第八講 三相整流及有源逆變

第七講整流與有源逆變(三)3.3.1

變壓器漏感對(duì)整流電路的影響3.3.2電容濾波的不可控整流電路3.3.3整流電路諧波和功率因素分析基礎(chǔ)3.3.4大功率可控整流電路3.3.1變壓器漏感對(duì)整流電路的影響考慮包括變壓器漏感在內(nèi)的交流側(cè)電感的影響，該漏感可用一個(gè)集中的電感LB表示以三相半波為例，然后將結(jié)論推廣VT1換相至VT2的過(guò)程：因a、b兩相均有漏感，故ia、ib均不能突變，于是VT1和VT2同時(shí)導(dǎo)通，相當(dāng)于將a、b兩相短路，在兩相組成的回路中產(chǎn)生環(huán)流ik。ik=ib是逐漸增大的，而ia=Id-ik是逐漸減小的。當(dāng)ik增大到等于Id時(shí)，ia=0，VT1關(guān)斷,換流過(guò)程結(jié)束。圖2-25考慮變壓器漏感時(shí)的三相半波可控整流電路及波形3.3.1變壓器漏感對(duì)整流電路的影響換相重疊角——換相過(guò)程持續(xù)的時(shí)間，用電角度g表示換相過(guò)程中，整流電壓ud為同時(shí)導(dǎo)通的兩個(gè)晶閘管所對(duì)應(yīng)的兩個(gè)相電壓的平均值（2-30）

換相壓降——與不考慮變壓器漏感時(shí)相比，ud平均值降低的多少

（2-31）3.3.1變壓器漏感對(duì)整流電路的影響換相重疊角g的計(jì)算（2-32）由上式得：（2-33）進(jìn)而得出： （2-34）

3.3.1變壓器漏感對(duì)整流電路的影響當(dāng)時(shí)，，于是

（2-35）

（2-36）

g隨其它參數(shù)變化的規(guī)律：（1）

Id越大則g越大；（2）

XB越大g越大；（3）

當(dāng)a≤90時(shí)，越小g越大。3.3.1變壓器漏感對(duì)整流電路的影響變壓器漏抗對(duì)各種整流電路的影響表2-2各種整流電路換相壓降和換相重疊角的計(jì)算

注：①單相全控橋電路中，環(huán)流ik是從-Id變?yōu)镮d。本表所列通用公式不適用；②三相橋等效為相電壓等于的6脈波整流電路，故其m=6，相電壓按代入。電路形式單相全波單相全控橋三相半波三相全控橋m脈波整流電路

①

②3.3.1變壓器漏感對(duì)整流電路的影響變壓器漏感對(duì)整流電路影響的一些結(jié)論

（1）出現(xiàn)換相重疊角g

，整流輸出電壓平均值Ud降低。（2）

整流電路的工作狀態(tài)增多（3）

晶閘管的di/dt減小，有利于晶閘管的安全開(kāi)通。有時(shí)人為串入進(jìn)線電抗器以抑制晶閘管的di/dt。（4）

換相時(shí)晶閘管電壓出現(xiàn)缺口，產(chǎn)生正的du/dt，可能使晶閘管誤導(dǎo)通，為此必須加吸收電路。（5）

換相使電網(wǎng)電壓出現(xiàn)缺口，成為干擾源。3.3.2電容濾波的三相不可控整流電路1.基本原理圖2-30電容濾波的三相橋式不可控整流電路及其波形3.3.2電容濾波的三相不可控整流電路圖2-31電容濾波的三相橋式整流電路當(dāng)wRC等于和小于時(shí)的電流波形

