第四章直流變換電路

2023/2/2上海理工大學YWH12023/2/21第四章直流變換電路2023/2/2上海理工大學YWH22023/2/224.1概述

在直流變換中不產生電能形式的變化，只產生直流電能參數(shù)(如電壓的幅值和極性)的改變。凡將直流電能參數(shù)加以變換的電路泛稱為直流變換電路。直流變換電路的種類較多，具體分類可以參閱參考書P96，此處不再重復。2023/2/2上海理工大學YWH32023/2/23概述

凡輸出電壓平均值低于其輸入電壓平均值的電路稱為降壓型電路；相反則稱為升壓型電路；若可降可升則稱為升/降壓型電路。當變換電路出端電壓和電流平均值只維持一種極性時稱為單象限電路，若負載為直流電動機，則電動機僅運行于正轉電動狀態(tài)，構成不可逆調速系統(tǒng)；當出端電壓或電流平均值極性為可變時稱為雙象限電路，若負載為直流電動機，則可工作于電動和制動兩種狀態(tài)。2023/2/2上海理工大學YWH42023/2/24概述

當變換電路出端電壓和電流平均值極性均為可變時稱四象限電路。利用該電路可構成直流可逆調速系統(tǒng)。單象限電路是最基本的電路。而多象限電路是利用不同電路拓撲的單象限電路復合而成，例如電流雙象限電路是利用兩個不同的單象限電路復合而成等。2023/2/2上海理工大學YWH52023/2/25概述

為了減小入端電流的諧波含量，對大容量電路可采用多重結構，當變換電路由一個基本電路組成時稱為單重電路；當變換電路由N個結構相同的基本電并聯(lián)組成時稱為N重電路，由于各基本電路開關頻率相同，但以時差T/N分別工作，故入端電流的重復頻率是器件開關頻率的N倍，故其諧波含量遠低于單相電路。由此可見，多象限電路和多重電路都是組合電路，多重電路將在后面討論。2023/2/2上海理工大學YWH62023/2/264.1.1直流變換電路的基本用途

直流變換電路可用于構成直流調速電源和開關電源等。

一、直流調速電源傳統(tǒng)的直流調速電源由相控式整流電路構成，但存在深控下網側功率因數(shù)低；功率密度低和系統(tǒng)快速性差等缺點。PWM直流變換電路能夠克服相控電路存在的缺點。因而更適合于車輛電力傳動和各種伺服系統(tǒng)。2023/2/2上海理工大學YWH72023/2/27二、開關電源

小容量直流穩(wěn)壓電源的傳統(tǒng)形式是串聯(lián)線性型電源。這種電源存在效率低，功率密度低，系統(tǒng)快速性差等缺點。由于開關電源頻率較高的開關斬控方式，開關電源克服了傳統(tǒng)直流電源的缺點，所以得到廣泛的應用。2023/2/2上海理工大學YWH82023/2/284.2單象限降壓型電路

單相限降壓電路，部分同學已經學過，但以前著重于器件的開關過程分析。并未涉及電路的其他性能，該電路在有關資料中也稱為Buck電路。單象限降壓型電路如下圖所示。這里再簡單介紹一下。2023/2/2上海理工大學YWH92023/2/29一、工作原理

CCM(電流連續(xù)）下的電量波形。r=0D<12023/2/2上海理工大學YWH102023/2/210工作原理

DCM(電流不連續(xù)）下的電量波形。r=0D<12023/2/2上海理工大學YWH112023/2/211二、開環(huán)外特性開環(huán)外特見P99圖2—22023/2/2上海理工大學YWH122023/2/2124.3單象限升壓型電路

CCM時電量波形，rd=0,uL在一個周期中平均值為零。2023/2/2上海理工大學YWH132023/2/2134.4DC—DC的PWM控制

控制電路是根據采用的控制策略對控制信號(含主令信號和反饋信號)進行生成、處理后形成合乎要求的功率器件控制極信號，實現(xiàn)對電能的變換和控制，因而控制電路是直流變換電路的重要部分，控制電路品質的優(yōu)劣將直接影響變換電路的性能。例如對開關電源一類產品，穩(wěn)壓精度是一個重要性能指標，它包含靜態(tài)穩(wěn)壓精度和動態(tài)品質兩部分。2023/2/2上海理工大學YWH142023/2/214

DC—DC的PWM控制（續(xù)）

靜態(tài)穩(wěn)壓精度指網壓、負載和環(huán)境溫度變化(在給定的范圍內)時輸出電壓偏離其規(guī)定值的幅度；動態(tài)品質指在外擾為突變時輸出電壓的超調量和響應時間，這些指標均與控制電路的性能有關。2023/2/2上海理工大學YWH152023/2/2154.4.1單象限變換電路的控制結構

