音頻頻率數字掃頻儀

音頻頻率數字掃頻 DigitalAudioFrequencySweep 引 系統(tǒng)指 系統(tǒng)方 總體介 作為DA轉化的原 輸出掃頻信號頻率的控 幅頻特性測試原 測單頻正弦信號峰峰 測帶阻網絡的幅頻特 幅頻均衡原 與傳統(tǒng)的測量帶阻網絡幅頻特性方法的比 算法及數據處 掃頻信號頻率的控 帶阻網絡幅頻特性測 數字幅頻均衡算 理論誤差分 系統(tǒng)硬件設 DSP選擇與最小系 低通濾波 帶阻網 電源管理模塊通訊模 系統(tǒng)設 總體框 初始化模 中斷模 掃頻信號產生模 幅頻特性測試模 幅頻均衡模 串口通訊的設 系統(tǒng)關鍵設計與創(chuàng) 評測與分 評 測試儀 測試方 測試條 分 附 PCB現場測試通訊窗 幅頻特性曲 掃頻信號直接接至輸入端的幅頻特性曲 帶阻網絡1幅頻特性曲 帶阻網絡2幅頻特性曲 帶阻網絡3幅頻特性曲 音頻頻率數字掃頻宋明 莊 肖偉（華技大學電子與信息工程系，：本設計采用TMS320F28234DSP，設計了一臺音頻頻率數字掃頻儀。系統(tǒng)由掃頻 數字信號處理技術在DSP實現幅頻特性測試通過DSP的SCI在電腦顯示器上的系數和階數，然后在DSP對帯阻網絡實現了均衡，完成了要求的各項指標。，：S、幅頻特性、數字均衡、DigitalAudioFrequencySweep(SchoolofElectronics&InformationEngineering,HuazhongUniversityofScience&：AdigitalaudiofrequencysweepgeneratorisdevelopedwithTMS320F28234DSPchipinourdesign.Thesystemconsistsofasweepsignalgenerationandconditioningmodule,band-stopnetworkmodule,amplitude-frequencycharacteristictestmodule,digitalamplitude-frequencyequalizationmoduleandinteractionmodule.ThesweepsignalgeneratedbymoduleinnerDSPpassthelo ssfilterandtheninputtheband-stopnetwork.DigitalsignalprocessingtechnologyisusedinDSPtotesttheamplitude-frequencycharacteristic,andthetestresultsareshowedoncomputermonitorbytheSCIofDSP,theamplitude-frequencyequalizationsectioncomputesthecoefficientsandorderofthefilterbyandtrapcharacteristicmeasuredinthebasicpart,thenweachievetheequalizationoftheband-stopnetwork,andcompletealltherequestedindicators.Key ,amplitude-frequencycharacteristic,digitalequalization,引DSP強大數據處理能力和高運行速度，DSP已成為通信、計算機、消費類電子產TMS320F28234DSP平臺，完成帶阻網均衡帶阻網均衡輸低系統(tǒng)指20－20kHz頻率范圍內的通帶起伏不大于±0.6dB2中進行比較。