a）wRC=

b）wRC<3.3.2電容濾波的三相不可控整流電路圖2-32考慮電感時(shí)電容濾波的三相橋式整流電路及其波形

a）電路原理圖b）輕載時(shí)的交流側(cè)電流波形

c）重載時(shí)的交流側(cè)電流波形3.3.2電容濾波的三相不可控整流電路2.主要數(shù)量關(guān)系

1）輸出電壓平均值

Ud在（2.34U2~2.45U2）之間變化

2）電流平均值

輸出電流平均值IR為：

IR=Ud/R

（2-51）與單相電路情況一樣，電容電流iC平均值為零，因此：

Id=IR

（2-52）二極管電流平均值為Id的1/3，即：

ID=Id/3=IR/3

（2-53）

3）二極管承受的電壓

二極管承受的最大反向電壓為線電壓的峰值，為。3.3.2電容濾波的三相不可控整流電路2.主要數(shù)量關(guān)系

1）輸出電壓平均值

Ud在（2.34U2~2.45U2）之間變化

2）電流平均值

輸出電流平均值IR為：

IR=Ud/R

（2-51）與單相電路情況一樣，電容電流iC平均值為零，因此：

Id=IR

（2-52）二極管電流平均值為Id的1/3，即：

ID=Id/3=IR/3

（2-53）

3）二極管承受的電壓

二極管承受的最大反向電壓為線電壓的峰值，為。13PowerElectronics3.3.3整流電路的諧波和功率因數(shù)基礎(chǔ)電力電子裝置要消耗無(wú)功功率，會(huì)對(duì)公用電網(wǎng)帶來(lái)不利影響：無(wú)功功率導(dǎo)致電流增大和視在功率，導(dǎo)致設(shè)備容量增加無(wú)功功率增加，使總電流增加，從而使設(shè)備線路的損耗增加使線路壓降增大，沖擊性無(wú)功負(fù)載還會(huì)使電壓劇烈波動(dòng)電力電子裝置會(huì)產(chǎn)生諧波，對(duì)公用電網(wǎng)產(chǎn)生危害：諧波使電網(wǎng)中的元件產(chǎn)生附加的諧波損耗，降低發(fā)電、輸電及用電設(shè)備的效率…諧波影響各種電器設(shè)備的正常工作…諧波引起電網(wǎng)中局部的并聯(lián)諧振和串聯(lián)諧振…諧波導(dǎo)致繼電保護(hù)和自動(dòng)裝置的誤動(dòng)作…諧波對(duì)鄰近的通信系統(tǒng)產(chǎn)生干擾…14PowerElectronics整流電路的諧波和功率因數(shù)分析基礎(chǔ)1.諧波（2-54）正弦波電壓式中ω=2πf==2π/T

正弦波電壓施加在線性電路上時(shí)，電流為正弦波。正弦波電壓施加在非線性電路上時(shí)，電流變?yōu)榉钦也?。非正弦電流在電網(wǎng)阻抗上產(chǎn)生壓降，使電壓波形也變?yōu)榉钦也?。非正弦電壓施加在線性電路上時(shí)，電流也是非正弦波。對(duì)于周期為T(mén)=2π/ω的非正弦電壓u(ωt)滿足,滿足狄里赫利條件，可分解為傅里葉級(jí)數(shù)，（2-55）15PowerElectronics式中n=1,2,3,…或（2-56）式中，cn

、jn

、an和bn的關(guān)系為16PowerElectronics基波在傅里葉級(jí)數(shù)中，頻率與工頻相同的分量諧波頻率為基波頻率大于1整數(shù)倍的分量諧波次數(shù)諧波頻率和基波頻率的整數(shù)比n次諧波電流含有率以HRIn（HarmonicRatioforIn）表示

電流諧波總畸變率THDi（TotalHarmonicdistortion）定義為

（2-57）（2-58）式中,Ih

為總諧波電流有效值17電路的有功功率就是其平均功率

（2-59）視在功率為電壓、電流有效值的乘積，即S=UI

（2-60）無(wú)功功率定義為

Q=UIsinj

（2-61）功率因數(shù)l

定義為有功功率P和視在功率S的比值

（2-62）

此時(shí)無(wú)功功率Q與有功功率P、視在功率S之間有如下關(guān)系

（2-63）功率因數(shù)是由電壓和電流的相位差j決定的l=cos

j

（2-64）

2.功率因數(shù)18設(shè)正弦波電壓有效值為U，基波電流有效值I1及與電壓的相位差分別為，這時(shí)有功功率為功率因數(shù)為式中，ν=I1/I,基波電流有效值和總電流有效值之比，為基波因數(shù)Cosj1為位移因數(shù)（基波功率因數(shù)）（2-65）（2-66）

