PWM控制技術(shù)的最新科技成果-介紹ISL6752

1、PWM控制技術(shù)的最新科技成果-全橋零電壓開(kāi)關(guān)次級(jí)零電壓同步整流的控制IC-ISL6752ISL6752是英賽爾公司05年最新的科技成果。它不用移相技術(shù)就獲得了初級(jí)側(cè)的軟開(kāi)關(guān)拓?fù)洌瑫r(shí)克服了全橋移相電路不能確保次級(jí)ZVS同步整流的毛病。第一次做到了初，次級(jí)同時(shí)實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)關(guān)，從而實(shí)現(xiàn)了功率MOSFET在開(kāi)關(guān)電源中的最佳工作狀態(tài)。ISL6752是一個(gè)高性能，可供選擇的少引腳數(shù)ZVS全橋PWM控制器。與英賽爾公司的ISL6551相比，它獲得的ZVS工作是通過(guò)驅(qū)動(dòng)上邊橋MOSFET在一個(gè)固定的50%的占空比，下邊橋MOSFET在跟隨沿被諧振開(kāi)關(guān)延遲調(diào)制的方法。和我們熟悉的移相控制方法相比，這個(gè)方法提供

2、了同等的效率，但是用簡(jiǎn)單的少引腳封裝的IC,它還改進(jìn)了過(guò)流保護(hù)和輕載時(shí)的性能。ISL6752的特點(diǎn)是為了實(shí)現(xiàn)同步整流控制，PWM互補(bǔ)輸出用一個(gè)外部控制電壓，這個(gè)互補(bǔ)輸出與相關(guān)的PWM輸出可以在相位上動(dòng)態(tài)的超前或者滯后。這個(gè)最先進(jìn)BICMOS設(shè)計(jì)特點(diǎn)使振蕩頻率可以調(diào)節(jié)到2MHz，有可調(diào)節(jié)的軟啟動(dòng)，精確的死區(qū)時(shí)間調(diào)節(jié)和諧振延遲控制。除此以外，多脈沖抑制確保了交替輸出脈沖在低占空比可能發(fā)生的脈沖跳躍問(wèn)題。它的方框電路如圖1。VM圖1ISL6752控制IC內(nèi)部等效方框電路引腳說(shuō)明：VDDIC的供電端子，為了免除噪聲干擾加一個(gè)陶瓷旁路電容。RTD這是振蕩器定時(shí)電容放電電流控制端，接一個(gè)電阻到GND。流過(guò)

3、該電阻的電流決定了放電電流的大小，放電電流通常為20X該電流。PWM的死區(qū)時(shí)間取決于定時(shí)電容的放電脈寬。在RTD端的電壓通常是2V。CT振蕩器定時(shí)電容端子，并連接到GND。它通過(guò)內(nèi)部200口A電流源充電，并通過(guò)可以調(diào)節(jié)的TRD控制端放電。VADJ用一個(gè)0-5V的電壓加到此輸入端來(lái)實(shí)現(xiàn)相位的延遲和超前。（OUTLL與OUTLLN之間,0UTLR與OUTLRN之間）。而OUTUL與OUTUR之間OUTUR與OUTLR之間的相位關(guān)系仍然保持,而不管OUTLL與OUTLR,0UTLLN與0UTLRN之間的相位關(guān)系。2.425V以下的電壓是0UTLLN/0UTLRN超前于0UTLL/0UTLR,2.57

