模擬電子線路場效應管

1、模擬電子線路場效應管第1頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四 N溝道MOS管與P溝道MOS管工作原理相似，不同之處僅在于它們形成電流的載流子性質不同，因此導致加在各極上的電壓極性相反。 第2頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四3.1.1 增強型MOS場效應管 N溝道EMOSFET結構示意圖N+N+P+P+PUSGD源極漏極襯底極 SiO2絕緣層金屬柵極P型硅 襯底SGUD電路符號l溝道長度W溝道寬度第3頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四源極 S ( Source ) 漏極 D（Drain） 襯底引線 U柵極 G ( Gate )N

2、溝道增強型MOS 場效應管的結構示意圖第4頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四 N溝道EMOS管外部工作條件 VDS 0 (保證柵漏PN結反偏)。 U接電路最低電位或與S極相連(保證源襯PN結反偏)。 VGS 0 (形成導電溝道)PP+N+N+SGDUVDS- + - + VGS N溝道EMOS管工作原理柵襯之間相當于以SiO2為介質的平板電容器。 絕緣柵場效應管利用 VGS 來控制“感應電荷”的多少，改變由這些“感應電荷”形成的導電溝道的狀況，以控制漏極電流 ID。第5頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四工作原理分析：(1)VGS = 0 漏源之間相當

3、于兩個背靠背的 PN 結，無論漏源之間加何種極性電壓，總是不導電。SUD N溝道EMOSFET溝道形成原理 假設VDS =0，討論VGS作用第6頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四VGG(2) VDS = 0，0 VGS pVGS越大，反型層中n 越多，導電能力越強。反型層第9頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四 VDS對溝道的控制（假設VGS VGS(th) 且保持不變） VDS很小時 VGD VGS 。此時溝道深度近似不變，即Ron不變。由圖 VGD = VGS - VDS因此 VDSID線性 。 若VDS 則VGD 近漏端溝道 Ron增大。此時 R

4、on ID 變慢。PP+N+N+SGDUVDS- + VGS- + PP+N+N+SGDUVDS- + VGS- + 第10頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四 當VDS增加到使VGD =VGS(th)時 A點出現(xiàn)預夾斷 若VDS 繼續(xù)A點左移出現(xiàn)夾斷區(qū)此時 VAS =VAG +VGS =-VGS(th) +VGS （恒定）若忽略溝道長度調制效應，則近似認為l 不變（即Ron不變）。因此預夾斷后：PP+N+N+SGDUVDS- + VGS- + APP+N+N+SGDUVDS- + VGS- + AVDS ID 基本維持不變。 第11頁，共38頁，2022年，5月20日，6

5、點39分，星期四 若考慮溝道長度調制效應則VDS 溝道長度l 溝道電阻Ron略。因此 VDS ID略。由上述分析可描繪出ID隨VDS 變化的關系曲線：IDVDS0VGS VGS(th)VGS一定曲線形狀類似三極管輸出特性。第12頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四 MOS管僅依靠一種載流子（多子）導電，故稱單極型器件。 三極管中多子、少子同時參與導電，故稱雙極型器件。 利用半導體表面的電場效應，通過柵源電壓VGS的變化，改變感生電荷的多少，從而改變感生溝道的寬窄，控制漏極電流ID。MOSFET工作原理：第13頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四 由于MO

6、S管柵極電流為零，故不討論輸入特性曲線。 共源組態(tài)特性曲線：ID= f ( VGS )VDS = 常數(shù)轉移特性：ID= f ( VDS )VGS = 常數(shù)輸出特性： 伏安特性+TVDSIG0VGSID+- 轉移特性與輸出特性反映場效應管同一物理過程，它們之間可以相互轉換。 第14頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四 NEMOS管輸出特性曲線 非飽和區(qū)特點：ID同時受VGS與VDS的控制。當VGS為常數(shù)時，VDSID近似線性，表現(xiàn)為一種電阻特性； ID/mAVDS /V0VDS = VGS VGS(th)VGS =5V3.5V4V4.5V當VDS為常數(shù)時，VGS ID ，表現(xiàn)

7、出一種壓控電阻的特性。 溝道預夾斷前對應的工作區(qū)。條件：VGS VGS(th) V DS VGS(th) V DS VGSVGS(th) 考慮到溝道長度調制效應，輸出特性曲線隨VDS的增加略有上翹。注意：飽和區(qū)（又稱放大區(qū)）對應三極管的放大區(qū)。第17頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四數(shù)學模型：若考慮溝道長度調制效應，則ID的修正方程： 工作在飽和區(qū)時，MOS管的正向受控作用，服從平方律關系式：其中： 稱溝道長度調制系數(shù)，其值與l 有關。通常 =( 0.005 0.03 )V-1第18頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四 截止區(qū)特點：相當于MOS管三個電

8、極斷開。 ID/mAVDS /V0VDS = VGS VGS(th)VGS =5V3.5V4V4.5V溝道未形成時的工作區(qū)條件：VGS VGS(th) ID=0以下的工作區(qū)域。IG0，ID0 擊穿區(qū) VDS增大到一定值時漏襯PN結雪崩擊穿 ID劇增。 VDS溝道 l 對于l 較小的MOS管穿通擊穿。第19頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四第20頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四 由于MOS管COX很小，因此當帶電物體（或人）靠近金屬柵極時，感生電荷在SiO2絕緣層中將產(chǎn)生很大的電壓VGS(=Q /COX)，使絕緣層擊穿，造成MOS管永久性損壞。MOS