在非正弦電路中，有功功率、視在功率、功率因數(shù)的定義均和正弦電路相同，功率因數(shù)的定義同式（2-62）。公用電網(wǎng)中，通常電壓的波形畸變很小，但電流波形的畸變可能很大，因此研究電壓波形為正弦波，電流波形為非正弦波有實(shí)際意義。19PowerElectronics仿照式（2-61）定義無(wú)功功率，忽略電壓中的諧波

非正弦時(shí)，,引入畸變功率D，使得比較式（2-67）和式（2-69），可得忽略電壓諧波時(shí)Qf為基波電流所產(chǎn)生的無(wú)功功率，D為諧波電流產(chǎn)生的無(wú)功功率（2-68）（2-69）（2-70）（2-71）3.3.4大功率可控整流電路3.4.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路3.4.2多重化整流電路3.4.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路電解電鍍等工業(yè)中應(yīng)用

低電壓大電流（例如幾十伏，幾千至幾萬(wàn)安）可調(diào)直流電源圖2-35帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路3.4.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路電路結(jié)構(gòu)變壓器二次側(cè)為兩組匝數(shù)相同極性相反的繞阻，分別接成兩組三相半波電路

變壓器二次側(cè)兩繞組的極性相反可消除鐵芯的直流磁化

設(shè)置電感量為L(zhǎng)p的平衡電抗器是為保證兩組三相半波整流電路能同時(shí)導(dǎo)電與三相橋式電路相比，在采用相同晶閘管的條件下，雙反星形電路的輸出電流可大一倍圖2-36雙反星形電路，=0時(shí)兩組整流電壓、電流波形3.4.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路平衡電抗器的作用：兩個(gè)直流電源并聯(lián)時(shí)，只有當(dāng)電壓平均值和瞬時(shí)值均相等時(shí)，才能使負(fù)載均流雙反星形電路中，兩組整流電壓平均值相等，但瞬時(shí)值不等兩個(gè)星形的中點(diǎn)n1和n2間的電壓等于ud1和ud2之差。該電壓加在Lp上，產(chǎn)生電流ip，它通過(guò)兩組星形自成回路，不流到負(fù)載中去，稱為環(huán)流或平衡電流考慮到ip后，每組三相半波承擔(dān)的電流分別為Id/2ip。為了使兩組電流盡可能平均分配，一般使Lp值足夠大，以便限制環(huán)流在負(fù)載額定電流的1%～2%以內(nèi)7.3.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路利用繞組的極性相反來(lái)消除變壓器中的直流磁通勢(shì)圖2-37平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形3.3.3帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路雙反星形電路中如不接平衡電抗器，即成為六相半波整流電路：只能有一個(gè)晶閘管導(dǎo)電，其余五管均阻斷，每管最大導(dǎo)通角為60o，平均電流為Id/6當(dāng)=00

時(shí)，Ud為1.35U2，比三相半波時(shí)的1.17U2略大些六相半波整流電路因晶閘管導(dǎo)電時(shí)間短，變壓器利用率低，極少采用雙反星形電路與六相半波電路的區(qū)別就在于有無(wú)平衡電抗器，對(duì)平衡電抗器作用的理解是掌握雙反星形電路原理的關(guān)鍵3.4.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路由于平衡電抗器的作用使得兩組三相半波整流電路同時(shí)導(dǎo)電的原理分析：平衡電抗器Lp承擔(dān)了n1、n2間的電位差，它補(bǔ)償了ub’

