CH6數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

2023/2/11數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)通信工程學(xué)院陳愛萍8171-1@163.com數(shù)字基帶傳輸?shù)幕靖拍顢?shù)字基帶信號(hào)：即未經(jīng)調(diào)制的數(shù)字信號(hào)（其頻譜從零頻或很低頻率開始）；如計(jì)算機(jī)輸出的二進(jìn)制序列、PCM、M等數(shù)字信號(hào)數(shù)字基帶傳輸：即數(shù)字基帶信號(hào)不經(jīng)過載波調(diào)制而直接傳送；用于短距離數(shù)字傳輸，如計(jì)算機(jī)局域網(wǎng)數(shù)字調(diào)制傳輸（載波傳輸、帶通傳輸）：即數(shù)字基帶信號(hào)經(jīng)過載波調(diào)制后的傳送；用于中長距離數(shù)字傳輸，如光纖傳輸系統(tǒng)、電纜載波系統(tǒng)、無線傳輸系統(tǒng)等數(shù)字基帶信號(hào)特點(diǎn)頻譜特點(diǎn)：包含豐富的低頻分量乃至直流分量傳輸特點(diǎn)：長距離傳輸時(shí)信號(hào)高頻分量衰減增大信道中隔直電容與耦合變壓器使信號(hào)的高頻分量與低頻分量受限傳輸要求：傳輸碼型選擇：碼型適合于傳輸要求基帶脈沖選擇：脈沖波形適合于基帶傳輸3傳輸碼型選擇原則低頻性能：對(duì)低頻受限信道，信號(hào)頻譜應(yīng)不含直流分量，且低頻分量盡量少定時(shí)性能：便于從基帶信號(hào)中提取位定時(shí)信息碼型性能：對(duì)信源具透明性，即與信源統(tǒng)計(jì)特性無關(guān)信號(hào)功率譜主瓣窄，利于節(jié)省傳輸頻帶和減少串?dāng)_糾錯(cuò)性能：具有內(nèi)在糾錯(cuò)能力可實(shí)現(xiàn)性：編譯碼盡量簡單45數(shù)字基帶傳輸模型碼—碼的變換，碼型選擇

基帶信號(hào)-信道信號(hào)，基帶脈沖選擇，壓縮輸入信號(hào)頻帶濾除帶外干擾、噪聲，對(duì)信道特性均衡在規(guī)定時(shí)刻，判定、再生數(shù)字基帶信號(hào)碼型編碼的反變換

系統(tǒng)中的兩種變換碼型變換---編碼波形變換---發(fā)送濾波6數(shù)字基帶傳輸中需解決的3個(gè)問題碼型編譯碼問題（體現(xiàn)在碼型編譯碼器中）如何消除ISI問題（體現(xiàn)在發(fā)送濾波、信道和接收濾波中）信道噪聲對(duì)誤碼率的影響7為什么要研究基帶傳輸系統(tǒng)？基于對(duì)稱電纜的短距離數(shù)據(jù)通信廣泛采用數(shù)字基帶傳輸方式數(shù)字基帶傳輸方式可用于低速數(shù)據(jù)傳輸，也可用于高速數(shù)據(jù)傳輸數(shù)字基帶傳輸包含數(shù)字調(diào)制傳輸?shù)脑S多基本問題，如碼間串?dāng)_等基于線性調(diào)制的帶通傳輸系統(tǒng)可等效為基帶傳輸系統(tǒng)來研究8第6章內(nèi)容1.數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性2.基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型3.數(shù)字系帶傳輸與碼間串?dāng)_4.無碼間干擾的基帶傳輸特性5.無碼間干擾基帶傳輸系統(tǒng)的抗噪聲性能6.眼圖7.部分響應(yīng)與時(shí)域均衡9基本要求掌握基帶傳輸系統(tǒng)特性，主要傳輸碼型（NRZ、AMI、HDB3）編碼規(guī)則及特點(diǎn)；掌握無碼間串?dāng)_系統(tǒng)的條件及滾降無串?dāng)_系統(tǒng)特性分析。了解部分響應(yīng)系統(tǒng)編碼，了解相關(guān)編碼提高頻帶利用率的原因；了解時(shí)域均衡的原理2023/2/1101.數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性！掌握的內(nèi)容11數(shù)字基帶信號(hào)的數(shù)學(xué)表示式PAM信號(hào)：用脈沖的幅度攜帶數(shù)字信息。脈沖形狀都一樣，只是幅度不同，可取正或負(fù)，但取值是離散的an是第n個(gè)信息符號(hào)所對(duì)應(yīng)的電平值（0、1或-1、1等）；Ts為一個(gè)碼元寬度；g(t)為某種脈沖波形可看成用沖擊脈沖驅(qū)動(dòng)一個(gè)沖激響應(yīng)為g(t)的線性系統(tǒng)所得：發(fā)送濾波器g(t)可為矩形脈沖、三角形脈沖、高斯脈沖、升余弦脈沖等,當(dāng)g(t)為矩形脈沖時(shí)，s(t)即最基本的數(shù)字基帶信號(hào)數(shù)字序列數(shù)字信號(hào)幾種最基本的數(shù)字基帶信號(hào)波形以矩形脈沖為例12單極性非歸零碼（NRZ）：低頻性能：存在直流分量，不能用于有交流耦合的遠(yuǎn)距離傳輸定時(shí)性能：位同步信息包含在電平的轉(zhuǎn)換之中，當(dāng)出現(xiàn)連0或連1序列時(shí)無位同步信息抗干擾性能：判決電平取”1”碼電平一半，但接收波形振幅與寬度受信道影響將造成抗干擾性能下降糾錯(cuò)性能：不具有糾錯(cuò)能力（“1”和”0”電平分別獨(dú)立于相應(yīng)的傳輸電平，相鄰信號(hào)之間無相關(guān)性）可實(shí)現(xiàn)性：脈沖間無間隔，極性單一，易于TTL、CMOS產(chǎn)生典型應(yīng)用：板內(nèi)和短距離傳輸傳輸時(shí)一線接地，不能用兩根芯線都不接地的電纜NRZ碼－1/2二元碼NRZ碼－2/2雙極性非歸零碼（NRZ）：低頻性能：“1”、”0”等概出現(xiàn)時(shí)，無直流分量，利于信道傳輸“1”、”0”不等概出現(xiàn)時(shí)，有直流分量定時(shí)性能：位同步信息包含在電平的轉(zhuǎn)換之中，當(dāng)出現(xiàn)連0序列或連1序列時(shí)沒有位同步信息抗干擾性能：判決電平取”0”，抗干擾能力強(qiáng)于單極性NRZ糾錯(cuò)性能：不具有糾錯(cuò)能力（“1”和”0”電平分別獨(dú)立于相應(yīng)的傳輸電平，相鄰信號(hào)之間無相關(guān)性）典型應(yīng)用：RS-232C接口可在不接地的平衡線路上傳輸二元碼RZ碼－1/2單極性歸零波形（RZ）：碼型性能：通常采用占空比（脈沖寬度τ與碼元寬度Ts之比）為0.5占空比小，頻帶寬，頻譜寬度大于NRZ低頻性能：存在直流分量，不能用于有交流耦合的遠(yuǎn)距離傳輸定時(shí)性能：可直接提取位同步信息，但連“0”無法提取位同步抗干擾性能：與單極性NRZ相同糾錯(cuò)性能：“1”和”0”電平分別獨(dú)立于相應(yīng)的傳輸電平，相鄰信號(hào)之間無相關(guān)性，因此，不具有糾錯(cuò)能力典型應(yīng)用：高速數(shù)字通信二元碼RZ碼－2/2雙極性歸零波形（RZ）：碼型性能：具有雙極性和非歸零碼的特點(diǎn)低頻性能：與雙極性NRZ相同定時(shí)性能定時(shí)性能：可直接提取位同步信息抗干擾性能：與雙極性NRZ相同糾錯(cuò)性能：不具有糾錯(cuò)能力（“1”和”0”電平分別獨(dú)立于相應(yīng)的傳輸電平，相鄰信號(hào)之間無相關(guān)性）典型應(yīng)用：高速數(shù)字通信三元碼差分碼差分碼（相對(duì)碼）：編碼規(guī)則：用相鄰碼元的電平的跳變和不變來表示消息代碼（相對(duì)碼），與碼元本身的電平或極性無關(guān)傳號(hào)差分碼：電平跳變?yōu)椤?”（傳號(hào)），電平不變?yōu)椤?”（空號(hào)）空號(hào)差分碼：電平跳變?yōu)椤?”（空號(hào)），電平不變?yōu)椤?”（傳號(hào)）碼型性能：差分碼分為單極性和雙極性其基帶傳輸特性與相應(yīng)的NRZ、RZ相同糾錯(cuò)性能：不具有糾錯(cuò)能力（“1”和”0”電平分別獨(dú)立于相應(yīng)的傳輸電平，相鄰信號(hào)之間無相關(guān)性）典型應(yīng)用：采用差分碼傳送代碼可消除設(shè)備初始狀態(tài)的影響，在相位調(diào)制系統(tǒng)（16QAM，OFDM）中用于解決載波相位模糊問題二元碼傳號(hào)差分碼18數(shù)字基帶信號(hào)頻譜分析意義：了解信號(hào)需要占據(jù)的頻帶寬度，所包含的頻譜分量，有無直流分量，有無定時(shí)分量等。針對(duì)信號(hào)譜的特點(diǎn)來選擇相匹配的信道確定是否可從信號(hào)中提取定時(shí)信號(hào)方法：隨機(jī)的脈沖序列，無確定的頻譜函數(shù)，用功率譜來描述其頻譜特性。由隨機(jī)過程的相關(guān)函數(shù)去求隨機(jī)過程的功率(或能量)譜密度---比較復(fù)雜。以隨機(jī)過程功率譜的原始定義為出發(fā)點(diǎn)，求出數(shù)字隨機(jī)序列的功率譜公式---比較簡單0,1出現(xiàn)是統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的任一隨機(jī)脈沖序列穩(wěn)態(tài)波v(t)：s(t)

