基于dsp逆變電源數(shù)字控制技術(shù)研究

本對逆變電源的數(shù)字控制技術(shù)進(jìn)行研究。相對于模擬控制，數(shù)字控制具有能夠簡化硬本在單相逆變電源電路模型的基礎(chǔ)上建立了連續(xù)時間和離散時間域數(shù)學(xué)模型，為控制術(shù)，根據(jù)雙環(huán)控制的優(yōu)點(diǎn)，用/ 仿真分別建立了電壓外環(huán)為PI控制和TMS320LF2407A的單相數(shù)字控制逆變電源實(shí)驗(yàn)平臺，詳細(xì)介紹了系統(tǒng)硬件電路設(shè)計(jì)，程iDigitalcontroltechnologyofinverterpowersupplyisstudiedinthedissertation.Comparedwithogcontrol,thedigitalcontroltechnologyhasthesignificantadvantages:simplifythehardware etheparametersoftemperaturedriftof ogcircuits,flexiblecontrolandcaneasyrealizetheadvancedcontroltechnology,reliableperformance,reducethedevelopmentcycle,etc.Andwiththefastdevelopmentofnewpowerelectronicdevicesanddigitalsignalprocessorinthenowadays,theapplicationofdigitalcontrolledinverterpower eswidely,sothecontrolledinverteristhedevelopmenttrendof/Thecontinuous-timeanddiscrete-timemathematicalmodelsbasedontheinverterpowersupplycircuitmodelareestablished,whichprovidethetheoreticalfoundationforthecontrolsystemdesigninthisp r;theprincipleofS andtheworkingprincipleofsingle,bipolarS simplyintroduced,theharmoniccontentis yzed.Thechapter3ofp rintroducesthedigitalPIDcontroltechnologyanddiscreteslidingmodecontroltechnology.Accordingtotheadvantagesofdual-loopcontrolstrategy,thetwosimulationmodelsareestablishedandsimulatedbySoftware.ThevoltageloopofonemodeliscontrolledbyPIcontroller;the/otheroneiscontrolledbythediscrete-timeintegralslidingmodelcontroller.Thesingle-phasedigitalcontrolledVSIplatformisconstructed.Thedesignproceduresofhardwareandsoftwareprogramareintroducedindetails.Finallytheexperimentresultsaboutsingle-phasevoltageinverterarepresentedandyzed.TheresultsrevealthatthesystemhastheexcellentdynamicandstaticstateKeywords:Inverter;Digitalcontrol;Dual-loopcontrol;Digitalsignal圖表圖1.1重復(fù)控制系統(tǒng)框 圖2.1逆變器等效電路模 圖2.2正弦調(diào)制脈沖序列 圖2.3單相橋式電 圖2.4單極性 調(diào)制原 圖2.5雙極性S調(diào)制原 圖3.1數(shù)字PID調(diào)節(jié)系 圖3.2逆變電源數(shù)字控制框 圖3.3系統(tǒng)根軌跡 圖3.4系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)伯德 圖3.5電壓外環(huán)等效控制框 圖3.6無補(bǔ)償系統(tǒng)開環(huán)伯德 圖3.7電壓外環(huán)為PI控制的系統(tǒng)仿真模 圖3.8驅(qū)動電路模 圖3.9電壓外環(huán)為離散積分滑?？刂葡到y(tǒng)的仿真模 圖3.10滑?？刂破髂?