信息與通信pwm控制技術課件

1、PWM控制技術第1頁，共57頁。PWM控制的基本原理PWM逆變電路的及其控制方法第2頁，共57頁。2PWM控制技術PWM控制對脈沖的寬度進行調制的技術通過對一系列脈沖的寬度進行調制，來等效地獲得所需要的波形（含形狀和幅值）有效地進行諧波抑制動態(tài)響應、效率等性能優(yōu)良在電力電子裝置中應用廣泛第3頁，共57頁。3采樣控制理論中一個重要結論大小、波形不相同的窄脈沖變量作用于慣性系統(tǒng)時，只要它們的沖量即變量對時間的積分相等，其作用效果基本相同。該原理被稱為沖量（面積）等效原理。 沖量 窄脈沖的面積效果基本相同 環(huán)節(jié)的輸出響應波形基本相同如果把各輸出波形用傅里葉變換分析，則其低頻段非常接近，僅在高頻段略有

2、差異大小、波形不相同的兩個窄脈沖電壓作用于L、R電路時，只要兩個窄脈沖電壓的面積（沖量）相等，則它們形成的電流響應就相同。 第4頁，共57頁。4 圖a為方波窄脈沖、圖b為三角波窄脈沖、圖c為正弦半波窄脈沖，它們的面積都等于1，當它們分別加在具有慣性的同一環(huán)節(jié)上時，其輸出響應基本相同當窄脈沖變?yōu)閳D的單位沖擊函數(shù)（t）時，環(huán)節(jié)的響應即為該環(huán)節(jié)的脈沖過渡函數(shù)f (t) (t)tOa)b)c)d)tOf(t)tOf(t)tOf (t)形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖PWM控制的基本原理第5頁，共57頁。5i(t )u(t)i(t)t0沖量相同的各種窄脈沖的響應波形 u(t)為電壓窄脈沖，為電路的輸入，電

3、流i(t)為電路的輸出， i(t)的上升階段，脈沖形狀不同，i(t)的形狀也略有不同，但其下降段則幾乎完全相同，脈沖越窄，各i(t)波形的差異也越小PWM控制的基本原理第6頁，共57頁。6如周期性地施加上述脈沖，則響應i(t)也是周期性的 用傅里葉級數(shù)分解后，各i(t)在低頻段的特性將非常接近，僅在高頻段有所不同 上述原理為面積等效原理，是PWM控制技術的重要理論基礎i(t )u(t)i(t)t0沖量相同的各種窄脈沖的響應波形PWM控制的基本原理第7頁，共57頁。71964年，德國A.Schonung率先提出了脈寬調制變頻的思想。交直交變壓變頻器的原理框圖，逆變器的功率開關器件采用全控式器件，

4、按一定規(guī)律控制其導通或關斷，使輸出端獲得一系列寬度不等的矩形脈沖電壓波形。通過改變脈沖的不同寬度可以控制逆變器輸出交流基波電壓的幅值，通過改變調制周期可以控制其輸出頻率，從而同時實現(xiàn)變壓和變頻。 PWM控制的基本原理第8頁，共57頁。8將正弦波分成N個彼此相連的脈沖序列所組成的波形，這些脈沖寬度相等，為/N，但幅值不等，各脈沖幅值按正弦規(guī)律變化a用PWM波代替正弦半波PWM控制的基本原理第9頁，共57頁。9aOutb用PWM波代替正弦半波如將脈沖序列用相同數(shù)量的等幅不等寬的矩形脈沖代替，使矩形脈沖的中點和相應的正弦波部分的中點重合，且使矩形脈沖和相應的正弦波部分面積相等，可得脈沖序列，即PWM

5、波形PWM控制的基本原理第10頁，共57頁。10脈沖的寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形SPWM波形SPWM波形等幅PWM（直流電源產(chǎn)生）不等幅PWM（交流電源產(chǎn)生）PWM控制的基本原理第11頁，共57頁。11 一、計算法和調制法計算法根據(jù)正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數(shù)，準確計算PWM波各脈沖寬度和間隔，據(jù)此控制逆變電路開關器件的通斷，就可得到所需PWM波形調制法把希望輸出的波形（正弦波）按比例縮小作為調制信號，把接受調制的信號作為載波，通過載波的調制得到所期望的PWM波形第12頁，共57頁。12等腰三角波或鋸齒波調制法把希望輸出的波形作為調制信號，把接受調制的信號作為載波，通過對載