----2.1系統(tǒng)方總體介，本系統(tǒng)以TMS320F28234為控制和信號處理，利用HR 生正弦掃頻信號，實現對任意帶阻網絡的幅頻特性的測試通過串口發(fā)到上位機客戶端上顯示，整個系統(tǒng)的工作流程由上位機客戶端來進行控制。并在DSP構建了帶通網絡實現對信號的數字幅頻均衡，并利用信號將均衡后的信號輸出。，掃頻客戶掃頻客戶 圖 DA轉化的原圖3.2信號作為DA的原理由圖3.2可以看到，信號由直流分量和零平均值的信號組成。那么通過低通濾波將零平均值的信號濾除，就剩下直流分量，而直流分量的大小受占空比的控制通過改變信號的占空比就可以產生不同需要的幅度值這樣DA來使用。輸出掃頻信號頻率的控f頻率設置頻率設置f3.3掃頻信號頻率控制方法=加，也稱為頻率控制字；N為相位累加器的位數。由式(1)DDS (2)N足夠大，DDSDDS的輸出信號的幅頻特性測試原測單頻正弦信號峰峰設AD的采樣頻率為Fs，則對頻率為的正弦信號每個周期的采樣點為 這樣對每個頻點的信號采N個點，首先求出其平均值D，然后該信號的峰峰值Vpp=(N為采樣點數，D為信號的直流分量，為采樣值測帶阻網絡的幅頻特AD輸入端測得的掃頻曲線3.40.4dB3.4所以認為輸入信號保持不變只用比較輸出信號的幅度就可算出帶阻網絡幅頻均衡原信號經過了一個帶阻網絡后，為了使信號得到均衡，可以在DSP構建一個帶3.5掃頻信掃頻信均衡輸采采數字均帶阻網3.5與傳統(tǒng)的測量帶阻網絡幅頻特性方法的比算法及數據處掃頻信號頻率的控本設計中，數據位數N取的是32，采樣頻率設為500KHz，所以本設計 =≈所以基于本設計所能達到的最小分辨率就為0.00011641Hz。如果步進為1Hz的話，步進值為：Δ=≈8590。帶阻網絡幅頻特性測由于掃頻信號的范圍從20Hz到20KHz，所以根據奈奎斯特采樣定理，采樣率至少為40KHz，這樣對于20Hz的信號，一個周期就要取2000個點20KHz的2個點，所以應該進行分段處理：NND，并由下式計算出Vpp=(N為采樣點數，D為信號的直流分量，為采樣值0dB對比，即可算出整個帶阻網絡的幅頻特性。數字幅頻均衡算1Hz作為分析的數據來源，這樣可以獲得19981（20-20000）個頻率點的幅度特性，利用掃頻儀客戶端Data.txt文件中以便于進行分析。在中編程不等間隔選取一些頻點及其幅度進行分析，選取原則是FIR的濾波器，它的幅頻特性正好于帶阻網絡的幅頻特性相反，這樣掃頻信號經過帶阻網絡和在DSP構帶通網絡的20-20KHz10HzFIR2000階，40KHzDSP不能進行實時處理，故不能選取等間隔采樣法。 設計，中最優(yōu)等波動濾波器的設計函數為： 利用它可以設計一個NFIR數字濾波器，它的頻率響應在數組FA中給01A低FIR濾波器的階數，從而可以在DSP實現實時處理。圖 圖3.7.1是構建的帶通網絡的幅頻特性，可以看出，它與掃頻得到的帶阻網絡的幅頻特性正好相反，與的理論推導相一致。均衡時采樣率的選取因為處理的音頻信號最大的頻率為20KHz，所以最低的采樣率應大于或等于兩倍的信號頻率，所以采樣率Fs≥20×2=40KHz，但如果采樣率很低的話，假如取40KHz20KHz2個點，那么后面的低通濾DSPDSP就100KHz，既兼100KHz的話均衡指標完全均衡算法的經過對設計的帯阻網絡掃頻結果的處理，得到的FIR的濾波器16位的，TMS320F28234CPU46階的FIR運算大概只需要50個CPU周期采樣率為100KHz的話每秒鐘要處理100000100000FIR50×100KCPU周期，而TMS320F28234CPU150MHz，所以可以進行實時處理。