圖3.11PI阻性空載輸出電壓波 圖3.12DISMC阻性空載輸出電壓波 圖3.13PI阻性滿載輸出波 圖3.14DISMC阻性滿載輸出波 圖3.15PI阻性突加減負(fù)載輸出波 圖3.16DISMC阻性突加減負(fù)載輸出波 圖3.17PI感性負(fù)載輸出波 圖3.18DISMC感性負(fù)載輸出波 圖3.19PI容性負(fù)載輸出波 圖3.20DISMC容性負(fù)載輸出波 圖3.21PI感性負(fù)載諧波分析 圖3.22DISMC感性負(fù)載諧波分析 圖4.1逆變電源整體結(jié)構(gòu)及功能 圖4.2電壓采樣調(diào)理電 圖4.3驅(qū)動電 圖4.4保護(hù)電 圖4.5采用振蕩器的時鐘電 圖4.6采用外部振蕩器的時鐘電 圖4.7復(fù)位電 圖4.8擴(kuò)展器接口電 圖4.9DSPA/D轉(zhuǎn)換模塊 圖4.10電路結(jié)構(gòu)框 圖4.11信號增強(qiáng)電 圖4.12主程序流程 圖4.13中斷子程序流程 圖4.14PI算法程序流程 圖4.15電壓環(huán)流程 圖4.16電流環(huán)流程 圖5.11-2管腳輸出波 圖5.2圖5.1局部放大 圖5.33-4管腳輸出波 圖5.4圖5.3局部放大 圖5.5橋臂1功率管驅(qū)動波 圖5.6圖5.5局部放大 圖5.7橋臂2功率管驅(qū)動波 圖5.8圖5.7局部放大 圖5.9橋臂1上管和橋臂2下管驅(qū)動波 圖5.10圖5.9局部放大 圖5.11橋臂1下管和橋臂2上管驅(qū)動波 圖5.12圖5.11局部放大 圖5.13功率管的驅(qū)動和漏源電壓波 圖5.14圖5.13局部放大 圖5.15開環(huán)空載輸出波 圖5.16閉環(huán)空載輸出波 圖5.17阻性負(fù)載時輸出電壓電流波 圖5.18感性負(fù)載時輸出電壓電流波 圖5.19突加阻性負(fù)載輸出電壓電流波 圖5.20圖5.19局部放大 圖5.21突減阻性負(fù)載輸出電壓電流波 圖5.22圖5.21局部放大 圖5.23諧波含量-功率變化 表5.1不同阻性負(fù)載下測試數(shù) 注釋表SLCRrTGhN第一章緒論課題隨著的發(fā)展，逆變電源越來越廣泛的應(yīng)用于銀行、、軍事、醫(yī)療、衛(wèi)生、航⑸模擬控制的逆變電源其功能是有限的，一旦出現(xiàn)故障，保護(hù)措施一般多限于聲光報(bào)警、數(shù)據(jù)，要想恢復(fù)正常，必須親自到現(xiàn)場進(jìn)行處理。80年代初期，逆變電源的成為現(xiàn)實(shí)。DSP能夠?qū)崟r地逆變電源的輸出，并實(shí)時地計(jì)算出輸出值，使得一些先以前由于受到控制器和的限制，模擬控制向數(shù)字控制的轉(zhuǎn)變始終未得以的實(shí)現(xiàn)。近年來大規(guī)模的集成電路ASIC、現(xiàn)場可編程邏輯器件FPGA以及數(shù)字信號處理器DSP技術(shù)的發(fā)展，給數(shù)字控制技術(shù)的研究提供了機(jī)會，同時數(shù)字智能化調(diào)制技術(shù)和控制技術(shù)也統(tǒng)的控制方案在控制程序上，而微處理器一般具有豐富的片內(nèi)源，硬件資源配置確定后，只需通過修改控制，就可以提高原來控制系統(tǒng)的性能；或者根據(jù)不同的控制對象實(shí)時、更換不同控制策略的控制。障、修復(fù)、甚至可以對控制參數(shù)進(jìn)行修改、調(diào)試，這樣就可以通過較低的成本完成自我校正和服務(wù)，也為廠家提供了很大的方便。逆變電源的數(shù)PIDPID控制[34-PID控制是一種傳統(tǒng)的控制方法，由于其算法簡單成熟，設(shè)計(jì)過程中不過分依賴于系統(tǒng)的器技術(shù)的發(fā)展和數(shù)字智能控制器的實(shí)際應(yīng)用，許多新型的數(shù)字PID算法不斷涌現(xiàn)。數(shù)字PID算[29-31]（Deadbeat無差拍控制是一種基于微處理器實(shí)現(xiàn)的方案，它是根據(jù)逆變器的系統(tǒng)的狀態(tài)方程和LC濾波器的數(shù)有關(guān)；⑥瞬態(tài)超調(diào)量較大。[36-37]（StateFeedback[32-33]（Repetitive逆變器采用重復(fù)控制是為了克服整流性負(fù)載引起的輸出波形的畸變，它通常與其他1.1ur為給定信號、udP(z)為控制對象、uo實(shí)際輸出。周期延遲環(huán)節(jié)（zN）對控制器進(jìn)行超前相位補(bǔ)償，補(bǔ)償器C(z)提供相位uurueuoz[11-13]（Slidingmodevariable研究得到了國外學(xué)者的關(guān)注，了相應(yīng)的文章，國內(nèi)學(xué)者對離散滑?？刂茟?yīng)用在電力電子[38-39]（FuzzyControl）和神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制[27-28]（NeuralNetwork本研究的內(nèi)型DSP數(shù)字逆變電源實(shí)驗(yàn)平臺和編寫控制。本一共分為六章：/ 環(huán)境下對閉環(huán)系統(tǒng)進(jìn)行了仿真研究/等硬件的設(shè)計(jì)以及DSP的設(shè)計(jì)。第二章單相電壓源逆變電源的數(shù)學(xué)模型和 單相逆變電源單極性還是雙極性調(diào)制，都可以用圖2.1所示的電路模型來表示。CvC CvC2.1圖2.1電路模型中，電壓源Ud代表來自逆變橋的輸出電壓，它是一種單極性或者雙極性的 脈沖序列。電流源id代表負(fù)載的電流，其波形為任意的，視具體的負(fù)載而定。與濾波電感L串聯(lián)的電阻r是濾波電感的等效串聯(lián)電阻以及其他逆變器中的各種阻尼的綜合。濾波電電容電壓作為狀態(tài)變量，對于電容C和電感L來講，由電路知識可知[1]：C