目前應用最廣的控制方式是PWM控制方式，為了維持輸出電壓穩(wěn)定最常采用的是電壓負反饋，因此PWM直流變換電路的結構圖如左圖所示。下面對圖中各單元功能簡單介紹。1—直流電源；2—功率開關主電路；3—輸出濾波電路；4—負載；5—驅動電路；6—檢壓電路；7—電壓調節(jié)器；8—PWM信號生成電路；9—振蕩器；10—分相電路；11—電壓給定2023/2/2上海理工大學YWH162023/2/216振蕩器9

振蕩器產生重復頻率恒定的脈沖信號，它作為時間比較的基準，其頻率決定了主電路功率器件的開關頻率。對一般開關電源，對振蕩器頻率穩(wěn)定度要求不高。2023/2/2上海理工大學YWH172023/2/217電壓調節(jié)器7

電壓調節(jié)器的功能是對反饋電壓與給定電壓間的偏差信號進行處理，由具有運算能力的直流放大器(如PID運放器)實現(xiàn)。2023/2/2上海理工大學YWH182023/2/218PWM信號生成電路8

PWM信號生成電路一般包含斜波電壓發(fā)生器(鋸齒波或三角波)和電壓比較器兩部分，斜波電壓uc的頻率受控于振蕩器，它與來自電壓調節(jié)器7輸出信號uc一起加到電壓比較器的入端，比較器的輸出即為PWM信號。2023/2/2上海理工大學YWH192023/2/219分相電路10

分相電路的作用是將單列的PWM信號分相，以適應主電路結構對控制信號的要求，例如對半橋結構就要求將PWM信號分成相位互補的雙列信號以分別控制橋上下臂器件。顯然，對于單象限降壓電路這種單管結構就無需分相電路。2023/2/2上海理工大學YWH202023/2/220驅動電路5

驅動電路的作用是將來自分相電路的PWM信號參數(shù)進行處理使之能達到功率器件控制極的要求，并與功率器件柵極直接相連。2023/2/2上海理工大學YWH212023/2/221檢壓電路6

檢壓電路的功能是對輸出電壓進行采樣以形成反饋信號。2023/2/2上海理工大學YWH222023/2/222控制電路的保護功能

作為控制電路，除生成正常工作情況下的控制信號之外，還應該在各種故障狀態(tài)下及時抑制故障電流，防止故障擴大，以免危及主電路元器件安全。這些保護功能可包含在驅動電路中，也可在控制電路中單獨設置。為避免開機時的電流沖擊，變換電路必須采用軟起動方式?？刂齐娐窇ＷC予以實現(xiàn)。2023/2/2上海理工大學YWH232023/2/223集成式PWM控制芯片

早期控制電路是分立式的，隨著電子技術的進步，近年來已發(fā)展了各種集成式PWM控制芯片，它們包含上述各種功能，只需外接少量元器件就可工作。這不僅簡化設計，還大幅度減少元器件數(shù)量、連線和焊點。使變換電路的可靠性明顯提高。2023/2/2上海理工大學YWH242023/2/224集成式PWM控制芯片在國際市場上，最先出現(xiàn)的是Motorola公司生產的MC3420和SiliconGeneral公司生產的SG3524等芯片，爾后制造廠家又推出性能更好，功能更強的控制器。2023/2/2上海理工大學YWH252023/2/2254.4.2SG1525控制的直流不可逆調速系統(tǒng)主電路采用降壓型單象限電路如圖所示。緩沖電路2023/2/2上海理工大學YWH262023/2/226一、集成PWM控制芯片SGl525的功能分析

上圖是SGl525的內部結構

1—基準電壓源；2—振蕩電路；3—誤差放大器；4A--PWM比較器；4B--PWM鎖存器；

5—分相電路；6—輸出電路；7—欠電壓封鎖；8—組合門。圖例：◎—輸出；⊙—輸入；②—外接元器件。2023/2/2上海理工大學YWH272023/2/2271)基準電壓源1

基準電壓源是一個三端穩(wěn)壓電路，其輸入電壓Ucc1可在8～35V間變化，通常采用+15V，而輸出電壓UST=5.1V，精度為±1％，采用溫度補償，可作為芯片內部電路的電源；也可向芯片外圍電路提供標準電源，向外輸出電流可達40mA并設有過電流保護電路。2023/2/2上海理工大學YWH282023/2/2282)振蕩電路2

由一個雙門限比較器，一個恒流源和電容充放電電路組成，其外接元件如圖2—4所示。比較器的兩個門限電壓均從基準電壓源取得。其高門限UH=3.9V，低門限UL=0.9V；內部恒流源向CT充電，其端壓uc線性上升，構成鋸齒波的上升沿，當uc=UH時使比較器動作，充電過程結束，上升時間t1為:2023/2/2上海理工大學YWH292023/2/229振蕩電路2比較器動作使放電電路接通，CT放電，uc下降并構成鋸齒波下降沿，當uc=UL時。比較器再次動作，放電過程結束，完成一個工作循環(huán)，下降時間t2為可表為：