的統(tǒng)計(jì)平均,是一個(gè)以Ts為周期的周期函數(shù)交變波u(t)：s(t)與v(t)之差,是隨機(jī)脈沖序列20分析思路波形分解穩(wěn)態(tài)波v(t)：即是隨機(jī)序列s(t)

的統(tǒng)計(jì)平均分量，它取決于每個(gè)碼元內(nèi)出現(xiàn)g1(t)、g2(t)

的概率加權(quán)平均，且每個(gè)碼元統(tǒng)計(jì)平均波形相同交變波u(t)：是s(t)

與v(t)之差v(t)波形是一個(gè)以Ts為周期的周期函數(shù)v(t+Ts)=v(t)21實(shí)際分析穩(wěn)態(tài)波分析交變波分析求合成波的功率譜密度穩(wěn)態(tài)波分析：穩(wěn)態(tài)波的功率譜Pv(f)是沖擊強(qiáng)度取決于|Cm|2的離散線譜，由此可確定隨機(jī)序列是否包含直流分量（m=0）和定時(shí)分量(m=1)任何數(shù)字信號(hào)s(t)的數(shù)學(xué)期望E[s(t)]是以Ts為周期的周期信號(hào)，它對(duì)應(yīng)功率譜中的線譜分量。如果數(shù)字信號(hào)的數(shù)學(xué)期望是0，則它的功率譜不存在線譜分量。它的功率譜為：(參見教材公式3.2-15)或者寫成：2.交變波分析

(參見教材公式6.1-9)s(t)-v(t)它的頻譜函數(shù)為：交變波的的功率譜Pu(f)是連續(xù)譜，它與g1(t)和g2(t)的頻譜以及出現(xiàn)概率P有關(guān)。根據(jù)連續(xù)譜可以確定隨機(jī)序列的帶寬。注：1）fs=1/Ts為碼元速率，Ts為碼元寬度（持續(xù)時(shí)間）；2）P為二進(jìn)制碼元“0”出現(xiàn)的概率；3）G1(f)、G2(f)分別為g1(t)、g2(t)的傅立葉變換結(jié)論：二進(jìn)制序列的功率譜密度包括連續(xù)譜和離散譜兩部分；連續(xù)譜總存在，但僅當(dāng)g1(t)=g2(t)時(shí)連續(xù)譜才消失，但此時(shí)不能進(jìn)行通信離散譜通常也存在，僅當(dāng)雙極性等概時(shí)才會(huì)消失。根據(jù)離散譜可以確定隨機(jī)序列是否有直流分量和定時(shí)分量。在分析時(shí)，對(duì)g1(t)、g2(t)未加限制，故上式既可用于二進(jìn)制基帶信號(hào)，也可用于二進(jìn)制調(diào)制信號(hào)（除適用于前述的基本波形外，還適用于雙相碼、密勒碼、CMI碼等1B2B碼，不能用于AMI、HDB3等3進(jìn)制和多進(jìn)制碼信號(hào)，但雙極性RZ碼適用。因其零電平為休止期）3.合成波的功率譜密度例6–1

對(duì)于單極性NRZ矩形脈沖(=Ts)

：若設(shè)g1(t)=0，g2(t)=g(t)，求等概時(shí)的功率譜密度.例6–2

對(duì)于雙極性NRZ矩形脈沖(=Ts)

：若設(shè)g1(t)=-g2(t)=g(t)，求等概時(shí)的功率譜密度.29單極NRZ矩形脈沖(=Ts)