4、5V以上的電壓使OUTLLN/OUTLRN滯后于OUTLL/OUTLR.,在2.50.075V之間的電壓相位差為零。相位滯后或超前的范圍為0或30250ns之間，隨著電壓從2.5V增加而相位差也增加，控制電壓與相位差之間的關(guān)系是非線性的，增益在接近2.5V控制電壓時(shí)為低,會(huì)隨電壓接近控制范圍終端時(shí)相對(duì)增加。RESDEL設(shè)置上下M0SFET之間的開(kāi)啟與關(guān)斷的諧振延遲周期,加到RESDEL上的電壓決定了上部MOSFET關(guān)斷相對(duì)于下部MOSFET開(kāi)啟的相對(duì)時(shí)間，從02V改變控制電壓可以增加諧振延遲，控制電壓除以2代表死區(qū)時(shí)間的百分比是等于諧振延遲，在實(shí)際應(yīng)用中為了確保下邊的MOSFET在最大占空比時(shí)

5、是優(yōu)先關(guān)斷的，（比上邊的FETS）最大的諧振延遲必須設(shè)置在低于2V。CS這是過(guò)流比較器的輸入端，過(guò)流比較器的閾值設(shè)在1V，CS短路到地時(shí)，每個(gè)開(kāi)關(guān)周期中斷。取決于電流檢測(cè)源的阻抗，因?yàn)閮?nèi)部時(shí)鐘與外部功率開(kāi)關(guān)之間的延遲需要一個(gè)電阻，這個(gè)延遲可能會(huì)導(dǎo)致CS端比功率開(kāi)關(guān)關(guān)斷先放電。OUTUL/OUTUR這兩個(gè)輸出驅(qū)動(dòng)橋的兩臂，其脈寬各50%占空比，其死區(qū)時(shí)間由RTD調(diào)節(jié)。GND信號(hào)及功率地，為此在制版布線時(shí)必須給出低阻抗連接，盡量短的走線。Vref5V基準(zhǔn),3%的線路負(fù)載調(diào)整率,接一個(gè)0.1-2口低ESR電容到地。CTBUF該端為CT端鋸齒波振蕩器的緩沖輸出端，它能源出2mA電流，對(duì)地為0.4V，峰

6、谷為2倍增益，可以用于斜波補(bǔ)償。OUTLL/OUTLR這兩個(gè)輸出控制橋的兩腿，其脈寬可以調(diào)制，工作在交替狀態(tài)，輸出是不可互變的，OUTLL控制左下邊MOS，OUTKR控制右下MOS,.其控制范圍為最高可以與上部MOS一樣寬。OUTLLN/OUTLRN這兩個(gè)輸出與PWM低邊MOSFET信號(hào)互補(bǔ)，它適用于二次側(cè)的同步整流，其間的相位關(guān)系由加在ADJ的電壓控制。VERR加到PWM比較器的反相輸入端的控制電壓，外部誤差放大器的輸出加到此輸入端形成閉環(huán)調(diào)節(jié)。功能描述特色I(xiàn)SL6752是一個(gè)極具選擇性的低成本ZVS全橋應(yīng)用的控制IC,它能很好的調(diào)整同步整流的驅(qū)動(dòng)時(shí)間，實(shí)現(xiàn)ZVS同步整流。還具有很多保護(hù)特色

7、，以最少的外部元件獲得高度柔性設(shè)計(jì)。綜合其許多特點(diǎn),還有精確的過(guò)流保護(hù)閾值,過(guò)熱保護(hù),具有緩沖的鋸齒波振蕩器的輸出很適合于斜波補(bǔ)償，其同步整流信號(hào)既可以延遲，也可以前移,還可以調(diào)整工作頻率。振蕩器ISL6752有一個(gè)可以調(diào)整至2MHz的振蕩器，它由一個(gè)電阻及一個(gè)電容決定。開(kāi)關(guān)周期為定時(shí)電容充電及放電間隙之和。充電期間，由CT及200uA內(nèi)部充電電流決定，放電期間由Rtd及CT決定。TOC o 1-5 h zTc=11.5*103*CTsTd=（0.06*RTD*CT）+50*109sTsw=Tc+Td=1/Fsws如何做軟起動(dòng)ISL6752本身無(wú)軟起動(dòng)特色，軟起動(dòng)只能采用外接元件實(shí)現(xiàn)，采用一個(gè)