所以根據(jù)KVLKCL,列寫單相全橋逆變器的狀態(tài)方程如C

U

將逆變橋的輸出電壓U和負(fù)載電流id作為系統(tǒng)的兩個輸入量，并且取電容電壓vC為系統(tǒng)xAxBuyCx

xvC

1 0 C1 u

y

C L

L由上可見，這是一個雙輸入、單輸出的二階線性系統(tǒng)。逆變橋輸出電壓U為控制輸入，而負(fù)載電流id可視為擾動輸入。雖然逆變器所接的負(fù)載有可能是非線性的，但是這種非線性僅僅。hold，x(k1)Ax(k)Bu(ky(k1)

此時輸入向量u(k)的兩個分量U(k)、id(k)分別為逆變橋輸出電壓U，負(fù)載電流id的第k次采樣值。逆變橋的輸出電壓的采樣比較特殊，因?yàn)殡妷篣本身并不是連續(xù)變化的量，而是一個離散的S脈沖序列。逆變器開關(guān)頻率一般取為采樣頻率的整數(shù)倍，所以U在每個采樣條件是逆變器LC濾波器的截止頻率相對于開關(guān)頻率足夠低，顯然這一點(diǎn)在S 自動滿足的，因?yàn)長C濾波器的作用就是濾除開關(guān)頻率及其以上頻率的諧波。對于大多數(shù)的控 脈寬調(diào)制即（PulseWidthModulation）1964年被德國學(xué)者率先應(yīng)用于交流傳加在具有慣性的環(huán)節(jié)上，其作用效果基本相同。在逆變電源的uu002.2LC濾波器上時，其輸出響應(yīng)波形基本上相同。S（SinePulseWidthModulation）就是在的基礎(chǔ)上使得輸出電壓脈沖在一個特定的時間間隔內(nèi)的N個彼此相連的脈沖序列所組成的波形。這些脈沖寬度相等，都等于N，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。如果這就是S 波形和正弦半波是等效的。對于正弦負(fù)半周，也可以用同樣的方法得到S波形。而這樣脈沖寬度就是按正弦規(guī)律變化和正弦波等效的S 又可分為單極性S波和雙極性S波。下圖2.3是電壓型單相橋式逆變電路，設(shè)負(fù)載為感性負(fù)載，對各 1URLD22.3正半周起T1一直保持導(dǎo)通，而T4保持通斷T1T4同時導(dǎo)通時，負(fù)載上所加的UT1T4關(guān)斷后，由于感性負(fù)載中的電流不能突變，負(fù)載電D30T4再次導(dǎo)通之前，D3一直持續(xù)導(dǎo)通。如果負(fù)載電流較快的衰減到0，在T4再次導(dǎo)通之前負(fù)載電壓也一直為0。這樣，負(fù)載上的輸出電壓uo就可以得到0和U交替的兩種電平。的波形就由±U和0三種電平?？刂芓3或T4的通斷方法如圖2.4所示，載波uc在調(diào)制波ur的正半周為正極性的三角波，在負(fù)半周為負(fù)極性的三角波。調(diào)制信號為正弦波。在兩波的交點(diǎn)時刻控制T3或T4的通斷。在調(diào)制波的正半周，T1保持導(dǎo)通，當(dāng)ur>uc時使T4導(dǎo)通，負(fù)載電壓uo＝U，當(dāng)ur<uc時，T4關(guān)斷，uo＝0；在ur的負(fù)半周，T1關(guān)斷，T2導(dǎo)通，當(dāng)ur<uc時T3導(dǎo)通，負(fù)載電壓uo＝-U，當(dāng)ur>uc時使T3關(guān)斷，uo＝0。這樣就得到了S 波形uo。和單極性S 控制方式不同的是雙極性S 控制方式。圖2.3單相橋式逆變電路在采極性控制方式的波形如圖2.5所示。在雙極性方式中ur的半個周期內(nèi)，三角載波是在正負(fù)兩個方向變化的，所得到的S 波形也是在兩個方向變化的。在ur的一個周期內(nèi)，輸出的S 波形只有±U兩種電平。與單極性控制一樣仍然在兩波的交點(diǎn)時刻控制控制器件的通斷，在ur的正負(fù)半周，對各開關(guān)器件的控制規(guī)律相同。當(dāng)ur>uc時，給T4和T1以開通信號，給T2和T3以關(guān)斷信號，輸出電壓uo＝U；當(dāng)ur<uc時，給T2和T3以開通信號，給T4和T1以關(guān)斷信號，輸出電壓uo＝-U。可以看出，同一半橋的上下兩個橋臂 二極管D3和D2導(dǎo)通續(xù)流。當(dāng)感性負(fù)載電流過大時，直到下一次T4和T1重新開通前，負(fù)載電下降到0之前，D3和D2續(xù)流，之后T2和T3導(dǎo)通，負(fù)載電流反向。不論D3和D2導(dǎo)通還是T2和T3導(dǎo)通，負(fù)載電壓都是-U。T2T3導(dǎo)通T4T1導(dǎo)通切換時，D1D4的續(xù)流情況和上述類似2.5為例，對等面積算法進(jìn)行分析。假定逆變電源的直流母線電壓恒定，而且直流母線的電壓不小于正弦波的峰值電壓，使得第i(i=1,2,3,?N) E

NVsintd i電壓幅值，Vm為正弦波幅值。由式(2.7)可求得i為：2Vmsin(i 2N 沖半個周期內(nèi)的寬度。N取值很大時，可以使得S 由圖2.4所示的S 有半周期內(nèi)對稱的性質(zhì)，圖2.4中波形的傅立葉級數(shù)展開式為：a0b

v(t)(ancosntbnsin2v(t)sinntd

u 0u 0u0 uu1u 圖2.4單極性 調(diào)制原 圖2.5雙極性 調(diào)制原1 4E n(ii bn 0v(t)sinntd(t)

2

2考慮到v(t)在半個周期內(nèi)對稱，其展開式中不含偶次諧波，那么式(2.9) (2n1)(ii (2nn1v(t)(2nn1

2

2

每個脈沖的中心距相等，且距離為Ni(i1) 2根據(jù)iii，i

i(i

1)

i i 2 i(i1)

2 (2n1)(2i (2nn1v(t)(2n1) n1

sin(2n2

4E n(2i bn

n=1代入(2.16)

4ENsin(2i1)sinb1

2Ni比較小，這時可以近似認(rèn)為sin(i2)i2，因此有：bb

1b4EN[sin(2i1)]Vmsinsin(2i11 = [1cos(2i 2N Ncos(2i1)N

b=2NVmsin 當(dāng)N很大時，有sin2N2N，所以b1Vm，該式說明，在近似的條件下，輸出電壓的基波幅值正是調(diào)制時所要求的正弦波；而且這種S 逆變能夠有效地抑制次2N1以下的本章本章首先對單相逆變電源建立了的電路模型，根據(jù)這一電路模型，建立并分析了連續(xù)時間和離散時間域系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型。然后詳細(xì)介紹了S 原理以及單極性和雙極性S 性S調(diào)制方式。第三章數(shù)字PID數(shù)字PID控制PID控制算法是應(yīng)用最為廣泛、最為成一種控制技術(shù)，已經(jīng)在模擬控制逆變電源系統(tǒng)PID控制器是一種線性控制器，算法蘊(yùn)含了動態(tài)控制過程中的過去、現(xiàn)在和將來的主要信[e(t)

u(t)

e(t)dt dtTIT

系數(shù)；TITD是微分時間常數(shù)。u(k)K{e(k)

ke(j)TD[e(k)e(k T其中TK

Ij， KP

Ku(k)KPe(k)KIe(j)KD[e(k)e(kj

反饋電PID

被控對3.1PID調(diào)節(jié)系統(tǒng)數(shù)字PID被控對G(z)U(z)

1z1KD(1

而產(chǎn)生了式(3-5)所描述的增量式PID算法：u(k)KP[e(k)e(k1)]KIe(k)KD[e(k)2e(k1)e(k2)] 實(shí)際應(yīng)用中，微分D的時間常數(shù)TD如果偏大和偏小，都會導(dǎo)致系統(tǒng)的超調(diào)量變大，調(diào)節(jié)P帶電感電流內(nèi)環(huán)的逆變電源數(shù)字PI實(shí)際應(yīng)用中，可以把輸出濾波電感的電流iL作為采樣值，也可以把輸出濾波電容的電流值iC作為采樣值。濾波電容電流是輸出電壓的微分值Cduodt，它代表輸出電壓的變化趨勢，具電感電流iL等于濾波電容電流iC加上輸出負(fù)載電流io，即iLiCio，而io反映了輸出電壓uo的變化，在電感電流變化中可以看為一個穩(wěn)定的正弦常量[40]，因此從本質(zhì)上看，取電感電流iL或者電容電流iC作為采樣值其效果是相同的，即電感電流反饋也具有前饋的特性。然而，若取電因此取電感電流iL做為電流采樣值。到帶電感電流內(nèi)環(huán)的系統(tǒng)控制框圖如圖3.2所示。VLK Gh RCsLCRs2LsRCsPK3.2調(diào)節(jié)器；G(s)是零階保持器,G(s) T1)；K是逆變器增益；K、 ( G