雙極性NRZ矩形脈沖(=Ts)單極性RZ矩形脈沖(=Ts/2)雙極性RZ矩形脈沖(=Ts/2)

四種基本碼波形的功率譜（雙邊譜）30四種基本碼波形功率譜特點(diǎn)單極性NRZ碼在等概時(shí)只有直流的離散項(xiàng)；雙極性波形在等概時(shí)無離散項(xiàng)；單極性RZ波形含有直流、fs以及fs的奇次諧波項(xiàng)，由它可提取位同步信息；單極性NRZ波形無定時(shí)分量，要想獲取需進(jìn)行波形變換隨機(jī)序列的帶寬依賴于單個(gè)碼元波形的頻譜函數(shù)G1(f)或G2(f)。取G1(f)和G2(f)中較大帶寬的一個(gè)作為序列帶寬；矩形脈沖的帶寬：以第一個(gè)零點(diǎn)作為矩形脈沖的近似帶寬Bs=1/，占空比（/Ts）越小，頻帶越寬，=Ts

（NRZ），則，Bs=1/Ts

=fs

；=Ts/2（RZ），則，Bs=2/Ts

=2fs

；

（fs為位定時(shí)信號(hào)的頻率，在數(shù)值上與碼元速率RB相等）例6–3

假設(shè)二進(jìn)制隨機(jī)脈沖序列由g1(t)、g2(t)組成，出現(xiàn)概率分別為P、1-P。證明時(shí)脈沖序列沒有離散譜證明：離散譜由穩(wěn)態(tài)波產(chǎn)生所以，離散譜為0，即沒有離散譜例6–4

假設(shè)g(t)為三角脈沖，T為碼元間隔，1、0分別用g(t)有無來表示。1、0等概出現(xiàn)：1.求功率譜密度2.能否提取碼元同步所需的頻率分量。若能計(jì)算該分量功率。碼元同步頻率為：f=1/T=fs，代入m=±1存在同步用的頻率成分！練習(xí)1：

設(shè)隨機(jī)二進(jìn)制序列中0和1分別由g(t)和-g(t)組成，它們的出現(xiàn)概率分別為P和1-P。1、求功率譜密度;2、若g(t)如圖2，T為碼元寬度，問序列是否存在離散分量f=1/T;3、g(t)改為下圖3，回答2問（2）（3）tt練習(xí)1（2）解答功率譜密度和功率：連續(xù)譜離散譜所以，不存在f=1/T的離散譜所以，存在f=1/T的離散譜2023/2/1362.基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型！重點(diǎn)掌握的內(nèi)容37所有基帶波形都適合在信道中傳輸嗎？例：單極性碼不適合在電話信道中傳輸含直流和較多的低頻成分結(jié)果：產(chǎn)生嚴(yán)重的畸變NRZ波形在長“0”或長“1”時(shí)，單極性RZ波形傳長“0”時(shí)，無法獲取定時(shí)信息38傳輸碼傳輸用的波形要求代碼：原始信息應(yīng)編碼用于傳輸用的碼型——傳輸碼型的選擇波形：電波形應(yīng)該適應(yīng)信道——基帶脈沖的選擇傳輸碼：又稱線路碼，針對(duì)“線纜連接”

的場合交換機(jī)到衛(wèi)星傳輸設(shè)備，網(wǎng)卡與Hub，路由器到傳輸設(shè)備，噪聲不是特別需要考慮的因素。傳輸碼型設(shè)計(jì)原則：低頻性能：對(duì)低頻受限信道，信號(hào)頻譜應(yīng)不含直流分量，且低頻分量盡量少定時(shí)性能：便于從基帶信號(hào)中提取位定時(shí)信息碼型性能：對(duì)信源具透明性，即與信源統(tǒng)計(jì)特性無關(guān)信號(hào)功率譜主瓣窄，利于節(jié)省傳輸頻帶和減少串?dāng)_糾錯(cuò)性能：具有內(nèi)在糾錯(cuò)能力可實(shí)現(xiàn)性：編譯碼盡量簡單39AMI碼（傳號(hào)交替反轉(zhuǎn)碼，1B1T）編碼規(guī)則：消息碼“1”（傳號(hào)）交替變換為“+1”和“-1”，而“0”（空號(hào)）保持不變可以采用NRZ或RZ碼例：10110000000110000001→+10-1+10000000-1+1000000-1低頻性能：+1與-1交替，不含直流成分，高、低頻分量少，能量集中在頻率為1/2碼速處糾錯(cuò)性能：具有一定的檢錯(cuò)性能定時(shí)性能：出現(xiàn)長連“0”串時(shí)，信號(hào)電平長時(shí)間不跳變，造成位定位信息提取困難位定時(shí)頻率分量雖然為0，但只要將基帶信號(hào)經(jīng)全波整流變?yōu)閱螛O性歸零碼，便可提取位定時(shí)信息可實(shí)現(xiàn)性：AMI碼的編譯碼電路簡單典型應(yīng)用：ITU-T建議采用的傳輸碼型之一，高速數(shù)字通信f/fs40HDB3碼---AMI改進(jìn)碼，1B1T三階高密度雙極性碼（3：最長連0個(gè)數(shù)）編碼規(guī)則：當(dāng)連0個(gè)數(shù)不大于3時(shí)，與AMI編碼相同連0數(shù)目超過3時(shí)，每4個(gè)連0串變?yōu)?00V或B00V（取代節(jié)，即特殊碼組）：當(dāng)兩個(gè)相鄰V碼間有奇數(shù)個(gè)“1”時(shí)，用000V；當(dāng)兩個(gè)相鄰V碼間有偶數(shù)（含0）個(gè)“1”時(shí)，用B00V；極性規(guī)則：極性交替規(guī)則：1碼與B碼一起作極性交替，V碼亦作極性交替；極性破壞規(guī)則：V碼必須與前一個(gè)1碼（或B碼）同極性所有±B、±V碼均改為±1碼，即得HDB3碼。例：基帶二進(jìn)制：100000110000100000000011

