低，跟蹤誤差大；環(huán)寬過窄時，跟蹤誤差小，但開關(guān)頻率過高，開關(guān)損耗增大。L大時，i的變化率小，跟蹤慢；L小時，i的變化率

19、大，開關(guān)頻率過高。滯環(huán)環(huán)寬電抗器L的作用tOiii*+D Ii*-D Ii*滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制舉例滯環(huán)環(huán)寬電抗器L的作用滯環(huán)比較方式第47頁，共57頁。472) 采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如下特點。 （1）硬件電路簡單。 （2）實時控制，電流響應(yīng)快。 （3）不用載波，輸出電壓波形中不含特定 頻率的諧波。 （4）和計算法及調(diào)制法相比，相同開關(guān)頻率時輸出電流中高次諧波含量多。 （5）閉環(huán)控制，是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點。滯環(huán)比較方式第48頁，共57頁。48 三角形比較方式負(fù)載+-iUi*U+-iVi*V+-iWi*WUdC+-C+-

20、C+-三相三角波發(fā)生電路AAA(1) 基本原理不是把指令信號和三角波直接進(jìn)行比較，而是通過閉環(huán)來進(jìn)行控制。把指令電流i*U、i*V和i*W和實際輸出電流iU、iV、iW進(jìn)行比較，求出偏差，通過放大器A放大后，再去和三角波進(jìn)行比較，產(chǎn)生PWM波形。放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，其系數(shù)直接影響電流跟蹤特性。(2) 特點開關(guān)頻率固定，等于載波頻率，高頻濾波器設(shè)計方便。為改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相三角波載波。和滯環(huán)比較控制方式相比，這種控制方式輸出電流所含的諧波少。三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路第49頁，共57頁。49不用滯環(huán)比較器，而是設(shè)置一個固定的時鐘。以固定采樣周期對指令信

21、號和被控制變量進(jìn)行采樣，根據(jù)偏差的極性來控制開關(guān)器件通斷。在時鐘信號到來的時刻，如i i*，V1斷，V2通，使I 減小。每個采樣時刻的控制作用都使實際電流與指令電流的誤差減小。采用定時比較方式時，器件的最高開關(guān)頻率為時鐘頻率的1/2。和滯環(huán)比較方式相比，電流控制誤差沒有一定的環(huán)寬，控制的精度低一些。(3) 除上述兩種比較方式外，還有定時比較方式。 三角形比較方式第50頁，共57頁。50介紹PWM控制的基本原理、實現(xiàn)方法，并著重闡述PWM控制技術(shù)在逆變電路中的應(yīng)用。小結(jié)第51頁，共57頁。51PWM控制技術(shù)的地位PWM控制技術(shù)是在電力電子領(lǐng)域有著廣泛的應(yīng)用，并對電力電子技術(shù)產(chǎn)生了十分深遠(yuǎn)影響的一項技術(shù)。器件與PWM技術(shù)的關(guān)系IGBT、電力MOSFET等為代表的全控型器件的不斷完