6、波的調制得到所期望的PWM波形第13頁，共57頁。13 V1和V2通斷互補，V3和V4通斷也互補 uo正半周時，V1導通，V2關斷，V3和V4交替通斷 負載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段區(qū)間為正，一段區(qū)間為負阻感負載第14頁，共57頁。14阻感負載 負載電流為正的區(qū)間，V1和V4導通時，uo等于Ud V4關斷時，負載電流通過V1和VD3續(xù)流，uo=0 負載電流為負的區(qū)間， V1和V4仍導通，io為負，實際上io從VD1和VD4流過，仍有uo=Ud第15頁，共57頁。15阻感負載 V4關斷，V3開通后，io從V3和VD1續(xù)流，uo=0 uo總可得到Ud和零兩種電平 uo負半周，讓V2保

7、持導通，V1保持斷開，V3和V4交替通斷，uo可得-Ud和零兩種電平第16頁，共57頁。16 調制信號ur為正弦波，載波uc在ur的正半周為正極性的三角波，在負半周為負極性的三角波 在ur和uc的交點時刻控制IGBT的通斷 ur正半周，V1保持通，V2保持斷當uruc時使V4通，V3斷，uo=Ud當uruc時使V4斷，V3通，uo=0 表示uo的基波分量單極性PWM控制方式（單相橋逆變）第17頁，共57頁。17表示uo的基波分量 Ur負半周，V1保持斷，V2保持通 當uruc時，使V3斷，V4通， uo=0單極性PWM控制方式Ur半個周期內三角波載波只在正極性或負極性一種極性范圍內變化，所得P

8、WM波形也只在正極性或負極性一種極性范圍內變化第18頁，共57頁。18雙極性PWM控制方式（單相橋逆變）雙極性PWM控制方式在ur的半個周期內，三角波載波有正有負，所得PWM波也有正有負第19頁，共57頁。19雙極性PWM控制方式（單相橋逆變） 在ur的一個周期內，輸出的PWM波只有Ud兩種電平 同樣在調制信號ur和載波信號uc的交點時刻控制各開關器件的通斷 ur正負半周，對各開關器件的控制規(guī)律相同第20頁，共57頁。20雙極性PWM控制方式（單相橋逆變） 當ur uc時，給V1和V4導通信號，給V2和V3關斷信號 如io0，則V1和V4通， 如io0，VD1和VD4通， 不管哪種情況uo=U

9、d第21頁，共57頁。21當uruc時，給V2和V3導通信號，給V1和V4關斷信號 如io0，VD2和VD3通， 不管哪種情況uo=-Ud雙極性PWM控制方式（單相橋逆變）第22頁，共57頁。22雙極性PWM控制方式（三相橋逆變）U、V和W三相的PWM控制通常公用三角波載波uc，三相的調制信號urU、urV和urW依次相差120U、V和W各相功率開關器件的控制規(guī)律相同 當urUuc時，給V1導通信號，給V4關斷信號，則uUN=Ud/2 當urUuc時，給V4導通信號，給V1關斷信號，則uUN=-Ud/2 當給V1(V4)加導通信號時，可能是V1(V4)導通，也可能是二極管VD1(VD4)續(xù)流導

10、通第23頁，共57頁。23 uUN、uVN和uWN的PWM波形只有Ud/2兩種電平 線電壓波形uUV的波形可由uUN-uVN得出當1和6通時，uUV=Ud當3和4通時，uUV=Ud當1和3或4和6通時，uUV=0逆變器輸出線電壓PWM波由Ud和0三種電平構成雙極性PWM控制方式（三相橋逆變）第24頁，共57頁。24負載向電壓uUN可由下式求得 負載相電壓PWM波由(2/3)Ud、(1/3)Ud和0共5種電平組成雙極性PWM控制方式（三相橋逆變）第25頁，共57頁。25同一相上下兩臂的驅動信號互補，為防止上下臂直通而造成短路，在上下兩臂切換時留一小段上下臂都施加關斷信號的死區(qū)時間死區(qū)時間的長短主