KiPKm(RCs

s3(RLC)s2(TRLKKKRC)sRKK

iPm miPG(s) KiPKmKvf(KPsKi

TL

KK s3(LC )s KKK)s1iPmif

iPm T50、L1.2mH、C7F，因此為了系統(tǒng)分析的方便，Go(s)

KiPKmKvf(KPsKi(TLKKKC)s1KiPKm

iPm G(s) KiPKmKvf(KPsKi

KiPKmLCs3

KKK iPm

(1

KvfKiPKmKP)sKvfKm——G(s)KPKmKvf

s s[s2（ 1KiPKmKif）s1KiPKmKif KiPKmc令b ，c ，在實(shí)際系統(tǒng)中，總會有b c

KPsp1(b)2(b)22b2與虛軸平行，漸近線與虛軸的交點(diǎn)為1(bKiR靠近，但由于KipKmKif L較大，以至于R的變化對的影響不是很大，主要由KipKmKifL決定，圖3.3給出了系統(tǒng)的閉環(huán)根軌跡圖。3.3系統(tǒng)，其性能主要由主導(dǎo)極點(diǎn)scp2scp3決定，系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)可以簡化為：G(s)KPKmKvf ss2 KiPKm)s1KiPKm L實(shí)際系統(tǒng)中，T50 L

G(s)KPKmKvf s2(1KiPKmKif)s1KiPKm 2s22s

KKPKiPKm1KiPKmR(RT2(RT2)(4LC) L(RC)KiPKm (RC)2RKiPKm

， RKiPRKiPKm 小，KRKiPKmKif1，負(fù)載越大，阻尼系數(shù)越大，系統(tǒng)的超調(diào)量越小。(122)2L（）20lg|Go(j)|(122)212 12 =arctan2

22 由實(shí)際系統(tǒng)電路參數(shù)計(jì)算得到0.693、7.23105K2.06然后代入式MagnitudeMagnitude----0PhasePhase--

Bode-2

Frequency45o；動態(tài)響應(yīng)由截止頻率決定，一般應(yīng)為開關(guān)頻率的110，截止頻率越高，動態(tài)響應(yīng)越好。因此由圖3.4可以看出系統(tǒng)的相角裕度和截止頻率均能滿足系統(tǒng)的要求。電感電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)器參數(shù)設(shè)計(jì)

KiPKm(RCs

s3(RLC )s2(TRLKKKRC)sRKK iPm miPGcL(s)

RLCs2

KiPKm(RCsLKKKRC)sRKK

iPm miPG(s)

RCKiP

RLCs2( LKKKRC)sRKK2

ipm miPs2( 1KiPKmKif)s1KmKiPKif TT2在實(shí)際工程中，二階系統(tǒng)大多設(shè)計(jì)為01的欠阻尼情況，并且取04～0TT2mKiP 2CK m控制框圖如圖3.5所示：Uo(s)Uref

RCs

oRCsKPss3.53.6)G(s)KPs RCsfnfg。當(dāng)數(shù)，然后通過差分變換就可以得到離散的比例系數(shù)和積分系數(shù)。最后確定得到數(shù)字PI參數(shù)為KP2.5KI0.4。2

KPs

RCs1sj2離散滑?？刂谱兘Y(jié)構(gòu)控制方法是由前學(xué)者歐曼爾揚(yáng)猶特金以及依特克斯等人于60年代初提出xf 式中xRnuRmt使得狀態(tài)軌跡運(yùn)行在滑模面(x)0上?？梢赃x擇控制量變化規(guī)律：u(x,t)u (x)

滑動模態(tài)控制器的設(shè)計(jì)法有固定順序控制器法、順序控制器設(shè)計(jì)法、最終順序控制器設(shè)計(jì)。xAxB(u

x(k1)x(k)u(k)deAT，TeA(T)Bd，u(t)u(kT)u(k)0

kTt(kT為采樣間隔。與連續(xù)時間系樣，可以給出如下假定⑵在一個采樣周期中，干擾d(k)為常⑶矩陣對()為完全可控在上述系統(tǒng)中，系統(tǒng)的外干擾d(k)滿足匹配條件，即有

d(k)h(kh(k)

連續(xù)系樣，系統(tǒng)的滑模函數(shù)可以選為：(k)Sx(k 某一采樣周期內(nèi)，Sx(k 以一定的值到達(dá)超平面，而隨后的采樣周期內(nèi)，系統(tǒng)狀態(tài)將停留在滑模平面上，這樣對于公稱系統(tǒng)（h(k0。當(dāng)(kSx(k0(k(k1)(k2)??或者可以寫成Sx(k1)Sx(k)Su(k)Sx(k)ueq(k)Keqx(k)其中：KeqS)1S(I且矩陣(S)1x(k1){(S)1S(I

在滑模超平面(kSx(k0之上，式（3.32） u(k z表示離散z變換。因此，離散超平面的選擇方法應(yīng)該與連續(xù)系統(tǒng)的選擇方法一致，但應(yīng)該是在z空間中進(jìn)行[9-11]。（2.3（2.4CddiL u(t)kifU Cd kvf LdduCkvfi(t)kvfi Ld kif 其中uC(t)，iL(t)是采樣后的電容電壓和電感電流，并且把它們選為系統(tǒng)的狀態(tài)變u(t)1,0,1，id(t是負(fù)載電流，看作為一個外部擾動，在實(shí)際中被看成是一個電流源模Udkifkvfx&Rr x(k1)Ax(k)BiL(k)Brr(k)Bdid

T Tx

(k)，A 1

Br0 BkvfT0.5T，kC (kvfT)0.5TC 電壓環(huán)采用離散滑?？刂撇呗曰？刂破髟O(shè)計(jì)一般包括兩個部分：(1)滑模面的設(shè)計(jì)；(⑴滑模面設(shè)計(jì) (kxR (k(k)Sax(k)krr(k) Sa2 krr(k 了得到系數(shù)矩陣Sa,采用矩陣變換和阿克曼極點(diǎn)配置設(shè)計(jì)法。BB1，detBB 2x(k)DxD BB1 0.5T 12 1

xD(k)