AMI碼：

+100000-1+10000-1000000000+1-1

加取代節(jié)：

1000V011B00V1000VB00V011極性規(guī)則：

1+

000

V+

0

1-1+

B-

00V-1+

000V+

B-00V-

01+1-

HDB3碼：

+1

000

+1

0

-1

+1

-100

-1

+1

000+1-1

00

-1

0+1

-1譯碼：尋找兩個(gè)相鄰的同極性碼，后者即為V碼；把V碼連同其前3位碼均改為0；所有±1均改為1，即恢復(fù)信碼HDB3碼：+1

000

+1

0

-1

+1

-100

-1

+1

000+1-1

00

-1

0+1

-11+

000

0

0

1-1+

000

01+

0

00

0000

0

01+1-基帶二進(jìn)制：1

0000

0

11000

01

0000000

00

1

1碼型性能：HDB3碼是AMI碼的一種改進(jìn)型，其保持AMI碼的優(yōu)點(diǎn)，克服其缺點(diǎn)，使連“0”個(gè)數(shù)不超過3個(gè)定時(shí)性能：連“0”碼受到限制，保證了位定時(shí)信息的提取糾錯(cuò)性能：具有糾錯(cuò)能力，誤碼的出現(xiàn)，將破壞序列極性交替規(guī)律，使之可用于監(jiān)測傳輸質(zhì)量（V和前一個(gè)非0符號(hào)同號(hào)，∴破壞碼容易找出，V前面3個(gè)必然是0，B不影響譯碼）可實(shí)現(xiàn)性：編碼比較復(fù)雜，但譯碼卻比較簡單典型應(yīng)用：歐洲和中國大陸PCM32路一次群，二次群，三次群的線路碼型f/fs編碼規(guī)則：每位二進(jìn)制碼用2個(gè)不同相位的二進(jìn)制碼取代，并以雙極性NRZ碼波形傳輸0（1）→01（0相位的一個(gè)周期的方波）1（0）→10（相位的一個(gè)周期的方波）例：110100101010011001011001信號(hào)波形：雙極性低頻性能：屬雙極性NRZ碼；無直流分量定時(shí)性能：每個(gè)碼元中點(diǎn)存在電平跳變，位定時(shí)信息豐富糾錯(cuò)能力：可宏觀檢錯(cuò)（最長連碼個(gè)數(shù)為2）碼型性能：所占帶寬加倍，速率加倍可實(shí)現(xiàn)性：編碼過程簡單典型應(yīng)用：數(shù)據(jù)終端近距離傳輸（如局域網(wǎng)）42雙相碼（曼徹斯特碼，1B2B）差分（條件）雙相碼編碼規(guī)則：用碼元開始處是否存在額外跳變來確定信碼方案1：“0”碼用“01”兩位碼表示，“1”碼用“10”兩位碼表示例：1100

101差分碼：01000110

雙相碼：10100101100110差分雙相碼：

01

10010101101001方案2：“0”碼用“10”兩位碼表示，“1”碼用“01”兩位碼表示用差分碼與定時(shí)信號(hào)的模2和來產(chǎn)生碼型性能：具有數(shù)字雙相碼特點(diǎn)，解決因極性反轉(zhuǎn)而引起的譯碼錯(cuò)誤典型應(yīng)用：數(shù)據(jù)終端近距離傳輸（如局域網(wǎng)中）43糾錯(cuò)性能：最大和最小寬度分別為2個(gè)和1個(gè)

碼元周期（4個(gè)和2個(gè)連碼），可用于宏觀糾錯(cuò)碼型性能：雙相碼的一種變形，具有雙相碼的特點(diǎn)，克服雙相碼的相位不確定性問題典型應(yīng)用：低速基帶數(shù)傳，射頻識(shí)別通信，氣象衛(wèi)星44密勒碼（延遲調(diào)制碼，1B2B）編碼：與前一位有關(guān)，故又稱延遲調(diào)制碼“1”01或10（碼元持續(xù)時(shí)間中心點(diǎn)出現(xiàn)躍變，相鄰碼元的邊界處不躍變）“0”00或11（單0時(shí)碼元持續(xù)時(shí)間內(nèi)不出現(xiàn)電平躍變，且與相鄰碼元的邊界處不躍變；連0時(shí)，兩個(gè)0碼的邊界處電平出現(xiàn)躍變）例：信碼為10010110（初始狀態(tài)為00）

密勒碼狀態(tài)圖密勒碼為：000111001110011101信碼為11010010（初始狀態(tài)為00）密勒碼為：

011000011100011145雙相碼與密勒碼波形雙相碼的下降沿正好對(duì)應(yīng)于密勒碼的躍變沿。因此，用雙相碼的下降沿去觸發(fā)雙穩(wěn)電路，即可輸出密勒碼。密勒碼雙相碼和密勒碼的功率譜雙相碼：功率譜主瓣寬度比AMI、HDB3寬1倍密勒碼：功率譜集中于fs/2以下(約在0.4fs附近)，且無離散的直流分量，其帶寬是數(shù)字雙相碼的一半。46f/fs47CMI---傳號(hào)反轉(zhuǎn)碼，1B2B編碼：“1”交替用“11”和“00”“0”用“01”

