有源電力濾波器的主電路參數(shù)設(shè)計(jì)老古開發(fā)網(wǎng)文章

有源電力濾波器的主電路參數(shù)設(shè)計(jì)_老古開發(fā)網(wǎng)文章有源電力濾波器的主電路參數(shù)設(shè)計(jì)_老古開發(fā)網(wǎng)文章在有源濾波器中,每個(gè)半橋臂由全控的開關(guān)器件和與之反并聯(lián)的二極管構(gòu)成,很顯然正向?qū)ㄊ强煽氐?反向?qū)ㄊ遣豢煽氐?可以用一理想開關(guān)代替每個(gè)半橋臂的開關(guān)管及二極管,得到如圖2所示的等效電路,由圖2可建立有源濾波器的數(shù)學(xué)模型。有源濾波器工作時(shí),保證每個(gè)時(shí)刻均由三個(gè)管子導(dǎo)通,由此得到8種工作模式：S1S2S3、S2S3S4、S3S4S5、S4S5S6、S5S6S1、S6S1S2、S1S3S5、S4S6S2。最后兩種工作模式,濾波器的三相輸出電流均為0,通過對諧波源分析發(fā)現(xiàn),三相諧波不存在同時(shí)過零的時(shí)刻,故只分析前6種工作模式,有源濾波器實(shí)際由六組開關(guān)器件的通斷組合所決定。由圖2建立描述濾波器工作情況的微分方程如下：式中,KaUc、KbUc、KcUc為各橋臂的中點(diǎn)與電源中點(diǎn)間的電壓,Ka、Kb、Kc是與主電路開關(guān)模式有關(guān)的開關(guān)系數(shù),各開關(guān)模式下它們?nèi)≈禐椋?/3或－1/3或2/3或－2/3。對式（1）求解,可得到不同工作模式下的濾波器輸出電流。3有源濾波器參數(shù)確定有源濾波器的補(bǔ)償對象大部分是驅(qū)動阻感負(fù)載的可控整流設(shè)備,當(dāng)整流器的觸發(fā)角、負(fù)載電流、換相重疊角發(fā)生變化時(shí),將會對參數(shù)確定產(chǎn)生影響。這里以三相全控橋?yàn)檠a(bǔ)償對象,分析有源濾波器的LC參數(shù)確定的解析方法。3.1進(jìn)線電感的確定補(bǔ)償對象為一晶閘管相控整流器（三相全橋）,觸發(fā)角α,換相重疊角γ,直流測電流Id（假定直流側(cè)電感無窮大,忽略電流的脈動）,A相的網(wǎng)側(cè)電流,如式（2）：式（2）成立的條件是以觸發(fā)角α為時(shí)間零點(diǎn),故電網(wǎng)電壓可表示為：對交流側(cè)電流波形進(jìn)行付里葉分解,得到基波電流的有效值為：有源電力濾波器的主電路參數(shù)設(shè)計(jì)_老古開發(fā)網(wǎng)文章同時(shí)基波電流對電壓的相位差為φ1,則：其中：a=cos2α－cos2(α＋γ)b=sin2α－sin2(α＋γ)＋2γ因此,A相基波有功電流可表示為：由式（2）、（5）可得有濾波器A相需補(bǔ)償?shù)碾娏?即控制給定電流為：ia＊=ia－ip(6)圖3給出了ia＊的波形。由圖3可見,在半周期中（補(bǔ)償電流屬于半周期對稱）,補(bǔ)償電流變化很不均勻,在換相重疊期間其變化率較大,在晶閘管導(dǎo)通期間,變化率又較小。對于進(jìn)線電感的選擇必須滿足濾波器對補(bǔ)償電流的跟蹤能力,所以L不宜選擇過大,但L選擇較小時(shí),會使濾波器的輸出電流相對于補(bǔ)償電流有很大的超調(diào),特別是在晶閘管導(dǎo)通期間dia＊/dt很小,因此濾波器輸出電流就有很大的毛刺。綜上所述,L的選擇應(yīng)按照換相期間的電流跟蹤能力及晶閘管導(dǎo)通期間的電流超調(diào)兩方面折衷。為了滿足電流跟蹤能力,濾波器的輸出電流變化率應(yīng)大于換相期間對應(yīng)的ia＊的最大變化率,即：在0～γ,由式（1）：為了簡化計(jì)算,不直接由式（9）確定dia/dt,而由它獲得dia/dt的平均值。如果有源濾波器的工作時(shí)間足夠長,式（9）中的Emsin(ωt＋α＋π/6)平均作用將為零,同時(shí),Ka取2/3的概率為1/3,取1/3的概率為2/3,Ka的平均值為4/9,則：有源電力濾波器的主電路參數(shù)設(shè)計(jì)_老古開發(fā)網(wǎng)文章由式（7）、（8）、（10）,得：L<(4Uc)/(9K)L的選擇必須保證補(bǔ)償電流超調(diào)量不宜過大。