Dx(k

1x1(k) x

T

0

0 DAD A12 ，DB kT，DBT A 1 B 0 22 2 kC BB

kT，SaD d2 CxD1(k1)A11xD1(k)A12xD2(k)Tr(k (k)A (k)Bu(k)Bi(k (k)S 1 2D

d2當(dāng)系統(tǒng)處于滑動模態(tài)時,滑模面函數(shù)(k)00S1xD1(kS2xD2kkrr(k，假設(shè)滑模函數(shù)的系數(shù)已經(jīng)選定，因此S2不為零，上式定義切換函數(shù)為： SSMM是AA的反饋增益矩陣[20]，可以證明AA)是可控的。通 先不考慮擾動，即令id(t)0，為了消除抖動現(xiàn)象，控制函數(shù)選取i(k)ieq(k)inl ieq(k)(SaB)1{Sa(AI)x(k)(SaBrkr)r(k)krr(k SaB是非奇異的，否則（3.45）式不成立。inl(k(k1)(k所需的正定inl(k)(SaB)1(x,k)(SaB)1 由上式可知，輸入inl(k變成線性函數(shù)，它將不會產(chǎn)生抖動，這表明離散滑模控制可以僅 設(shè)定夫函數(shù)如果V(k1)V(k1)V(k0（3.48）

定理1[10]：考慮離散狀態(tài)方程(3.37)和方程(x,k)(k)且02時， V(k1)12(k1)+(k)(k2（3.43（3.44(k1)(x,V(k1)1((x,k)2(k))(x,2所以當(dāng)(xk)(k且02

最終運(yùn)動到平衡點(diǎn)。參數(shù)表征了跟性能的快慢，選擇合適的以保證電壓環(huán)有足夠快的響應(yīng)下面考慮擾動系統(tǒng)，即id(kBdid(k，可知id(kRange(B態(tài)完全不受外干擾id(k的影響[3]h(k)kfiidM(k)kfiidmaxG ih(k)Gdsgn((k

i(k)ieq(k)inl(k)ih(k

(k1)(x,k)M(k)Gdsgn( ,兩種控制方案逆變電源電路參數(shù)如下：直流供電電壓為Ud200V，額定輸出電壓為115V輸出頻率為400Hz20kHz，采樣周期為50s，濾波電感為1.2mH，濾波電容為7F，PIKP2.5KI0.4KiP2，三角載波波為10V20kHzKvf0.03kif0.4。 圖3.8驅(qū)動電路模逆變電源電路參數(shù)如下：直流供電電壓為Ud200V，額定輸出電壓為115V輸出頻率為400Hz，開關(guān)頻率為20kHz，采樣周期為50s，濾波電感為1.2mH，濾波電容為7,控制Sa130001.4kr1.4,1.2Kip2。三角載波波為10V20kHz，Kvf0.03kif0.4。1PI控制時空載輸出116.5V，THD0.90%3.12是電壓外環(huán)為離散積分滑?？?15.4V，THD1.96%3.14是電壓外1.78%3.15PI3.16是電壓外電壓外環(huán)的動態(tài)性能要比PI外環(huán)調(diào)節(jié)要稍好一些。圖3.17是感性滿載，功率因素為0.75時電壓外環(huán)為PI控制輸出電壓電流波形，其中輸出電壓有效值為105.1V，THD為1.67%；圖3.18壓有效值為111.1V，THD為1.53%，由此可知，采用離散積分滑模外環(huán)控制帶感性負(fù)載的外特性要比采PI外環(huán)控制要好3.19是電壓外環(huán)PI控制容性負(fù)載，功率因素0.75時輸出125.4V，THD1.58%3.20是電壓外環(huán)為離散積分滑0.75118.7V，THD為1.87%PI控制要好，輸出電壓有效值要相應(yīng)的小一些。圖3.21，圖3.22分別是感性負(fù)載下用powergui模型得到的諧波分析圖。負(fù)載情況下，離散積分滑模外環(huán)控制要比PI外環(huán)控制對輸出電壓的控制效果好。

圖 PI阻性空載輸出電壓波 圖 DISMC阻性空載輸出電壓波0 0 time（

0 0 time（ 0 0

0 圖3.15PI阻性突加減負(fù)載輸出波 圖3.16DISMC阻性突加減滿載輸出波 0

0 圖3.17PI感性負(fù)載輸出波 圖3.18DISMC感性負(fù)載輸出波 0

0 圖3.19PI容性負(fù)載輸出波 圖3.20DISMC容性負(fù)載輸出波圖3.21PI感性負(fù)載諧波分 圖3.22DISMC感性負(fù)載諧波分3.6本章小制和電感電流內(nèi)環(huán)反壓外環(huán)為PI調(diào)節(jié)和電流內(nèi)環(huán)P調(diào)節(jié)進(jìn)行了系統(tǒng)的穩(wěn)定性分析/ /些，且離散積分滑?？刂戚^PI控制帶感性和容性負(fù)載的調(diào)整率要好一些。第四章單相逆變電源系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)單相逆變電源4.1所示。交流電經(jīng)整流濾波后供給逆變電路，逆變電路在驅(qū)動過采樣后反饋送給DSP處理，DSP對采樣信號進(jìn)行相應(yīng)的控制算法處理，輸出S調(diào)制信4.1容組成的低通無源LC濾波器。逆變電路的功能就是將整流所得到的直流電變換成交流電，逆變器的輸出是S波(正弦脈寬調(diào)制波)，該波形經(jīng)LC低通濾波器濾波之后得到標(biāo)準(zhǔn)的正弦逆變控制電路是逆變電源的部分，輸出電壓的精度高低，波形失真的大小以及工作的功率400Hz交流電的關(guān)鍵裝置，它的器件選用、電路設(shè)計(jì)、冷卻結(jié)構(gòu)和工藝等都需要精心設(shè)計(jì)。功率MOS管由于其開關(guān)速度快、開關(guān)損耗低、可工作于較高的開關(guān)頻率等優(yōu)點(diǎn)而廣泛應(yīng)用于中小功率的變換器電路中，因此選用MOS管作為功率開關(guān)器件?？紤]到安全裕量，計(jì)算得到MOS2×200=400V2×10=20A。所以逆變橋4個MOS管選用IRFP460，其主要參數(shù)為：VDSS500VRDS(on)0.22ID20A。的反并聯(lián)二極管型號為MUR1510，最大反向恢復(fù)時間僅為35ns。L、電容C參數(shù)確定對逆變器而言,由于逆變電路輸出電壓波形諧波含量較高為獲得良好的正弦波形,必須利的濾波器就是低通濾波器，電感的電抗XLL2fL，XL隨著頻率的升高而增大，電容的電抗XC1C12fC，XC隨頻率的升高而減小。1CL所對應(yīng)的諧振頻率為fC，即fC12 設(shè)逆變器的輸出電壓的基波頻率為fo開關(guān)頻率為fk則有fofcfk，由于fofc，故oL10C，電感對基波信號阻抗很小，電容對基波信號分流很小，即濾波器允許基波信號通過。由于fcfk，故kL1kC電感對開關(guān)頻率的阻抗分量很小，電1LCfC12L、C的計(jì)算公式為：L2fCC12fC。本文的逆變電源的輸出功率為0.5KVA，輸出電壓為115V，頻率為400Hzfk為20kHzRL為26.45RL0.4～0.8fC一般選取開關(guān)頻率fk0.04～01倍。本文設(shè)計(jì)取fC0.09fk0.5RL，則由上面的式子可以計(jì)算出L1.2mHC6.8F.L1.2mHICoCfUo24006.81062.0A 滿載時負(fù)載電流有效值為：IPo500 (ICIosin)(I2(ICIosin)(I22oImaxiLmaxiLmax911510.35A10A來設(shè)計(jì)電感。R2KDBS0.51TEE70B型，有SCcd6.56cmSWf(ed5.83cm B N