和ua的電動(dòng)勢(shì)差，使得u’b和ua兩相的晶閘管能同時(shí)導(dǎo)電t1時(shí)ub’比ua電壓高，VT6導(dǎo)通，此電流在流經(jīng)LP時(shí)，LP上要感應(yīng)一電動(dòng)勢(shì)up，其方向是要阻止電流增大?？蓪?dǎo)出Lp兩端電壓、整流輸出電壓的數(shù)學(xué)表達(dá)式如下：

（2-97）（2-98）3.4.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路雖然ud1<ud2

，但由于Lp的平衡作用，使得晶閘管VT6和VT1同時(shí)導(dǎo)通

時(shí)間推遲至ub’與ua

的交點(diǎn)時(shí)，ub’=ua

，up=0之后ub’<ua

，則流經(jīng)b’相的電流要減小，但Lp有阻止此電流減小的作用，up的極性反向，Lp仍起平衡的作用，使VT6繼續(xù)導(dǎo)電

直到uc’

>ub’

，電流才從VT6換至VT2。此時(shí)變成VT1、VT2同時(shí)導(dǎo)電每一組中的每一個(gè)晶閘管仍按三相半波的導(dǎo)電規(guī)律而各輪流導(dǎo)電120o*3.4.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路以平衡電抗器中點(diǎn)作為整流電壓輸出的負(fù)端，其輸出的整流電壓瞬時(shí)值為兩組三相半波整流電壓瞬時(shí)值的平均值

圖2-38平衡電抗器作用下兩個(gè)晶閘管同時(shí)導(dǎo)電的情況*3.4.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路將圖2-36中ud1和ud2的波形用傅氏級(jí)數(shù)展開(kāi)，可得當(dāng)

=0時(shí)的ud1、ud2，即（2-99）（2-100）3.4.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路由式（2-97）和（2-98）可得

ud中的諧波分量比直流分量要小得多，且最低次諧波為六次諧波（2-101）（2-102）3.4.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路

=30、

=60和

=90時(shí)輸出電壓的波形分析需要分析各種控制角時(shí)的輸出波形時(shí)，可先求出兩組三相半波電路的ud1和ud2波形，然后根據(jù)式（2-98）做出波形(ud1+ud2)/2雙反星形電路的輸出電壓波形與三相半波電路比較，脈動(dòng)程度減小了，脈動(dòng)頻率加大一倍，f=300Hz電感負(fù)載情況下，

=90時(shí),輸出電壓波形正負(fù)面積相等，Ud=0，移相范圍是90如果是電阻負(fù)載，則ud波形不應(yīng)出現(xiàn)負(fù)值，僅保留波形中正的部分。同樣可以得出，當(dāng)

=120時(shí)，Ud=0，因而電阻負(fù)載要求的移相范圍為120。*3.4.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路圖2-39當(dāng)

=30、60、90時(shí)，雙反星形電路的輸出電壓波形

3.4.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路整流電壓平均值與三相半波整流電路的相等，為:

Ud=1.17U2cos

將雙反星形電路與三相橋式電路進(jìn)行比較可得出以下結(jié)論：

（1）三相橋?yàn)閮山M三相半波串聯(lián)，而雙反星形為兩組三相半波并聯(lián)，且后者需用平衡電抗器（2）當(dāng)U2相等時(shí)，雙反星形的Ud是三相橋的1/2，而Id是單相橋的2倍（3）兩種電路中，晶閘管的導(dǎo)通及觸發(fā)脈沖的分配關(guān)系一樣，ud和id的波形形狀一樣3.4.2多重化整流電路整流裝置功率進(jìn)一步加大時(shí)，所產(chǎn)生的諧波、無(wú)功功率等對(duì)電網(wǎng)的干擾也隨之加大，為減輕干擾，可采用多重化整流電路3.4.2多重化整流電路1.移相多重聯(lián)結(jié)有并聯(lián)多重聯(lián)結(jié)和串聯(lián)多重聯(lián)結(jié)，對(duì)于交流輸入電流來(lái)說(shuō)，二者效果相同2個(gè)三相橋并聯(lián)而成的12脈波整流電路使用了平衡電抗器來(lái)平衡2組整流器的電流，其原理與雙反星形電路中是一樣的不僅可減少輸入電流諧波，也可減小輸出電壓中的諧波并提高紋波頻率，因而可減小平波電抗器圖2-40并聯(lián)多重聯(lián)結(jié)的12脈波整流電路3.4.2多重化整流電路移相30構(gòu)成的串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路利用變壓器二次繞組接法的不同，使兩組三相交流電源間相位錯(cuò)開(kāi)30，從而使輸出整流電壓ud在每個(gè)交流電源周期中脈動(dòng)12次，故該電路為12脈波整流電路整流變壓器二次繞組分別采用星形和三角形接法構(gòu)成相位相差30、大小相等的兩組電壓，接到相互串聯(lián)的2組整流橋*3.4.2