例：

11010010

1100011101010001碼型性能：1B2B碼型，與雙相碼類似定時(shí)性能：定時(shí)信息豐富，無相位不確定問題可實(shí)現(xiàn)性：易于實(shí)現(xiàn)糾錯(cuò)性能：10為禁用碼組，不會(huì)出現(xiàn)3個(gè)以上連碼，可用于宏觀糾錯(cuò)典型應(yīng)用：ITU推薦為PCM四次群接口碼型，低速光傳輸48CMI碼的功率譜功率譜主瓣寬度是2fs，含離散的時(shí)鐘分量及其奇次諧波分量，無離散的直流分量f/fs49塊編碼(nBmB碼)概念：線路碼引入冗余碼，以帶寬的增加來確保碼型的同步和糾錯(cuò)能力把原信息碼流的n位二進(jìn)制碼作為一組，變換為m位二進(jìn)制碼作為新的碼組，m＞n由于m＞n，新碼組可能有2m種組合，故多出(2m-2n)種組合，從中選擇部分有利碼組作為許用碼組，其余為禁用碼組，以獲得好的編碼性能1B2B碼：雙相碼、延遲調(diào)制碼、CMI碼m=n+1：光纖數(shù)字傳輸系統(tǒng)，例如5B6B碼練習(xí)2：已知消息代碼是10000000011000011100，請將其編成如下的碼型，并畫出波形AMI碼(規(guī)定第一個(gè)“1”編為+1)HDB3碼(規(guī)定第一個(gè)“1”編為+1，第一個(gè)V編為+V)數(shù)字雙相碼信號(hào)波形：AMI碼和HDB3碼為半占空比脈沖，雙相碼采用雙極性脈沖502023/2/1513.數(shù)字基帶傳輸與碼間干擾！重點(diǎn)掌握的內(nèi)容52基帶系統(tǒng)各點(diǎn)波形示意圖輸入的基帶信號(hào)(單極性非歸零信號(hào))碼型變換后碼型和波形變換后，信道中的波形信道輸出接收濾波器輸出位同步脈沖恢復(fù)的信息(a)(b)(c)(d)(e)(g)(f)誤碼原因：碼間干擾信道特性不理想；加性噪聲。53數(shù)字基帶系統(tǒng)傳輸模型發(fā)送信號(hào)的帶寬為W，脈沖為gT(t)帶寬為W的理想無失真信道系統(tǒng)性能分析的任務(wù)：由于系統(tǒng)傳輸性能不完善引起的碼間干擾ISI加性噪聲引起的隨機(jī)畸變二者均會(huì)引起誤碼！接收波形為r(t)脈沖為(t){a'n}{an}發(fā)送端信道接收端54無ISI的含義：允許前一個(gè)碼蔓延到后續(xù)碼的時(shí)間區(qū)域，但在抽樣時(shí)刻（t1,t2,…)其值為零在t2時(shí)刻，若a1+a2+a3>0，誤碼！對(duì)于數(shù)字基帶信號(hào)不必整個(gè)波形都研究，只需研究特定時(shí)刻波形（因?yàn)槌闃优袥Q）碼間干擾ISI概念I(lǐng)SI：前一個(gè)碼進(jìn)入（蔓延）到后續(xù)碼的時(shí)間區(qū)域，從而對(duì)后續(xù)碼引起干擾什么原因引起ISI？平頂脈沖為何變成圓頂脈沖？55ISI系統(tǒng)的分析模型不考慮信道噪聲的作用{a'n}{an}脈沖為(t)56輸入非脈沖序列時(shí)的處理當(dāng)d(t)為某種形狀g(t)的脈沖序列時(shí)可理解為在GT()之前有一個(gè)脈沖形成網(wǎng)絡(luò)G()，G()是g(t)的傅立葉變換。于是只要把G()的影響納入到GT()中，組成新的GT()即可57設(shè)輸入到發(fā)送濾波器的是一系列脈沖序列，an為輸入符號(hào)序列，則二進(jìn)制時(shí)，an取0,1，或-1,1輸出基帶信號(hào)為：h(t)是H()的反傅立葉變換要對(duì)第k個(gè)碼元進(jìn)行判決,即應(yīng)在t=kTs+t0時(shí)刻上抽樣：(t0為系統(tǒng)時(shí)延)為消除碼間干擾，應(yīng)有：an是隨機(jī)的，要想通過各項(xiàng)相互抵消使碼間串?dāng)_為0是不行的，這就需要對(duì)h(t)的波形提出要求系統(tǒng)分析第k個(gè)碼元波形的抽樣值，確定ak的依據(jù)除第k個(gè)碼元以外的其它碼元波形在第k個(gè)抽樣時(shí)刻上的總和，碼間串?dāng)_值有哪些方法？2023/2/1584.無碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性！重點(diǎn)掌握的內(nèi)容59消除碼間串?dāng)_的基本思想如何設(shè)計(jì)傳輸波形如何設(shè)計(jì)基帶傳輸總特性H()前一個(gè)碼元的波形到達(dá)后一個(gè)碼元抽樣判決時(shí)刻時(shí)已經(jīng)衰減到0，不易實(shí)現(xiàn)（如圖a）前一個(gè)碼元的波形到達(dá)后面碼元抽樣判決時(shí)刻上正好為0，就能消除碼間串?dāng)_（如圖b）60無ISI系統(tǒng)的時(shí)域條件奈奎斯特第一準(zhǔn)則：抽樣值無失真若系統(tǒng)總時(shí)域響應(yīng)滿足下式條件，即可消除ISI即h(t)的值除t=0時(shí)刻不為零外，在其他抽樣點(diǎn)上均為零(假定系統(tǒng)時(shí)延t0=0)注：Ts是碼元間隔61無ISI系統(tǒng)的頻域條件奈奎斯特第一準(zhǔn)則:直接內(nèi)涵：切斷、平移、疊加，即把系統(tǒng)總頻率特性H()以為寬度切成一段段，然后把各段均平移到

范圍內(nèi)，再疊加，其和應(yīng)為常數(shù)。物理意義：等效低通特性i=0，±1；±2……注：時(shí)域條件和頻域條件是等價(jià)的，具體采用那種，視具體情況而定。無ISI傳輸?shù)臈l件演示（見圖6-11）把上式的積分區(qū)間用分段積分代替，每段長為2π/Ts，則上式可寫成作變量代換：令ω′=ω-，則有dω′=dω,ω=ω′+。且當(dāng)ω=時(shí)，ω′=，于是奈奎斯特第一準(zhǔn)則的推導(dǎo)當(dāng)上式之和一致收斂時(shí)，求和與積分的次序可以互換，于是有由傅里葉級(jí)數(shù)可知，若F(ω)是周期為2π/Ts的頻率函數(shù)，則可用指數(shù)型傅里葉級(jí)數(shù)表示將無碼間串?dāng)_時(shí)域條件帶入上式，便可得到無碼間串?dāng)_時(shí)，基帶傳輸特性應(yīng)滿足的頻域條件：

或者寫成：64奈奎斯特第一準(zhǔn)則的應(yīng)用例6–6

某基帶傳輸系統(tǒng)的總頻率特性H(f)為理想低通特性，試從時(shí)域和頻域來分析Ts和fN之間滿足何種關(guān)系時(shí)才不出現(xiàn)ISI。（1）時(shí)域分析：（2）頻域分析：奈奎斯特第一準(zhǔn)則改寫為：取Ts為不同的值（K取不同的值），將H(f)以fs

為寬度切斷、平移、疊加，最后考察相加結(jié)果在范圍內(nèi)是否為常數(shù)，即可決定是否存在ISI。注：fs=1/Ts是碼元速率69無ISI系統(tǒng)之一---理想低通系統(tǒng)---滿足抽樣點(diǎn)處無ISI頻域條件(i=0)---滿足抽樣點(diǎn)處無ISI的時(shí)域條件

h(t)在各抽樣點(diǎn)處的值為0。當(dāng)發(fā)送序列的間隔為Ts時(shí)正好巧妙地利用了這些零點(diǎn)實(shí)現(xiàn)了無碼間串?dāng)_傳輸。70對(duì)理想低通濾波器，只要按Ts抽樣，即可消除ISI；滿足該條件的：碼元間隔Ts---奈奎斯特間隔；碼元速率RB=1/Ts---奈奎斯特速率；低通濾波器的上限頻率fN=1/2Ts---奈奎斯特帶寬（N=/Ts）頻帶利用率：這是無ISI條件下所能達(dá)到的最大值；當(dāng)抽樣間隔為kTs時(shí)，亦不會(huì)產(chǎn)生ISI，但B會(huì)減小：評(píng)價(jià)：優(yōu)點(diǎn)：B高；缺點(diǎn)：理想系統(tǒng)無法實(shí)現(xiàn)；h(t)“尾巴”很長，衰減太慢，當(dāng)定時(shí)存在偏差時(shí)，會(huì)出現(xiàn)嚴(yán)重的ISI結(jié)論為什么呢？71原因分析h(t)原來問題出在這里最大頻帶利用率時(shí)，h(t)隨時(shí)間以1/t衰減，這種衰減太慢了！時(shí)域的慢衰減與頻譜的銳截止有關(guān)！72解決辦法滾降型的頻譜