8、RC網(wǎng)絡(luò)制定晶體管的基極電壓上升速率。它由Vref電壓來(lái)箝制，R及C的數(shù)值選擇用于控制軟起動(dòng)速率。計(jì)算公式如下：T=-RC*ln1-(Vss-Vbe)/(Vref+0.001R/B)s柵驅(qū)動(dòng)ISL6752的輸出驅(qū)動(dòng)能力設(shè)計(jì)僅有10mA，外部需要加上MOSFET驅(qū)動(dòng)IC。或加上由NPN及PNP晶體管組成的圖騰柱，典型導(dǎo)通電阻為50歐姆。過(guò)流保護(hù)ISL6752采用逐個(gè)周期峰值電流控制方式，當(dāng)電流反饋信號(hào)超過(guò)1V時(shí)，以逐個(gè)脈沖方式減小占空比。當(dāng)峰值電流超過(guò)保護(hù)閾值時(shí)，輸出脈沖立即被終止。結(jié)果以很好的控制方法使電路隨著輸出電流的增加而降低輸出電壓。ISL6752會(huì)工作在連續(xù)的過(guò)流條件下。從CS端超過(guò)限

9、流閾值，到終止輸出脈沖，增大前沿消隱有效的延遲為105ns。斜波補(bǔ)償峰值電流型控制方式為了免除噪聲干擾，需要斜波補(bǔ)償，實(shí)際上，在輕載時(shí)，為了防止電流環(huán)的不穩(wěn)定，特別在占空比大于50%時(shí)，斜波補(bǔ)嘗可以用電流反饋信號(hào)或從電壓反饋的誤差信號(hào)的外斜波來(lái)實(shí)現(xiàn)。加入一個(gè)外斜波到電流反饋信號(hào)是最通用的辦法。從小信號(hào)的電流型的模型可以展示出：其固有的取樣的調(diào)制增益為Fm,沒(méi)有斜波補(bǔ)償時(shí)為：Fm=1/Sn*Tsw此處，Sn是鋸齒波信號(hào)的斜率，而Tsw是半周期的間隔，當(dāng)外部斜波增加時(shí)，調(diào)制增益變?yōu)椋篎m=1/(Sn+Se)*Tsw=1/Mc*Sn*Tsw此處，Se是外加斜波的斜率，且Mc=1+Se/Sn對(duì)于外部斜

10、波的校正總量的確定的準(zhǔn)則可以由貼近設(shè)置在振蕩頻率的一半處的雙極點(diǎn)處的阻尼因子來(lái)決定，雙極點(diǎn)將臨近阻尼處，如果Q因子設(shè)置為1，而對(duì)于Q1會(huì)過(guò)于危險(xiǎn)，而對(duì)Qvl,則在阻尼之下，阻尼之下的條件會(huì)導(dǎo)致電流環(huán)的欠穩(wěn)定。Q=1/Mc(1-D)-0.5此處，D是半周期內(nèi)預(yù)置的導(dǎo)通時(shí)間，設(shè)Q=1,對(duì)于Se求解：Se=Sn*(1/+0.5)*1/(1-D)-1由于Sn和Se為電流斜波的導(dǎo)通時(shí)的斜率，而且為外來(lái)斜波。為此，它們可以由Ton相乘以獲得電壓變化。它會(huì)出現(xiàn)在Ton期間。Ve=Vn(1/+0.5)*1/(1-D)-1此處Vn是電流反饋信號(hào)在導(dǎo)通期間的變化量。而Ve是必須由外斜波加入的電壓。Vn可以對(duì)輸入電