SN

L 0 N04107。選擇鐵氧體的最大工作磁感應(yīng)Bm0.27TN663mm。0.81mm的漆包線，截面積為0.52mm2，需要用3.330.526根并繞6660.812/校驗(yàn)窗口面積填充系數(shù)：K 0.35，能繞的下TMS320LF2407ADSP片內(nèi)A/D采樣的輸入電平范圍為0～3.3V，因此需要通過模擬采樣調(diào)理模塊，將量經(jīng)過適當(dāng)?shù)淖儞Q，得到DSP可以處理的0～3.3V以內(nèi)的信號。本系統(tǒng)需4.2所示，本系統(tǒng)采用茶花港聯(lián)傳感器公司VSM025A型霍爾電壓傳感器對輸出電壓進(jìn)行采樣，將采樣到的電壓信號經(jīng)運(yùn)算放大器變換到-1.65～+1.65V1.65V的電壓偏移量形成0～3.3VDSP3.3VDSP片內(nèi)A/D的電壓不超過3.3V。在本系統(tǒng)中：電位器RP2與LF353構(gòu)成直流偏置電路，由電路可 (VV)VRa1VdRa RRRR

Ra

Ra保證該處電壓不超過3.3V以保護(hù)DSP。采用三盟科技SML10E/S16型號電流傳感器。MOSFET柵極提供需要的柵荷以保證器件的開關(guān)性能以及實(shí)現(xiàn)主電路與控制電路的。本文采用IR公司生產(chǎn)的IR2110驅(qū)動，它是一種雙通道高不具備的作用，需要端加電路。本文采用高速光耦TLP550做元件，TLP550的傳輸延遲時間的典型值為0.5s自舉懸浮電源由自舉二極管1和自舉電容1構(gòu)成，二極管必須選擇反向漏電流170z1FB012和13V0圖4.3驅(qū)動電當(dāng)逆變器輸出過壓時，需要對輸出脈沖進(jìn)行以切斷逆變器的輸出，達(dá)到保護(hù)系的功率驅(qū)動中斷輸入引腳PDPINTA構(gòu)成過壓保護(hù)電路。保護(hù)電路如圖4.4所示。設(shè)定保護(hù)電路的過壓動作發(fā)生在輸出電壓超過175V時，經(jīng)過傳感器后對應(yīng)的電壓值為比較器LM311的基準(zhǔn)電壓。因此，當(dāng)輸出電壓正半周超過175V時，電壓低于基準(zhǔn)電壓，比較器也輸出高電平。比較器LM311的輸出電平VaOVER1和VaOVER2經(jīng)過或門后連接到DSPPDPINTA。引PDPINTADSP的外部中斷引腳，當(dāng)輸入為一個下降延時，就會將事件管理器EVA的輸出引腳置為高阻態(tài)，信號的輸4.4DSP控制電路TMS320LF2407提供了兩個時鐘引腳XTAL1/CLKIN和XTAL2。其中XTAL1/CLKIN是振蕩器輸入引腳，XTAL2是晶振、PLLDSP產(chǎn)生并提供時鐘的兩種典型電路如圖4.5和圖4.6。XTAL1/CLK4+3.3XTAL1/該方式。圖4.6是利用外部振蕩器時鐘源，旁路DSP晶體振蕩器，將外部時鐘源，即封裝XTAL1/CLK4+3.3XTAL1/12圖4.5采用振蕩器的時鐘電 圖4.6采用外部振蕩器的時鐘電4.7所示。在設(shè)計(jì)復(fù)位電路時，一般應(yīng)從兩種復(fù)位的需要去考慮，一個是上100～200ms的穩(wěn)定時間，則上電復(fù)C4.7目標(biāo)系統(tǒng)的仿真器連接LF2407A的開發(fā)應(yīng)用。LF2407AIEEE1149.15線JTAG串行仿真接口，能夠及其方便地提供硬件系統(tǒng)的仿真和測試。JATG目標(biāo)器件通過的仿真端口支持仿真。此端口由仿真器直接，并提供仿真功LF2407內(nèi)僅含有544字的DRAM，這遠(yuǎn)遠(yuǎn)不能滿足系統(tǒng)工作的要求，需要在外部擴(kuò)展器空間。擴(kuò)展外部器的關(guān)鍵在于選擇與LF2407A讀寫速度匹配的器。由于LF2407A的指令流水線由取指令、指令譯碼、取操作數(shù)以及執(zhí)行指令等幾個獨(dú)立的階段，因此單指令周期內(nèi)可完成相應(yīng)數(shù)據(jù)的操作，而不需要等待周期，這種方式是零等待工作模式。另外還有一種工作模式是在中等待周期。為了使LF2407A工作于最高速狀態(tài)下，LF2407A必須選擇零等待周期的外部器。本系統(tǒng)選用TI公司的高速器IDT71V016，其尋址范圍為16位，單片容量為64K字，時間為10ns。用兩片IDT71V016分別構(gòu)成LF2407A的片外數(shù)據(jù)器和程序器，具體的器接口電路如圖4.8所示DSP數(shù)據(jù)器選通引腳DS和程序選通引腳PS分別與IDT71V016的片選端CS連接。當(dāng)對外部數(shù)據(jù)器或者程序器操作時，DSP引腳DS或PS發(fā)出低平信號，使能相應(yīng)的WE 28 NC2