DSP100KHzFIR濾波器的階數為：150M/100K=15001500階只上可行，實際上實現的話還要考慮很多其他因素，因此如帶阻網絡的幅頻特性變化很劇烈，需要很高的階數的FIR來實現均衡的話，TMS320F282343.7.2由圖3.7.2可以看出，掃頻信號經過帶阻網絡和DSP的帶通網絡后，整個頻帶的起伏在-0.75dB～0.51dB(以-13.5dB作為基準)，滿足題目要求的±1.5dB理論誤差分對于帶阻幅頻特性測試AD由于對帶阻網絡默認為帶阻網絡掃頻信號輸入端的信號幅值始終保持不0.3dB左右的波動。對于數字幅由于均衡的數據來源是掃頻得到的，本身已存在誤差FIR16位，在計算的過程中對數據進行了截斷處理，引入系統(tǒng)硬件設DSP選擇與最小考慮到數字均衡可能會有較大運算量，在DSP選型的時候，選擇了頻率較高的TMS320F28234。這款的特點是內核電壓升至1.9V后，CPU頻可達到150MHz，為數字均衡提供了較充足的計算能力；并且有128K×16RAMRAM，既簡化，同時TMS320F28234秉承了C2000系列外設豐富的特點，具有ADC，SCI， ，事件管理器等模塊，系統(tǒng)中僅用到了ADC，HR SCI和事件管理器模塊。，PLL150MHzCPU時鐘。低通濾根據 理論，由方式產生的正弦信號，其諧波分量主要存在于波頻率附近，具體為()，為載波頻率，為信號頻率。系統(tǒng)中使用的，500KHz20Hz20kHz，所以諧波分量應該在大于480KHz范圍內。系統(tǒng)中所使用到的濾波器的要有效濾除480KHz及以上的諧在濾波器形式的選取上選用了巴特濾波器；并且為滿足20KHz無衰減，的通帶頻率實際要大于20KHz，系統(tǒng)中實際為30KHz，最后為保證系統(tǒng)單電源供電使用運放搭建有源低通濾波器。確定如上條件后，經濾波器設計TINAPspice4.2.14階巴特低通電路。根據仿真的頻譜特性曲線圖4.2.2，可以看到在20Hz到20KHz470KHz，信號衰減大于-87.2dB，可很好，C13+-R38k+- +V+C2C4+VS+V+C2C4+4.2.14.2.2帶阻網，系統(tǒng)中用到若干帶阻網絡用于測試，參照題目要求給出的參考電路形式4.3.1形式的陷波器網絡：，C1C2U1C1C2U1R2+-+VR3C3

++VS++ 4.3.1 (7) (8)Q (9)改變和的比之可方便的改變網絡Q值，進而改變陷波器的陡峭程度，4.3.24.3.2電源管理模塊訊模TPS703024.4的電路形式，外置電阻進行配置：4.4 (10)1.9V3.3V電源。系統(tǒng)中用到的電源電壓值共三種：1.9V用于CPU內核和ADC模塊供電；3.3V用于DSP外設的供電；5V5種：1.9V部分電源、1.9V數字部分電源、3.3V模擬部分電源、3.3V數字部分電源、5V模PCDSPSCI模塊?？紤]到目前的PC端主板上已沒有串口專門設計了USB轉串口模塊實現PC通USBDSP的串口連接。系統(tǒng)設 總體框。塊，由主程序調用總體框圖如下圖所示。系統(tǒng)包含的主要功能模塊?？傮w框圖如圖5.1所示：。模塊初始中斷模 程初始化模均衡模測試模PIE初始SCI模初始ADC模初始通信模系統(tǒng)初始初始化模

圖5.1總體框初始化模塊負責系統(tǒng)全局變量的初始化操作。F28234的初始化包括系統(tǒng)初始化，ADC模塊初始化，HR模塊初始化，PIE初始化，定時器模塊初始化等。2模式，低速外設時鐘設置成除以4模式。并且把HR的載波設為10MHz，定時器0的中斷時間設為2us。中斷模改變輸出正弦波的幅值。另外在定時器中斷中，同時對波（掃頻信號和掃頻信號產生模10MHz正弦信號的當前相角適時地調整輸出信的脈沖寬度顯然為了產生完整0°360°nxmathhmath.libnxC28XCPU采用查表的方式計算正弦值。