11、壓電流互感器及輸出電感來(lái)求解：Ve=(Tsw*Vo*Rcs/Nct*Lo)*(Ns/Np)*(1/+D-0.5)此處，Rcs為電流檢測(cè)電阻，Nct是電流互感器的匝數(shù)比，Lo是輸出電感，Vo是輸出電壓，Ns及Np是變壓器初次級(jí)的匝數(shù)。電感電流通過(guò)隔離變壓器，電流互感器得到電流反饋信號(hào)時(shí)在檢測(cè)電阻處有：Vcs=(Ns*Rcs/Np*Nct)*Io+(D*Tsw/2Lo)*(Vin*Ns/Np-Vo)此處，Vcs是電流檢測(cè)電阻上的電壓，而Io為限流點(diǎn)上處的電流，由于峰值電流限制閾值為IV,整個(gè)電流反饋信號(hào)加上外來(lái)斜波電壓之和必須為：Ve+Vcs=1總結(jié)13,14,15三個(gè)式子，求解Res,得：Res

12、=(Np*Nct/Ns)*1/Io+(Vo/Lo)*Tsw(1/+D/2)為簡(jiǎn)化，將理想元件用于這個(gè)討論，當(dāng)確定加上外斜波總量時(shí)，磁化電感的影響必須考慮，由磁化電感提供的對(duì)電流反饋信號(hào)的斜波補(bǔ)償程度減少了對(duì)外部斜波總量的需求。磁化電感電流加上初級(jí)電流會(huì)超出從二次側(cè)折回的電感電流。Ip=Vin*D*Tsw/LmA這里Vin是輸入電壓，它相應(yīng)的占空比是D,而Lm是初級(jí)磁化電感，磁化電流的影響在檢測(cè)電阻上表現(xiàn)為：Vcs=Ip*Rcs/Nct如果Vcs大于或等于Ve則附加的斜率補(bǔ)償是必要的。這樣，Rcs變?yōu)椋篟cs=Nct/Ns/Np*Io+DTsw/2Lo(Vin*Ns/Np-VO)+Vin*D*T

13、sw/Lm如果Vcs少于Ve,貝V16式仍舊在Rcs值的谷底，但由外斜波加的斜率補(bǔ)償總量必須由Vcs來(lái)減少。增加斜率補(bǔ)償總量可以根據(jù)ISL6752使用CTBUF信號(hào)。CTBUF是一個(gè)出現(xiàn)在CT端的鋸齒波信號(hào)的放大，它對(duì)地有0.4V的電壓，為兩倍的CT的峰峰值的幅度。典型的應(yīng)用總結(jié)用電流檢測(cè)反饋，加到CS端的結(jié)果示于圖6。假設(shè)設(shè)計(jì)師選擇RC濾波器的值位于CT端子處,R9的值需要加上一個(gè)外部的斜波值，由超級(jí)位置找到：Ve-Vcs=D*(Vctbuf-0.4)+0.4*R6/(R6+R9)重新安排,并求解R9,有：R9=D*(Vctbuf-0.4)-Ve+Vcs+0.4*R6/(Ve-Vcs)Rcs

14、值由16式?jīng)Q定，但是必須重新定出,CS上的電流檢測(cè)信號(hào)已經(jīng)預(yù)先由14式給出，由R6及R9建立的分壓器使之成為：Rcs=(R6+R9)/R9*Rcs設(shè)計(jì)實(shí)例由ISL6752控制的DC/DC如圖2所示。圖2ISL6752控制的初級(jí)ZVS,次級(jí)ZVS同步整流的DC/DC變換器上述討論決定了所需的最小外部斜波，此外，附加的斜率補(bǔ)償,可以在設(shè)計(jì)中給予充分考慮。如果應(yīng)用中所需的死區(qū)時(shí)間少于500ns,則CTBUF信號(hào)為斜率補(bǔ)償不會(huì)執(zhí)行得很合適。CTBUF引腳的CT鋸齒波為300ns400ns,這導(dǎo)至CTBUF的非零值。此時(shí)下半個(gè)周期即開(kāi)始，使死區(qū)時(shí)間大大變短。在這種情況下，斜率補(bǔ)償由外部緩沖的CT信號(hào)加入