帶平衡電抗器的雙三相橋12脈波整流電路

若無(wú)平衡電抗器，則在區(qū)間I，一旦第一組三相橋整流器導(dǎo)電，第二組三相橋整流器的晶閘管立即被反壓截止，只能由第一組三相橋整流器對(duì)負(fù)載供電；同理，區(qū)間II，僅第二組三相橋整流器導(dǎo)電，并提供全部負(fù)載電流。

有了平衡電抗器以后，任何時(shí)刻電壓差VP平衡電抗器兩側(cè)繞組各承擔(dān)VP/2，使兩個(gè)整流器同時(shí)導(dǎo)電并共同承擔(dān)負(fù)載電流，每個(gè)晶閘管及變壓器繞組導(dǎo)電時(shí)間延長(zhǎng)一倍，而電流卻只輸出1/2負(fù)載電流。3.4.2

帶平衡電抗器的雙三相橋12脈波整流電路觸發(fā)控制角=0時(shí)，第一組三相全橋整流輸出主要是6次諧波，6次諧波的幅值電壓差：相差30°*3.4.2帶平衡電抗器的雙三相橋12脈波整流電路兩組三相橋經(jīng)平衡電抗器以后輸出電壓的瞬時(shí)值為：或整流電路電流連續(xù)的條件是：電壓差在兩個(gè)三相橋之間引起的環(huán)流最大值近似為vP有最大值：*5.8帶平衡電抗器的雙三相橋12脈波整流電路直流輸出電壓平均值:輸出波形的脈動(dòng)分量減小了，脈動(dòng)頻率比三相橋時(shí)增大了一倍。以上為控制角=0時(shí)的情況，如果≠0，可以根據(jù)兩組三相橋式電路的相應(yīng)輸出波形進(jìn)行分析。

其幅值僅為直流輸出電壓平均值的1.4%

12次諧波電壓幅值為：輸出電壓中的諧波階次為12k次(K=1,2,…),最低為12次。*5.8帶平衡電抗器的雙三相橋12脈波整流電路圖中120°方波的傅立葉級(jí)數(shù)表達(dá)式為：N2繞組a、b、c相電流滿足：*5.8帶平衡電抗器的雙三相橋12脈波整流電路由于三相對(duì)稱：原方A相電流應(yīng)為：除基波外，僅含12K1（K=1，2，3）次電流諧波。最低次電流諧波為11次.*5.8帶平衡電抗器的雙三相橋12脈波整流電路帶平衡電抗器的雙三相橋12脈波整流電路中交流電源只含有12K1次諧波電流，最低次電流諧波為11次，而三相橋6脈波整流電路交流電源中含有6K1次諧波電流，最低次諧波電流為5次。兩組整流橋相差30°的整流電壓，既可經(jīng)平衡電抗器并聯(lián)輸出（稱為并聯(lián)多重結(jié)構(gòu)），也可以將其串聯(lián)輸出給負(fù)載供電（稱為串聯(lián)多重結(jié)構(gòu)）。采用串聯(lián)多重結(jié)構(gòu)和并