換相期間的超調(diào)對應(yīng)了最小值,設(shè)為δ1,由圖4得：在晶閘管導(dǎo)通段：結(jié)合圖3,可知dia/dt為余弦曲線的2/3段,最小值可能為零,或dia/dtt=γ,或dia/dtt=π。當(dāng)dia/dt取得最小值時(shí),出現(xiàn)最大超調(diào)。取極端情況,dia/。為限制最大超調(diào),取最大容許超調(diào)電流為I,有源濾波器的開關(guān)頻率為f,可得：dt=0,則最大超調(diào)L>(4Uc)/9fI)既滿足電流跟蹤能力,又滿足超調(diào)量限制的L取值為：(4Uc)/(9fI)<L<(4Ux)/(9k)(11)3.2電容量的確定有源濾波器的工作,就是電容的充、放電過程,為了保證濾波器的性能,必須維持其直流側(cè)的電壓基本不變。電容量的選擇影響了直流側(cè)電壓的波動,電容越大,電壓波動越小,但帶來了投資的增加。因此電容量的選擇是濾波器設(shè)計(jì)的重要一環(huán)。電容器的電壓波動情況與其極板上貯存的電荷波動情況是一致的,可以通過電荷波動情況,確定電容量。而電荷波動情況又可通過電容的充、放電電流來表示。電容在一周內(nèi)充電得到的或放電釋放的電荷量應(yīng)是電容器所必須容納的最少電荷量。設(shè)電容的充、放電過程變化的最大電荷量為Q1,要求電壓波動小于（Δu/u)％,則極板上貯存的電荷Q為：Q=Q1u/Δu(12)電容量為：C=Q/u(13)最大電荷變化量Q1可由充、放電電流對時(shí)間的積分獲得。流過電容的電流由濾波器的輸出電流決定,由ia＋ib＋ic=0可知在任何時(shí)刻,均有一相電流與其他兩相電流反向,而這一相電流恰好是電容器的充、放電電流。為了簡化計(jì)算,作如下假設(shè)：（1）忽略換相過程,認(rèn)為直流側(cè)電流無脈動。有源電力濾波器的主電路參數(shù)設(shè)計(jì)_老古開發(fā)網(wǎng)文章（2）濾波器的輸出,完全跟蹤了給定電流,以給定電流作為濾波器的輸出。根據(jù)假設(shè),得到三相給定的補(bǔ)償電流,如圖5所示。電容器的充、放電電流icap為：在各階段充、放電的電荷Q1（最大）為：對電網(wǎng)電流進(jìn)行付里葉分解,得基波有功電流的有效值：式中μ=π/3,為波形系數(shù),由式（15）及式（5）及式（6）,得：由式（12）～式(16)可確定電容量。需指出,當(dāng)α較小時(shí),補(bǔ)償電流波形與圖5有所差別,此時(shí)補(bǔ)償電流在半周期中的過零點(diǎn)數(shù)增加,電容的充、放電頻率增加,對應(yīng)的最大電荷亦與式（14）不同,將有所減小,但設(shè)計(jì)時(shí)仍可以引用式（14）,只不過此時(shí)的直流側(cè)電壓波動幅度減小。同時(shí),濾波器的輸出電流是圍繞給定的補(bǔ)償電流進(jìn)行鋸齒振蕩,其積分效果與對給定的補(bǔ)償電流的積分效果非常接近,所以這點(diǎn)假設(shè)是成立的。4仿真結(jié)果對一臺給六脈波晶閘管相控變流器補(bǔ)償?shù)挠性礊V波器進(jìn)行仿真（EMTP）。圖6中虛線為補(bǔ)償前的變流器網(wǎng)側(cè)電流（Id=140A,α=30°,γ=6.4°)。設(shè)Δu/u=5％,Uc=250V,最大超調(diào)控制在10％,有源濾波器的開關(guān)頻率為5kHz,根據(jù)本文方法計(jì)算,取L=0.26mH,C=66.0μF。圖6中實(shí)線為電網(wǎng)經(jīng)補(bǔ)償后的電流。圖7給出了補(bǔ)償后網(wǎng)側(cè)的電流頻譜,得到了改善,有源濾波器獲得了較好的補(bǔ)償效果,從而驗(yàn)證了本文的方法。5結(jié)論可見,高次諧波被大大削弱,同時(shí),功率因數(shù)本文以六脈沖晶閘管相控變流器為補(bǔ)償對象,研究了有源濾波器的進(jìn)線電感及直流側(cè)電容參數(shù)確定的解析方法。通過對補(bǔ)償電流的跟蹤性能及濾波器的輸出電流的超調(diào)的折衷,確定電感量;通過滿足一定的電壓變化率,而要求的直流側(cè)電容