15、，見(jiàn)下圖7。使用CT提供的斜率補(bǔ)償替代CTBUF需要相同的計(jì)算，除去20式21式,還需要使式20變成：Ve-Vcs=2D*R6/R6*R9使21式變成：R9=（2D-Ve+Vcs）*R6/（Ve-Vcs）緩沖器傳輸用于從CT建立外部斜波，這將會(huì)有足夠的高增益（200）。所以，作為最小的基極電流需求，無(wú)論如何基極電流需要減小進(jìn)入CT的充電電流,而且將減少振蕩頻率。ZVS的全橋工作模式ISL6752是一個(gè)全橋零電壓開(kāi)關(guān)方式工作的PWM控制器。它的工作方式更象傳統(tǒng)的硬開(kāi)關(guān)拓樸的控制器。上部?jī)芍籑OSFET（OUTUL,OUTUR）工作在各50%占空比之下，而下部?jī)芍籑OSFET工作為跟隨沿（前沿）的

16、脈寬調(diào)制狀態(tài)。CTDEADTIMEOUrTLLOUTEROLTUROUTUL為了解如何實(shí)現(xiàn)ZVS方式工作，先要了解寄生元件。在圖9中，功率開(kāi)關(guān)由理想開(kāi)關(guān)取代，寄生二極管及寄生電容單獨(dú)給出，輸出整流為理想元件，變壓器的漏感要加入，寄生電容也集合在一起。每個(gè)開(kāi)關(guān)按其位置分別稱作：上左（UL），上右（UR），下左（LL），下右（LR）。開(kāi)始運(yùn)行的周期從圖10開(kāi)始任意設(shè)置。此時(shí)，開(kāi)關(guān)UL及LR導(dǎo)通，UR及LL關(guān)斷。變壓器初次級(jí)電流為Ip及Is，方向如圖所示。在UL-LR功率傳輸周期終止時(shí)，開(kāi)關(guān)LR受PWM控制關(guān)斷。由于變壓器初級(jí)繞組中的電流不能中斷，它必須找到新的路徑，此電流流入寄生元件，即LR的Co

17、ss充電，而通過(guò)UR的體二極管回流。同時(shí)UR的Coss放電。這樣LR在ZVS之下關(guān)斷。此電流由初級(jí)變壓器的漏感L1保持，并圍繞UL流過(guò)，與UL電容，變壓器初級(jí)，以及開(kāi)關(guān)UR成回路。成為自由回轉(zhuǎn)階段。而二次側(cè)的兩只二極管中都流過(guò)電流，此狀態(tài)保留于PWM關(guān)斷下開(kāi)關(guān)的剩余周期。在CT放電階段，隨之為死區(qū)時(shí)間，此時(shí)上部的兩個(gè)開(kāi)關(guān)工作交替，開(kāi)關(guān)UL關(guān)斷，而開(kāi)關(guān)UR導(dǎo)通。兩個(gè)上部開(kāi)關(guān)的轉(zhuǎn)換時(shí)間由RESDEL決定，此即諧振延遲端。此時(shí)間間隔設(shè)置取決于低邊開(kāi)關(guān)開(kāi)啟的延遲時(shí)間。在上部?jī)砷_(kāi)關(guān)交替及對(duì)角低邊開(kāi)關(guān)開(kāi)啟之前實(shí)現(xiàn)ZVS方式的過(guò)度，見(jiàn)圖12。所需要的諧振延遲約為L(zhǎng)C(即漏感及寄生電容)諧振周期的1/4，可由