NC2

6DS 12345

圖4.8擴(kuò)展器接口電LF2407AADC模塊有16個模擬量輸入通道，可進(jìn)行10位分辨率的A/D轉(zhuǎn)換，最快轉(zhuǎn)375ns4.9LF2407A內(nèi)部的A/D轉(zhuǎn)換模塊圖。4.9TMS320LF2407的引腳電平是3.3V，但常用的器件是5V，例如RAM、A/D、D/A與計(jì)算5V器件通常應(yīng)作電平轉(zhuǎn)換后再連接。在進(jìn)行這兩種電平的信號連接時，應(yīng)了解器件承受的電壓范圍和高低電平的門限值。DSP5V的TTLDSP5V5V器件輸出經(jīng)過TPS733DSP5VDSP的引腳上，會DSPTPS71335V3.3V分別供給LF2407A和兩片IDT7lV016。對于LF2407A的每個事件管理器(EV)模塊中與三個比較單元相關(guān)的電路可生成64.10GPT1的計(jì)數(shù)器不斷與比較寄存器的數(shù)值進(jìn)行比較，當(dāng)發(fā)生匹配時，比較單元的兩個輸出引腳將根據(jù)方式控制寄存器(ACTRA)中的位進(jìn)行跳變。此外，DBTCONA.11～8DBTCONA.4～2位中的值確定。本系統(tǒng)選DSP12來產(chǎn)生1～4驅(qū)動信號。圖 LF2407A輸出的信號為3.3V的電壓驅(qū)動能力較弱可采向驅(qū)動74HC245加強(qiáng)信號的驅(qū)動能力，并起到信號的作用。通過設(shè)置74HC245引腳DIR的電平狀態(tài)確定信號傳輸方向(高電平時為讀，低電平時為寫)DIR固定接低電平。具體的電路如圖4.11所示。圖4.11信號增強(qiáng)電應(yīng)該的外部中斷，從而導(dǎo)致程序運(yùn)行錯誤，最終會導(dǎo)致系統(tǒng)不能正常工作。例如：5個外部中斷(電源驅(qū)動保護(hù)、復(fù)位、以及3個可中斷)捕獲單元等。BIO不用該引腳時，將其拉為高電平。ENA高電平有效時使能外部接口信號。FLASH進(jìn)行編程時，需注意軟、硬件的設(shè)置。硬件上要將MPMC方式選擇為MC方式，同時，V引腳也要置成高電平，以允許編程。上運(yùn)行TI提供的相關(guān)軟系統(tǒng)的設(shè)電流誤差計(jì)ADT1PR系統(tǒng)主要由主程序與中斷服務(wù)子程序兩部分組成。因?yàn)楸鞠到y(tǒng)對的實(shí)時處理能力序流程圖如圖4.12所示。電流誤差計(jì)ADT1PR輸 計(jì)圖4.12主程序流程 圖4.13中斷子程序流程輸 計(jì)TMS320F2407正常工作前，必須對它進(jìn)行初始化設(shè)置。初始化設(shè)置包括系統(tǒng)配置寄存看門狗和實(shí)時中斷模塊設(shè)置，主要實(shí)現(xiàn)看門狗的啟動和，以及選擇看門狗計(jì)數(shù)時鐘，比較控制寄存器COMCONA/B，主要內(nèi)容有/使能比較操作、全比較寄存器重載條件次A/D轉(zhuǎn)換,程序流程如圖4.13所示。方便，計(jì)算量較大，而增量式相比位置式有其優(yōu)點(diǎn)，故這里采用增量式PI控制算法：ukuk1ukuk1K1ekK2ekK1KPTSKiK2KP