H(f)頻譜平滑下降，時(shí)域h(t)會(huì)快速衰減代價(jià)：多占用帶寬（因?yàn)橥瑫r(shí)考慮無ISI）頻譜直線滾降，則h(t)按1/t2衰減rollingoff滾降73三角形頻譜及其沖擊響應(yīng)h(t)h(t)隨時(shí)間以1/t2衰減，衰減加快74fN2fN4fN4fN2fN2fN無ISI系統(tǒng)之二---滾降系統(tǒng)滾降特性（對(duì)應(yīng)頻域準(zhǔn)則中i=0,±1）滾降系數(shù)：不同的有不同的滾降特性越大，h(t)尾巴衰減越快75滾降系統(tǒng)的H()特性的驗(yàn)證疊加區(qū)間為（-N,N

）76對(duì)于01，有如下結(jié)論：滾降特性亦可消除ISI，其條件與理想低通濾波器相同(=0)，N是滾降段中心頻率；帶寬：頻帶利用率：評(píng)價(jià)：優(yōu)點(diǎn)：可實(shí)現(xiàn)，且對(duì)位定時(shí)的精度要求降低缺點(diǎn)：帶寬加大，因而頻帶利用率降低滾降系統(tǒng)有多種，直線滾降、三角形特性、余弦滾降等結(jié)論77升余弦滾降系統(tǒng)（頻域）=1，B=2fN，B=1Bd/Hz；fN2fN4fN4fN2fN2fN除抽樣點(diǎn)t=0時(shí)不為零外，其余樣點(diǎn)均為零；兩樣點(diǎn)之間還有一個(gè)零點(diǎn)；“尾巴”衰減快(1/t3)，有利于減小碼間干擾和位定時(shí)誤差的影響例6–7

假設(shè)數(shù)字基帶系統(tǒng)具有如圖的三角傳輸函數(shù)

(1)求系統(tǒng)接收濾波器的輸出基本脈沖的時(shí)間表達(dá)式

(2)基帶信號(hào)的傳碼率RB=ω0/π時(shí)，能否實(shí)現(xiàn)無ISI傳輸?（1）時(shí)域分析：不滿足條件，有串?dāng)_（2）基帶信號(hào)的傳碼率RB=ω0/π時(shí)，能否實(shí)現(xiàn)無ISI傳輸?

奈奎斯特第一準(zhǔn)則:(1)能；(3)不能；例6–8

設(shè)基帶傳輸系統(tǒng)的總特性為H()，要求以2/T的速率進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸，以下各種H()能否滿足抽樣點(diǎn)上無ISI的條件？(2)不能(4)能例6-9

為傳送碼元速率RB=103Baud的數(shù)字基帶信號(hào)，試問采用圖中何種傳輸特性較好？性能好壞從三個(gè)方面考察：1）頻帶利用率2）沖擊響應(yīng)“尾巴”衰減快慢3）實(shí)現(xiàn)的難易程度 用奈奎斯特定理判斷是否滿足無ISI要求。疊加區(qū)間：(-0.5×103,0.5×103)Hz或

(-1×103,1×103)rad/sa、b、c均滿足無ISI要求

(1)a的帶寬；B=4×103rad/s=2×103Hz

頻帶利用率=RB/B=0.5Baud/Hz(2)b的帶寬：B=2×103rad/s=1×103Hz頻帶利用率=RB/B=1Baud/Hz(3)c的帶寬：B=2×103rad/s=1×103Hz

頻帶利用率=RB/B=1Baud/Hz從頻帶利用率考慮：選b、c從其沖激響應(yīng)看，選a、c（其尾巴衰減較快）

a:h(t)=2103S2a(2103t)b:h(t)=2103Sa(2103t)c:h(t)=103S2a(2103t)從實(shí)現(xiàn)難易看，選a、c（b為理想低通）RB=103Baud2023/2/1835.基帶傳輸系統(tǒng)的抗噪聲性能！掌握的內(nèi)容84數(shù)字基帶傳輸中需解決的3個(gè)問題碼型編譯碼問題（體現(xiàn)在碼型編譯碼器中）“編碼”泛指一切從一個(gè)序列映射到另一個(gè)數(shù)字序列的映射。包括壓縮數(shù)據(jù)（信源編碼）、加密、抵抗噪聲（信道編碼）、擴(kuò)頻通信、控制功率譜密度、有利同步等等。如何消除ISI問題（體現(xiàn)在發(fā)送濾波、信道和接收濾波中）信道噪聲對(duì)誤碼率的影響85抗噪聲性能分析模型本節(jié)討論基帶系統(tǒng)疊加噪聲后的抗噪聲性能即在無碼間干擾時(shí)，有加性高斯噪聲造成的錯(cuò)誤判決的概率(a)

無ISI又無噪聲，無差錯(cuò)傳輸(b)無ISI但有噪聲，出現(xiàn)錯(cuò)判，帶“×”的碼元就是錯(cuò)碼86對(duì)于雙極性基帶信號(hào)，在一個(gè)碼元時(shí)間內(nèi)，抽樣判決器輸入端的波形：二進(jìn)制雙極性系統(tǒng)加入加性高斯噪聲后，會(huì)造成誤碼。設(shè)加性噪聲為平穩(wěn)高斯隨機(jī)噪聲，均值為0、方差為2，則：所以，發(fā)1和發(fā)0的概率密度函數(shù)為：誤碼率最終由A,σ2n和門限Vd決定。在A和σ2n一定的條件下，可以找到一個(gè)使誤碼率最小的判決門限電平，這個(gè)門限電平稱為最佳門限電平。若令：則可求得最佳門限電平：當(dāng)P(1)=P(0)=1/2時(shí)，V*d=0。這時(shí),基帶傳輸系統(tǒng)總誤碼率為：結(jié)論：采用雙極性基帶波形時(shí)，在發(fā)送概率相等，且在最佳門限電平下，系統(tǒng)的總誤碼率僅依賴于信號(hào)峰值A(chǔ)與噪聲均方根值n的比值,而與采用什么樣的信號(hào)形式無關(guān)必須是無ISI的89二進(jìn)制單極性系統(tǒng)單極性信號(hào),電平取值為+A（“1”）或0（“0”）。因此，發(fā)“0”碼時(shí)，只需將f0(x)曲線的分布中心由-A移到0即可結(jié)論：1）單極性基帶系統(tǒng)的抗噪聲性能不如雙極性基帶系統(tǒng)；2）單極性的最佳判決門限電平（A/2）會(huì)隨信道特性發(fā)生變化，從而導(dǎo)致誤碼率增大。遞減函數(shù)2023/2/1906.眼圖！理解的內(nèi)容91意義及實(shí)驗(yàn)方法意義：碼間干擾不能完全避免，定量分析（數(shù)學(xué)）非常困難，實(shí)際中使用實(shí)驗(yàn)手段估計(jì)系統(tǒng)性能——眼圖實(shí)驗(yàn)方法：用示波器跨接于輸出，使水平掃描與碼元周期同步，即得到“眼圖”方法原理：把部分碼元搬移到同一碼元處疊加，觀察其波形重疊情況特點(diǎn)：二進(jìn)制信號(hào)結(jié)果很像眼睛作用：觀察碼間干擾和噪聲影響、估計(jì)系統(tǒng)性能優(yōu)劣程度（眼圖的線條越清晰，“眼睛”張開度越大，且眼圖越端正，表示碼間串?dāng)_越小,反之，表示碼間串?dāng)_越大）眼圖形成原理濾波器設(shè)計(jì)誤差信道特性是變化的92眼圖波形無碼間干擾的波形特點(diǎn)：碼元疊加后完全重合，圖形細(xì)而清晰，像張開的眼睛中心橫軸即為最佳判決門限電平特點(diǎn)：碼元疊加后不完全重合，圖形粗而模糊，像閉合的眼睛可以用眼圖張開的大小反映碼間干擾的強(qiáng)弱，若有噪聲眼圖更不清晰、張開更小有碼間干擾的波形93眼圖與系統(tǒng)性能的關(guān)系