11、要由功率開關器件的關斷時間決定死區(qū)時間會給輸出的PWM波帶來影響，使其稍稍偏離正弦波雙極性PWM控制方式（三相橋逆變）第26頁，共57頁。262 脈寬調制的制約條件根據(jù)脈寬調制的特點，逆變電路中的電力電子器件在其輸出電壓半周期內要開關n次，n越大，脈沖序列波的脈寬i越小，SPWM波形的基波更接近期望的正弦波。 電力電子器件本身的開關能力是有限的，因此在應用脈寬調制技術時必然要受到一定條件的制約 第27頁，共57頁。271. 開關頻率電力電子器件本身固有的開關時間、開關損耗載波比載波頻率fc與調制信號頻率fr之比，N= fc / frN=2n 理想情況2 脈寬調制的制約條件第28頁，共57頁。2

12、82. 最小間歇時間與幅值調制比保證：最小脈沖寬度大于開關器件的導通時間ton，而最小脈沖間歇大于器件的關斷時間toff 2 脈寬調制的制約條件第29頁，共57頁。292. 最小間歇時間與幅值調制比幅值調制比調制度M= Urm / UcmM= 0-1在脈寬調制時，若n為偶數(shù)，調制信號的峰值Urm與三角載波相交的地方恰好是一個脈沖的間歇。為了保證最小間歇時間大于toff，必須使Urm低于三角波的峰值Ucm 2 脈寬調制的制約條件第30頁，共57頁。303 異步調制和同步調制載波比載波頻率fc與調制信號頻率fr之比，N= fc / fr載波和信號波是否同步及載波比的變化情況異步調制PWM調制方式分

13、為同步調制第31頁，共57頁。311. 異步調制載波信號和調制信號不同步的調制方式通常保持fc不變，當fr變化時，載波比N是變化的在信號波的半周期內，PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內前后1/4周期的脈沖也不對稱當信號頻率較低時，N較大，一周期內脈沖數(shù)較多，PWM波形接近正弦波當信號頻率增高時，N減小，一周期內的脈沖數(shù)減少，使得輸出PWM波和正弦波差異變大3 異步調制和同步調制第32頁，共57頁。32第33頁，共57頁。332. 同步調制載波比N等于常數(shù)，在變頻時使載波與信號波保持同步的調制方式，在基本同步調制方式中，fr變化時N不變，信號波一周期內輸出脈

14、沖數(shù)是固定，脈沖相位也是固定的三相電路中公用一個三角波載波，且取N為3的整數(shù)倍，使三相輸出波形嚴格對稱為使一相的PWM波正負半周鏡對稱， N應取奇數(shù)3 異步調制和同步調制第34頁，共57頁。34當逆變電路輸出頻率很低時，fc也很低， fc過低時由調制帶來的諧波不易濾除當逆變電路輸出頻率很高時，同步調制時的載波頻率fc會過高，使開關器件難以承受第35頁，共57頁。35分段同步調制把逆變電路的輸出頻率范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內保持N恒定，不同頻段的N不同在fr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高，限制功率開關器件允許的范圍在fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低而對負載產(chǎn)生不利影響

15、3 異步調制和同步調制第36頁，共57頁。36為防止載波頻率在切換點附近來回跳動，采用滯后切換的方法在不同的頻率段內，載波頻率的變化范圍基本一致，fc大約在1.4-2.0KHz之間3 異步調制和同步調制第37頁，共57頁。374 SPWM控制的實現(xiàn)方法等效面積算法 面積等效原理 計算法 自然采樣法 規(guī)則采樣法調制法第38頁，共57頁。384 SPWM控制的實現(xiàn)方法自然采樣法按照SPWM控制的基本原理，在正弦波和三角波的自然交點時刻控制功率開關的通斷，這種生成SPWM波形的方法規(guī)則采樣法工程實用方法，效果接近自然采樣法，計算量比自然采樣法小得多第39頁，共57頁。39 取三角波兩個正峰值之間為一

16、個采樣周期Tc 使脈沖中點 和三角波一周期的中點（即負峰點）重合，每個脈沖的中點都以相應的三角波中點為對稱，使計算大為簡化ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd d 2d2d規(guī)則采樣法 規(guī)則采樣法第40頁，共57頁。40 在三角波的負峰時刻tD對正弦信號波采樣得D點，過D點作一水平直線和三角波分別交于A、B點，在A點時刻tA和B點時刻tB控制功率開關器件的通斷 這種規(guī)則采樣法得到的脈沖寬度和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd d 2d2d規(guī)則采樣法 規(guī)則采樣法第41頁，共57頁。41設正弦調制信號波為式中， a稱為調制度，0a1； wr