在F28234處理器地址0x3FE000~0x3FE3FFF了512個正弦值，并采用32Q30格式。512個值描述一個正弦周期，間隔兩點的步進角為0.703°。Q3032230Q30格式表示的數據可以是-2~+1.9999999999范圍內的數據。本例中定時器設置為連續(xù)遞增模式，可以產生非對稱的信號。TBPR和TBCMPR的差值決定了的信號寬度，因此要產生連續(xù)的正弦信號就需要適TBCMP的值。5.4為了方便計算，在設計時采用IQmath庫函數，另外為了提高精度，采用了HRHR模塊利用邊沿位置調整技術對傳統(tǒng)的產生器的150ps的精度。根據公式：(11)在下面比較采用普通模式和HR模式所能達到的精度對于普通模式， 波的頻率為10MHz，則實際精度只能達到，可以看出此時 的精度不足4位。對于HR模式，此時的時鐘精度可以達到150ps，仍產生10MHz的信號，則就精度為 ，可以看到時的精度大大提高，因而采用了HR模式為產生HR信號，每次定時器中斷中改變的占空比可以表示為0x2000，把整個正弦波抬起來，避免0V時出現失真。幅頻特性測試模開開接收到掃頻命Y掃到Y設置采樣設定頻率步進Y采滿一采滿一個周Y求求平均據至上位計算峰峰計算峰峰幅頻均衡模5.3果采用S 串口通訊的設通訊部分的由上位機下位機組成，下面分別介紹串口通信的上位機的設上位機利用+60開發(fā)環(huán)境實現在WI32下串通訊目前流行的方法大概有如下幾種：一是利用提的 M控件進行通訊，使用非常簡單。二是利用WIAI函數進行編程，這種編程的難度最高，要求你要掌握很多的I函數三是利用現在網絡上面提供的一些串口通訊控件進行編寫比如CSerial類等本設計是在 用 m控件實現串口通訊的其設計流程圖。圖5.7.1上位機流程VC調用根據是否運行，一般將與VC混合編程分為兩大類：在運行和可以脫離環(huán)境運行。有4種方法可以實現與VC++的連：通過engine實現與VC++的互連；mex文件；mat文件；借助第軟 實現由到C++的代碼轉換。由于本程序只調用很簡單的 實現混合編程非常方便，可以將.m文件編譯成cpp文件，只需添加幾個庫文件即可實現最終發(fā)布的程序完全脫離環(huán)境。串口通信的下位機的設上位機通信部分程序流程圖開開SCIS率設均命令開始掃N停止Y進行均S出頻等待上位機命圖5.7.2下位機流程DSP，DSP接收到的字符并判斷比較位機停止均衡命令；若為頻率設置命令，可以設置S輸出正弦波頻率從系統(tǒng)關鍵設計與創(chuàng)本系統(tǒng)設計的關鍵就是利用TMS320F28234的HR產生了高達120KHz的正并在DSP對該帶阻網絡經行了均衡處理。采用了HR技術，提高了時間控制精度和正弦信號的精度，并且10MHz500KHz，方便后面的低通濾波。利用基本部分中測得的帶阻網絡的幅頻特性得出均衡算法中濾本系統(tǒng)的DSP最小系統(tǒng)和模擬電路均根據實際需求自行設計，并在同一塊PCB上網絡可任意更換，測試方便。對于DSP，即使未使用的端口也被盡量引出，充分評測與分評測試儀TDS1002B雙通道數字示波器EE1643C函數信號發(fā)生器DF1731測試方帶阻網絡的幅頻特性測試為了評估掃頻結果的準確性使通道示波器和函數信號發(fā)生器對所測試的帶阻網絡的幅頻特性進試利用函數信號發(fā)生器在帶阻網絡的輸入端數字幅頻均衡測試測試條幅頻特性測數字幅頻均衡測試條件幅頻特性0dB0dB測得的衰減值。因而“相①帶阻網絡1緩輸入信號頻率輸入信號峰峰幅度衰減相對幅度衰減掃頻測得幅度衰減123056789帶阻網絡1的測試數據可以看出使用示波器測得最小衰減的頻點為500Hz，并/r