眼圖的模型

（1）最佳抽樣點(diǎn)（時(shí)刻）：位于“眼睛”張開最大處（2）判決門限電平：中心橫軸位置（3）畸變范圍：眼圖的陰影區(qū)域（垂直高度）（4）對(duì)定時(shí)誤差的靈敏度：斜邊的斜率，越陡越靈敏（5）噪聲容限：在抽樣時(shí)刻上，上下陰影區(qū)間隔距離的一半94眼圖照片(a)和(b)分別是二進(jìn)制升余弦頻譜信號(hào)在示波器上顯示的兩張眼圖照片。

(a)是在幾乎無噪聲和無碼間干擾下得到的(b)則是在一定噪聲和碼間干擾下得到的2023/2/1957.部分響應(yīng)和時(shí)域均衡！了解的內(nèi)容96無ISI系統(tǒng)之三---部分響應(yīng)系統(tǒng)問題的提出使用滾降系數(shù)為α的升余弦濾波器進(jìn)行數(shù)字信號(hào)發(fā)送、接收，帶寬比極限帶寬fs/2多用α倍，頻帶利用率降低為2/(1+α)Baud/Hz有些情況下，帶寬的制約因素非常嚴(yán)重，需要盡可能的提高頻帶利用率部分響應(yīng)系統(tǒng)奈奎斯特第二準(zhǔn)則:有控制地在某些碼元抽樣時(shí)刻引入碼間干擾（用預(yù)編碼去除干擾），而在其余碼元抽樣時(shí)刻無碼間干擾，就能使頻帶利用率達(dá)到理論上的最大值2Bd/Hz，同時(shí)又可以降低對(duì)位定時(shí)精度的要求。把這種波形稱為部分響應(yīng)波形。利用部分響應(yīng)波形進(jìn)行傳送的基帶傳輸系統(tǒng)稱為部分響應(yīng)系統(tǒng)97第Ⅰ類部分響應(yīng)波形用兩個(gè)相隔一個(gè)碼元的sin(x)/x合成波代替sin(x)/x，“拖尾”衰減加快(與t2成反比)；頻譜有緩變的滾降過渡特性，頻譜限制在（-Ts,Ts

）內(nèi)帶寬、頻帶利用率與理想低通相同若用g(t)作為傳送波形，且碼元間隔為Ts：例：設(shè)輸入的二進(jìn)制碼元序列為{ak}，并設(shè)ak的取值為+1,-1。當(dāng)發(fā)送碼元ak時(shí)，接收波形g(t)在第k個(gè)時(shí)刻上獲得的樣值Ck應(yīng)是ak與前一碼元在第k個(gè)時(shí)刻上留下的串?dāng)_值之和，即Ck只有三種取值：0,-2,+2若ak-1已判定，則可由Ck得到ak在抽樣時(shí)刻上僅發(fā)生發(fā)送碼元的樣值受前一碼元的相同幅度樣值的串?dāng)_——固定串?dāng)_（確定的,可控的，在收端可以消除掉，故仍可按1／Ts傳輸速率傳送碼元）產(chǎn)生新的抽樣值即“偽電平

”。由于存在前一碼元有規(guī)律的串?dāng)_，可能會(huì)造成“錯(cuò)誤傳播

”輸入信碼10110001011發(fā)送端{(lán)ak}+1-1+1+1-1-1-1+1-1+1+1

發(fā)送端{(lán)Ck}00+2

0-2-2000+2

接收的{C′k}

00+20-20×

00

0+2

恢復(fù)的{a′k}+1

–1

+1+1-1-1+1×-1×+1×

-1×

+3×錯(cuò)誤傳播

的例子對(duì)部分響應(yīng)波形的小結(jié)：1）尾巴衰減大，收斂快，對(duì)位定時(shí)和減小ISI有利；2）帶寬與理想低通濾波器一樣，頻帶利用率高（2Bd/Hz）；3）存在“固定串?dāng)_”和“錯(cuò)誤傳播”。自{C′k}出現(xiàn)錯(cuò)誤后，接收端恢復(fù)出來的{a′k}出錯(cuò);收端恢復(fù){a′k}時(shí)還必須有正確的起始值（+1）;原因：有控制地引入碼間串?dāng)_后，使原本互相獨(dú)立的碼元變成了相關(guān)碼元相關(guān)編碼100第Ⅰ類部分響應(yīng)系統(tǒng)框圖發(fā)送濾波器和接收濾波器均為LPFH()稱為余弦濾波器預(yù)編碼和相關(guān)編碼：為克服錯(cuò)誤傳播，發(fā)送端把a(bǔ)k

變成bk

，并把{bk}當(dāng)作發(fā)送濾波器的輸入碼元序列：收端對(duì)收碼C′k作模2判決，即：a′k=C′k(mod2)。ak

10110001011bk-1

0

1101111

00

1bk

11011110010Ck

0+200+2+2+2

0-2

0

0C′k

0+200+2+2+200×

00a′k

101100011×11ak、bk為雙極性碼，取值為1103一般部分響應(yīng)系統(tǒng)

由上面的分析可知，部分響應(yīng)的一般形式其波形可以看成N個(gè)sin(x)/x的和，其表達(dá)式為：Rm(m=0…N)為加權(quán)系數(shù)根據(jù)不同的加權(quán)系數(shù)，分成5類部分響應(yīng)系統(tǒng)各類部分響應(yīng)信號(hào)的頻譜均不超過理想低通信號(hào)的頻譜寬度，但它們的頻譜結(jié)構(gòu)和對(duì)鄰近碼元抽樣時(shí)刻的串?dāng)_不同