17、為信號波角頻率，從圖中得以下關系式 因此可得三角波一周期內，脈沖兩邊間隙寬度為規(guī)則采樣法ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd d 2d2d規(guī)則采樣法 第42頁，共57頁。42 三相橋逆變電路應形成三相SPWM波形，三相的三角波載波共用，三相正弦調制波相位依次差120 設同一三角波周期內三相的脈寬分別為dU、dV和dW，脈沖兩邊的間隙寬度分別為dU、dV和dW，同一時刻三相調制波電壓之和為零，得 利用以上兩式可簡化三相SPWM波的計算規(guī)則采樣法第43頁，共57頁。435 PWM逆變電路的諧波分析第44頁，共57頁。44PWM跟蹤技術 1 滯環(huán)比較方式 2 三角形比較方式 第45頁，共

18、57頁。45滯環(huán)比較方式 1) 跟蹤型PWM變流電路中，電流跟蹤控制應用最多。tOiii*+D Ii*-D Ii*滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制舉例基本原理把指令電流i*和實際輸出電流i的偏差i*-i作為滯環(huán)比較器的輸入。V1（或VD1）通時，i增大V2（或VD2）通時，i減小通過環(huán)寬為2DI的滯環(huán)比較器的控制，i就在i*+DI和i*-DI的范圍內，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i*。滯環(huán)環(huán)寬電抗器L的作用第46頁，共57頁。46參數(shù)的影響環(huán)寬過寬時，開關頻率低，跟蹤誤差大；環(huán)寬過窄時，跟蹤誤差小，但開關頻率過高，開關損耗增大。L大時，i的變化率小，跟蹤慢；L小時，i的變化率

19、大，開關頻率過高。滯環(huán)環(huán)寬電抗器L的作用tOiii*+D Ii*-D Ii*滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制舉例滯環(huán)環(huán)寬電抗器L的作用滯環(huán)比較方式第47頁，共57頁。472) 采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如下特點。 （1）硬件電路簡單。 （2）實時控制，電流響應快。 （3）不用載波，輸出電壓波形中不含特定 頻率的諧波。 （4）和計算法及調制法相比，相同開關頻率時輸出電流中高次諧波含量多。 （5）閉環(huán)控制，是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點。滯環(huán)比較方式第48頁，共57頁。48 三角形比較方式負載+-iUi*U+-iVi*V+-iWi*WUdC+-C+-

20、C+-三相三角波發(fā)生電路AAA(1) 基本原理不是把指令信號和三角波直接進行比較，而是通過閉環(huán)來進行控制。把指令電流i*U、i*V和i*W和實際輸出電流iU、iV、iW進行比較，求出偏差，通過放大器A放大后，再去和三角波進行比較，產(chǎn)生PWM波形。放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，其系數(shù)直接影響電流跟蹤特性。(2) 特點開關頻率固定，等于載波頻率，高頻濾波器設計方便。為改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相三角波載波。和滯環(huán)比較控制方式相比，這種控制方式輸出電流所含的諧波少。三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路第49頁，共57頁。49不用滯環(huán)比較器，而是設置一個固定的時鐘。以固定采樣周期對指令信

21、號和被控制變量進行采樣，根據(jù)偏差的極性來控制開關器件通斷。在時鐘信號到來的時刻，如i i*，V1斷，V2通，使I 減小。每個采樣時刻的控制作用都使實際電流與指令電流的誤差減小。采用定時比較方式時，器件的最高開關頻率為時鐘頻率的1/2。和滯環(huán)比較方式相比，電流控制誤差沒有一定的環(huán)寬，控制的精度低一些。(3) 除上述兩種比較方式外，還有定時比較方式。 三角形比較方式第50頁，共57頁。50介紹PWM控制的基本原理、實現(xiàn)方法，并著重闡述PWM控制技術在逆變電路中的應用。小結第51頁，共57頁。51PWM控制技術的地位PWM控制技術是在電力電子領域有著廣泛的應用，并對電力電子技術產(chǎn)生了十分深遠影響的一項技術。器件與PWM技術的關系IGBT、電力MOSFET等為代表的全控型器件的不斷完