9、管保護措施：分立的MOS管：各極引線短接、烙鐵外殼接地。MOS集成電路：TD2D1D1 D2一方面限制VGS間最大電壓，同時對感 生電荷起旁路作用。第21頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四 NEMOS管轉移特性曲線VGS(th) = 3VVDS = 5V 轉移特性曲線反映VDS為常數(shù)時，VGS對ID的控制作用,可由輸出特性轉換得到。 ID/mAVDS /V0VDS = VGS VGS(th)VGS =5V3.5V4V4.5VVDS = 5VID/mAVGS /V012345 轉移特性曲線中,ID =0 時對應的VGS值,即開啟電壓VGS（th） 。第22頁，共38頁，20

10、22年，5月20日，6點39分，星期四 襯底效應 集成電路中，許多MOS管做在同一襯底上，為保證U與S、D之間PN結反偏，襯底應接電路最低電位（N溝道）或最高電位（P溝道）。 若| VUS | - +VUS耗盡層中負離子數(shù)因VGS不變（G極正電荷量不變）ID VUS = 0ID/mAVGS /VO-2V-4V根據(jù)襯底電壓對ID的控制作用，又稱U極為背柵極。PP+N+N+SGDUVDSVGS- +- +阻擋層寬度 表面層中電子數(shù) 第23頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四 P溝道EMOS管+ - VGSVDS+ - SGUDNN+P+SGDUP+N溝道EMOS管與P溝道EMO

11、S管工作原理相似。即 VDS 0 、VGS 0，VGS 正、負、零均可。外部工作條件：DMOS管在飽和區(qū)與非飽和區(qū)的ID表達式與EMOS管相同。PDMOS與NDMOS的差別僅在于電壓極性與電流方向相反。第26頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四3.1.3 四種MOS場效應管比較 電路符號及電流流向SGUDIDSGUDIDUSGDIDSGUDIDNEMOSNDMOSPDMOSPEMOS 轉移特性IDVGS0VGS(th)IDVGS0VGS(th)IDVGS0VGS(th)IDVGS0VGS(th)第27頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四 飽和區(qū)（放大區(qū)）

12、外加電壓極性及數(shù)學模型 VDS極性取決于溝道類型N溝道：VDS 0， P溝道：VDS |VGS(th) |，|VDS | | VGS VGS(th) |VGS| |VGS(th) | ， 飽和區(qū)（放大區(qū)）工作條件|VDS | |VGS(th) |， 非飽和區(qū)（可變電阻區(qū)）數(shù)學模型第29頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四 FET直流簡化電路模型(與三極管相對照) 場效應管G、S之間開路 ，IG0。三極管發(fā)射結由于正偏而導通，等效為VBE(on) 。 FET輸出端等效為壓控電流源，滿足平方律方程： 三極管輸出端等效為流控電流源，滿足IC= IB 。SGDIDVGSSDGIDI

13、G0ID(VGS )+-VBE(on)ECBICIBIB+-第30頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四3.1.4 小信號電路模型 MOS管簡化小信號電路模型(與三極管對照) gmvgsrdsgdsicvgs-vds+- rds為場效應管輸出電阻： 由于場效應管IG0，所以輸入電阻rgs 。而三極管發(fā)射結正偏，故輸入電阻rbe較小。與三極管輸出電阻表達式 相似。rbercebceibic+-+vbevcegmvbe第31頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四 MOS管跨導利用得三極管跨導 通常MOS管的跨導比三極管的跨導要小一個數(shù)量級以上，即MOS管放大能力

14、比三極管弱。第32頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四 計及襯底效應的MOS管簡化電路模型 考慮到襯底電壓vus對漏極電流id的控制作用，小信號等效電路中需增加一個壓控電流源gmuvus。gmvgsrdsgdsidvgs-vds+-gmuvusgmu稱背柵跨導，工程上 為常數(shù)，一般 = 0.1 0.2第33頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四 MOS管高頻小信號電路模型 當高頻應用、需計及管子極間電容影響時，應采用如下高頻等效電路模型。gmvgsrdsgdsidvgs-vds+-CdsCgdCgs柵源極間平板電容漏源極間電容（漏襯與源襯之間的勢壘電容）柵

15、漏極間平板電容第34頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四 場效應管電路分析方法與三極管電路分析方法相似，可以采用估算法分析電路直流工作點；采用小信號等效電路法分析電路動態(tài)指標。3.1.5 MOS管電路分析方法 場效應管估算法分析思路與三極管相同，只是由于兩種管子工作原理不同，從而使外部工作條件有明顯差異。因此用估算法分析場效應管電路時，一定要注意自身特點。 估算法第35頁，共38頁，2022年，5月20日，6點39分，星期四 MOS管截止模式判斷方法假定MOS管工作在放大模式：放大模式非飽和模式（需重新計算Q點）N溝道管：VGS VGS(th)截止條件 非飽和與飽和（放大）模式判斷方法a)由直流通路寫出管外電路VGS與ID之間關系式。c)聯(lián)立解上