104五類部分響應(yīng)波形105均衡概述必要性：盡管已從理論上得出消除ISI的方法，但由于設(shè)計(jì)誤差以及信道特性往往未知，且可能變化等因素，實(shí)際系統(tǒng)中仍然會(huì)存在ISI，因而需要均衡均衡器：通信系統(tǒng)中，為消除ISI而加入的可調(diào)濾波器頻域均衡：校正系統(tǒng)幅頻、相頻特性，使之符合無ISI要求。其本質(zhì)實(shí)為對(duì)頻率失真進(jìn)行補(bǔ)償（直觀）。適用信道特性不變、傳輸速率較低的場合時(shí)域均衡：從時(shí)域響應(yīng)出發(fā)，使得包含均衡器在內(nèi)的總系統(tǒng)沖擊響應(yīng)滿足無ISI條件，其本質(zhì)實(shí)為校正接收波形。適用于高速數(shù)據(jù)傳輸106時(shí)域均衡功能圖示使得總的脈沖響應(yīng)y(t)能接近h(t)基帶傳輸系統(tǒng)的傳輸特性：基本原理：在接收濾波器和抽樣判決器之間插入可調(diào)濾波器T()（橫向?yàn)V波器）橫向?yàn)V波器沖激響應(yīng)：根據(jù)系統(tǒng)傳輸特性H()，設(shè)計(jì)橫向?yàn)V波器的傳輸特性（即確定Cn），理論上可消除碼間串?dāng)_時(shí)域均衡原理―1/5107時(shí)域均衡原理―2/5插入橫向?yàn)V波器后的系統(tǒng)傳輸特性：若使H′()滿足Nyquist第1準(zhǔn)則(抽樣點(diǎn)無失真)，則能消除碼間串?dāng)_。即108時(shí)域均衡原理―3/5設(shè)計(jì)橫向?yàn)V波器T()為以2/Ts為周期的周期函數(shù),即：109時(shí)域均衡原理―4/5橫向?yàn)V波器T()是周期為2/Ts的周期函數(shù)，可用傅立葉級(jí)數(shù)表示：橫向?yàn)V波器T()的沖激響應(yīng)：根據(jù)系統(tǒng)傳輸特性H(w)確定Cn，理論上能夠消除碼間串?dāng)_110時(shí)域均衡原理―5/5時(shí)域均衡功能：將輸入端（即接收濾波器輸出端）抽樣時(shí)刻上有碼間串?dāng)_的響應(yīng)波形變換成（利用它產(chǎn)生的無限多響應(yīng)波形之和）抽樣時(shí)刻上無碼間串?dāng)_的響應(yīng)波形時(shí)域均衡原理：根據(jù)系統(tǒng)傳輸特性H()，可以確定均衡器的加權(quán)系數(shù)Cn，從而實(shí)現(xiàn)信道均衡時(shí)域均衡實(shí)現(xiàn)：無限長橫向?yàn)V波器（由橫向排列的時(shí)延單元Ts和抽頭系數(shù)Cn組成）理論上可完全消除抽樣時(shí)刻上的碼間串?dāng)_橫向?yàn)V波器特性完全決定于抽頭系數(shù)Cn，不同Cn對(duì)應(yīng)不同T(ω)抽頭系數(shù)通常設(shè)計(jì)成可調(diào)類型，使系統(tǒng)時(shí)域響應(yīng)可以隨時(shí)修正111有限長橫向?yàn)V波器的設(shè)計(jì)―1/3問題提出無限長橫向?yàn)V波器無法實(shí)現(xiàn)抽頭系數(shù)的調(diào)整精度受限制有限長橫向?yàn)V波器的設(shè)計(jì)思路112有限長橫向?yàn)V波器的設(shè)計(jì)―2/3有限長橫向?yàn)V波器的設(shè)計(jì)分析橫向?yàn)V波器沖激響應(yīng)和頻率特性：不考慮系統(tǒng)噪聲，2N+1抽頭橫向?yàn)V波器輸入輸出特性：在抽樣時(shí)刻t=kTs的濾波器響應(yīng)：除y0以外，yk均屬波形失真引起的碼間串?dāng)_給定輸入波形x(t)時(shí)，調(diào)整Ci使指定的yk為零容易實(shí)現(xiàn)；但使所有的yk（除k＝0外）均為零相當(dāng)困難有限長度的設(shè)計(jì)宗旨是使碼間串?dāng)_盡可能低，而不是完全消除t=kTst0=0，對(duì)應(yīng)于時(shí)間原點(diǎn)處于濾波器中心點(diǎn)（即C0處）113有限長橫向?yàn)V波器的設(shè)計(jì)―3/3有限長橫向?yàn)V波器均衡準(zhǔn)則有限長橫向?yàn)V波器的設(shè)計(jì)宗旨是使碼間串?dāng)_盡可能低，而非完全消除碼間串?dāng)_，故其輸出存在殘余失真殘余失真可采用峰值失真和均方失真來度量：峰值失真定義：均方失真定義：有限長橫向?yàn)V波器的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則：峰值失真準(zhǔn)則：調(diào)整濾波器抽頭系數(shù)使峰值失真最小均方失真準(zhǔn)則：調(diào)整濾波器抽頭系數(shù)使均方失真最小峰值失真D是碼間串?dāng)_最大可能值與有用信號(hào)樣值之比114迫零均衡器的實(shí)現(xiàn)―1/5迫零原理：給定輸入序列{xk}時(shí)，據(jù)下式方程設(shè)計(jì)調(diào)整抽頭參數(shù)Ci，可迫使均衡器輸出的各抽樣值yk（k≠0）為零。這種調(diào)整稱為“迫零”調(diào)整，所設(shè)計(jì)的均衡器稱為“迫零”均衡器115矩陣形式迫零均衡器的實(shí)現(xiàn)―2/5設(shè)計(jì)準(zhǔn)則：采用最小峰值失真準(zhǔn)則迫零算法（最小峰值法）：已知輸入{xk}，求解線性方程可得{Ck}條件：初始失真D0<1，即表示信號(hào)均衡前，碼間串?dāng)_不足以使眼圖完全閉合效果：通過調(diào)整抽頭參數(shù)（即抽頭增益）{Ck}，迫使y0前后各抽樣點(diǎn)無碼間串?dāng)_，即D取最小值最小峰值法的缺陷初始輸入的限制：必須限制初始失真（D0<1）調(diào)整能力的缺陷：根據(jù)初始信號(hào)輸入來確定抽頭參數(shù)，屬預(yù)置式方案，不能隨輸入信號(hào)變化而調(diào)整，從而造成均衡效果的劣化。對(duì)數(shù)字信號(hào)（即隨機(jī)序列）其局限性尤為明顯，需進(jìn)行方案改進(jìn)116迫零均衡器的實(shí)現(xiàn)―3/5實(shí)現(xiàn)方案——預(yù)置式自動(dòng)均衡器：采用極性脈沖檢測方案實(shí)現(xiàn)均