和過小，造成系統(tǒng)不穩(wěn)定或使系統(tǒng)的調(diào)節(jié)時間延長等不利結(jié)果[2]。PI調(diào)節(jié)器的控制算法流程圖如圖4.14所示。DSP33ns,而且大部分指令為單周期指令，AD375ns，這些特點(diǎn)使得DSP完全可以對逆變器的輸出電壓進(jìn)行逐點(diǎn)控制，所以電壓外環(huán)采用輸出電壓的瞬時值反采樣比例積分（PI）調(diào)節(jié)。程序流程圖如圖4.15所示前校正網(wǎng)絡(luò)，可使系統(tǒng)更加穩(wěn)定。同時，電感電流包含量負(fù)載電流，因此，起到了限流動作用。程序流程圖如圖4.16所示。裝裝ek1至TPEG計(jì)算K2ek計(jì)算K2ek取基準(zhǔn)值與采樣值計(jì)算當(dāng)次誤差計(jì)算計(jì)算ukuk1K1ekK2ek限幅設(shè)置輸出控制結(jié)果4.14PIS波的產(chǎn)生是由三角波和正弦波交截而成。三角波載波由通用定時器產(chǎn)生。根據(jù)載波故T1PRfCPU2fk,fCPU40Mfk20KHz是載波頻率。T計(jì)數(shù)從0T1PR0，T1PR=10000100004.164.15電壓環(huán)流程圖為T1PR4.16由高級語言(C語言等)來完成。數(shù)據(jù)表格中數(shù)據(jù)的點(diǎn)數(shù)是需要事先確定的。確定數(shù)據(jù)點(diǎn)數(shù)的NN20k400501024。可將其數(shù)值放在片外數(shù)據(jù)器(地址為8000H-83FFH)。8000Hsin值的地址，得到相應(yīng)的sin值。QK格式數(shù)據(jù)。本文中，需要定標(biāo)的數(shù)有PI調(diào)節(jié)器中的系數(shù)K1K2、常數(shù)、正弦函數(shù)表中的正弦值等值。DSP在執(zhí)行程序指令過程中如果遇到強(qiáng)干擾，會出現(xiàn)程序跑飛現(xiàn)象。要解決這一問題，一方面要采取硬件的措施，如改善工作環(huán)境、采取措施；另一方面加看門狗的功能，DSPT，如果定時計(jì)數(shù)器不被清除的話，每隔一段時間T就會發(fā)出一個定時中斷，DSP的定時中斷服務(wù)程序中有一條復(fù)位指令。正常情況下，DSPT0，使計(jì)數(shù)器不產(chǎn)生定時中斷。而如果程序跑飛，則不會執(zhí)行此清0指令，計(jì)數(shù)器將產(chǎn)生中斷信號。本章作詳細(xì)介紹。然后介紹了系統(tǒng)的組成，給出了系統(tǒng)主程序、周期中斷服務(wù)程序、PI算法等第五章試驗(yàn)結(jié)果及分析本章在第四章系統(tǒng)設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)上，對雙環(huán)控制策略輸出頻率為400Hz的S 波電容為7uF，載波頻率為20KHz。然后給出了相應(yīng)的DSP輸出信號波形、功率管驅(qū)動波形、DSP輸出信圖5.11-2管腳輸出波 圖5.2圖5.1局部放 圖 3-4管腳輸出波 圖5.4圖5.3局部放圖5.1是DSP1-2管腳的輸出波形，圖5.2是其局部放大波形；圖5.3是3-20KHz,3.3V，且1-2、3-4輸出波形均存在死區(qū)時間，為系統(tǒng)提供了保障，最后信號經(jīng)過高速光耦TLP550后功率形5.8是其局部放大波形。由圖5.55.7可以看出1和橋2功率管是互補(bǔ)導(dǎo)通20KHz,12V，且由各自的局部放大波形可以看出，驅(qū)動波形存在死區(qū)時間。還可以看出，功率管的驅(qū)動波形的上升沿和下降沿都在微秒之內(nèi)，它能很圖 橋臂1功率管驅(qū)動波 圖5.6圖5.5局部放大波圖5.7橋臂2功率管驅(qū)動波 圖5.8圖5.7局部放大波 圖5.9橋臂1上管和橋臂2下管驅(qū)動波 圖5.10圖5.9局部放大波 圖5.11橋臂1下管和橋臂2上管驅(qū)動波 圖5.12圖5.11局部放大波圖5.13功率管的驅(qū)動和漏源電壓波 圖5.14圖5.13局部放大波25.1212系統(tǒng)7分別是系統(tǒng)開環(huán)空載輸出波形、閉環(huán)空載輸出波形，帶阻性負(fù)載時的輸出電壓電流波形。通道1是負(fù)載電流波形，通道2是系統(tǒng)輸出電壓波形，從圖可以看壓輸出頻率為400Hz；從圖5.15和圖5.16可以看出，系統(tǒng)開環(huán)空載要比閉環(huán)空載輸出電壓要大從圖5.16和圖5.17可以看出，在閉環(huán)空載和閉環(huán)帶載的情況下，輸出電壓變化不大，負(fù)載調(diào)5.18 圖5.15開環(huán)空載輸出波 圖5.16閉環(huán)空載輸出波圖5.17阻性負(fù)載時輸出電壓電流波 圖5.18感性負(fù)載時輸出電壓電流波系統(tǒng)圖 圖5.20圖5.19局部放大波 圖5.21突減阻性負(fù)載輸出電壓電流波 圖5.22圖5.20局部放大波實(shí)驗(yàn)儀器測得相應(yīng)的輸出電壓、輸出電流、輸出功率、總諧波含量如表5.1所示。5.1輸出電壓輸出電流輸出功率////5.1中數(shù)據(jù)可以看出，輸出波形的諧波含量小，在負(fù)載變化的情況下，輸出電壓變化諧波含量-3.諧波含量-0.0060.本章第六章全文總結(jié)與展望本文種數(shù)字控制策略的優(yōu)缺點(diǎn)，確定本逆變電源分別采用數(shù)字PID控制和離散滑?？刂?。字化控制的S(SinePulseWidthModulation)原理和相應(yīng)的單極性正弦脈寬調(diào)制和雙極性正弦脈寬調(diào)制方式，分析了S PID和離散滑?？刂谱鳛槟孀冸娫吹目?/DSP的單相逆變電源的硬件平臺，包括：功率電路、驅(qū)動電路、保了系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)，給出了主程序、中斷子程序等程序流程圖。PI控制下進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究。系統(tǒng)能輸出較好的電壓波形，并且后續(xù)⑵ 龔余才，潘雙來，電路基礎(chǔ)理論，，航空工業(yè)，2000年 陳道煉，DC/AC逆變技術(shù)及其應(yīng)用，，機(jī)械工業(yè)，2003年11月，，微型計(jì)算機(jī)控制技術(shù)，，機(jī)械工業(yè)，2004年2月謝克明，劉文定，謝剛，自動控制理論，，工業(yè)，1998年9月，滑模變結(jié)構(gòu)控制，，機(jī)械工業(yè)，1994年高為炳，變結(jié)構(gòu)控制的理論及設(shè)計(jì)方法，，科學(xué)，1996年,田宏奇，滑模控制理論及其應(yīng)用，，，1995年6月,G.Bartonlini,A.Ferrara,andV.I.Utkin,Adaptiveslidingmodecontrolindiscrete-timeV.I.Utkin,Slidingmodecontroldesignprinciplesandapplicationstoelectricdrives,IEEETrans.Ind.Electron.,Feb.1993,Vol.40,No.1,pp.23～36Sabanovic.N.,Ohnishi.K.andSabanovic.A,SlidingModesControlofThreePhaseSwitchingConverters,Proc.ofIECON'92Conference,pp.319～325,SanDiego,USA,1992.S.L.JungandY.Y.Tzou.Slidingmodecontrolofaclosed-loopregulatedinverterUnderlargevariation.Proc.IEEEPESC’93,pp.616～622.T.-L.TaiandJ.-S.Chen.Discrete-timesliding-modecontrollerfordual-tage—Ahierarchicalapproach.ElsevierMechatronics2005,Vol.15,pp.949～967T.L.Chern,J.Chang,C.H.Chen,andH.T.Su.Microprocessor-basedmodifieddiscretevariable-structurecontr