18、下式估算。T=(/2)*(1/(1/Ll*Cp)-(R*R/4*L12)這里T是諧振傳輸時(shí)間，Ll是漏感，Cp是寄生電容，而R是串入Ll和Cp的等效電阻。諧振延遲總是小于或等于死區(qū)時(shí)間，可以用下式計(jì)算。T=Vresdel*Dt/2此處T是所希望的諧振延遲，Vresdel是一個(gè)02V之間的加到RESDEL端子的電壓，DT是死區(qū)時(shí)間。圖7UR和諧振過(guò)程當(dāng)上部?jī)砷_(kāi)關(guān)交替之后流過(guò)UL的電流必須找到新的路徑。它將給UL及LL的寄生電容分別充電和放電。如果諧振延遲設(shè)置得合適，開(kāi)關(guān)LL將在此刻開(kāi)啟。此時(shí)其電容已經(jīng)放電完成，實(shí)現(xiàn)了ZVS導(dǎo)通。此時(shí)的狀態(tài)見(jiàn)圖5。第二個(gè)功率傳輸周期從開(kāi)關(guān)LL閉合開(kāi)始，隨著UR和L

19、L兩開(kāi)關(guān)導(dǎo)通，初級(jí)和次級(jí)電流流過(guò)變壓器并且向二次側(cè)傳輸能量，如圖6所示。圖8實(shí)UR-LL工作UR-LL功率傳輸周期在開(kāi)關(guān)LL關(guān)斷時(shí)由PWM控制終止。初級(jí)電流必須找到新的途徑。電流流入寄生的開(kāi)關(guān)電容充電到結(jié)點(diǎn)，使其電平升向Vin,然后正向偏置UL的體二極管，初級(jí)漏感L1保持這個(gè)電流，且環(huán)繞UR開(kāi)關(guān)變壓器初級(jí)及開(kāi)關(guān)UL。此時(shí)，開(kāi)關(guān)LL斷開(kāi)，輸出電感電流通過(guò)兩只整流二極管輪回，這種狀態(tài)持續(xù)到此半周期結(jié)束。如圖7所示。當(dāng)上部開(kāi)關(guān)輪換時(shí)，流過(guò)UR的初級(jí)電流在另一個(gè)對(duì)應(yīng)路徑中找到，它分別對(duì)開(kāi)關(guān)UR和LR的寄生電容充放電，直到LR的體二極官正向偏置。如果RESDEL設(shè)置得合適，開(kāi)關(guān)LR將在此時(shí)導(dǎo)通。如圖8所

20、示。圖8UR-UL工作圖9UR及諧振過(guò)程在開(kāi)關(guān)LR閉合時(shí)，第一個(gè)功率傳輸周期結(jié)束。然后重復(fù)。ZVS的傳輸需要有足夠的能量?jī)?chǔ)存在漏感中給寄生電容充電，由于儲(chǔ)存能量與電流的平方成正比，ZVS的諧振傳輸與負(fù)載相關(guān)，如果漏感不夠，則需要在變壓器的初級(jí)回路中串入一個(gè)電感，以便確保傳輸?shù)腪VS狀態(tài)。同步整流的控制ISL6752提供雙端PWM輸出OUTLL及OUTLR，還提供同步整流的輸出OUTLLN及OUTLRN。SR輸出是與PWM互補(bǔ)的輸出，它注意到互補(bǔ)輸出用于對(duì)應(yīng)PWM的輸出，也即OUTLL和OUTLRN成對(duì)，而OUTLR和OUTLLN成對(duì)出現(xiàn)。參看圖10,圖11，SR交替于自由運(yùn)行的周期中，當(dāng)OUTLL或OUTLR導(dǎo)通時(shí)，它們其中之一是關(guān)斷的。如果OUTLL為導(dǎo)通，則其相應(yīng)的SR也必須為開(kāi)啟，這說(shuō)明OUTLRN是正確的SR控制信號(hào)。同樣，如果OUTLR為開(kāi)，其相應(yīng)的SR也必須為開(kāi)啟。這說(shuō)明OUTLLN是校正SR的控制信號(hào)。ISL6752的最有用的特色是能改變PWM輸出之間的相位關(guān)系及其互補(bǔ)性能