鋸齒波的重復周期T為：2023/2/2上海理工大學YWH302023/2/23)誤差放大器3

由兩級差分放大器構成，其直流開環(huán)電壓放大倍數(shù)為70dB左右，電壓反饋信號uf從腳1接至放大器反相輸入端，放大器的同相輸入端接電壓給定值uR(由基準電壓UST分得)，根據系統(tǒng)穩(wěn)壓性能要求，放大器出入端之間接有校正網絡(R1和C1)以構成PI電壓調節(jié)器。2023/2/2上海理工大學YWH312023/2/2314)PWM信號生成電路4

該電路包含比較器4A和鎖存器4B，比較器4A的反相端接誤差放大器的輸出信號ue。而振蕩器2的輸出信號uc則加到比較器4A的同相輸入端，4A的輸出信號即為PWM信號，該信號經鎖存器4B鎖存。它使PWM電路的輸出信號up僅對誤差信號uc產生響應，從而屏蔽環(huán)境噪聲干擾。2023/2/2上海理工大學YWH322023/2/2325)分相電路5

由觸發(fā)器構成，其輸入信號為時鐘信號uK，并用uK前沿觸發(fā)，輸出電壓為重復頻率減半的方波Q和，其相位互補。2023/2/2上海理工大學YWH332023/2/2336)輸出電路6由圖可見，輸出為兩組結構相同的功放電路，驅動電源電壓Ucc2=+15V，輸出正柵壓Ug1=15V，可驅動兩只MOSFET或IGBT，輸出電路由組合門8A和8B控制，該門輸出兩組相位互差180°的脈沖(uA和uB和)，分別加到功放電路的入端，組合門共4個輸入號。2023/2/2上海理工大學YWH342023/2/234二、電路原理分析

左圖是SG1525芯片的各點電壓波形，從電壓調節(jié)器輸出信號ue。和鋸齒波uc的交點可得到單列PWM信號up,其低位的持續(xù)時間與uc<ue相對應。在uc幅值恒定條件下,ue值越高則up的低位期越長。2023/2/2上海理工大學YWH352023/2/235電路原理分析

圖中的時區(qū)A對應于ue值較低的工況，由圖可見，輸出電壓uA和uB的脈寬τ1很窄、uA和uB間的死區(qū)時間τs1很長；2023/2/2上海理工大學YWH362023/2/236(2)電路原理分析而時區(qū)B則對應于ue值很高的工況。由圖可見，輸出電壓uA和uB的脈寬τ2很寬。死區(qū)時間τs2接近于uK的脈寬t2。由此可見，如果沒有uK的設置，時區(qū)B中電路將由于uA和uB的死區(qū)時間τs過窄而產生主電路中上下橋臂器件的共態(tài)導通，導致直流電源短路。ukup2023/2/2上海理工大學YWH372023/2/237SG1525其它功能為保證調速系統(tǒng)正常工作，除上述控制功能之外，SG1525還有以下功能。

1)軟起動功能；

2)欠電壓保護；3)故障封鎖；4)死區(qū)寬度調節(jié)；2023/2/2上海理工大學YWH382023/2/2381)軟起動功能

一是直流電動機負載的起動電流過大；另一方面起動時，輸出電壓尚未建立，無反饋信號，誤差放大器輸出電壓ue很高,up脈寬很寬，相應的直流輸出電壓很高。2023/2/2上海理工大學YWH392023/2/239軟起動功能為此在腳8并聯(lián)電容Cso，其端壓USO接向PWM信號比較器4A的反相輸入端，這樣起動時4A反相端所有輸入信號均被uSO鉗位，uSO由于Cso被恒流充電從零緩升,up的脈寬τ也由窄到寬逐漸增加，相當于由時區(qū)A緩變到時區(qū)B。2023/2/2上海理工大學YWH402023/2/2402)欠電壓保護

控制電路的直流電壓Ucc1因故下降時，電路各部分工作便會失常，輸出級信號異常時將損壞主電路功率器件，故應封鎖控制信號，設定當Ucc1≤7V時，使左圖中電路7輸出置高位并加到組合門8A入端以封鎖PWM脈沖信號輸出。2023/2/2上海理工大學YWH412023/2/2413)故障封鎖

當調速系統(tǒng)發(fā)生過電流、過電壓和超溫等故障時，必須迅速封鎖PWM脈沖信號以保護功率器件安全，上述故障都以高電平信號uFu加到SG1525腳10，該信號將直接送到組合門輸入端并使V5導通，電容Cso沿V5放電，電路4A反相人端被鉗至低位，并保持封鎖狀態(tài)。2023/2/2上海理工大學YWH422023/2/2424)死區(qū)寬度調節(jié)

系統(tǒng)需要的死區(qū)時間τs將隨主電路功率器件的開關速度、緩沖電路參數(shù)和負載電流變化范圍而異，故需要根據具體情況進行調節(jié)。改變電阻RD即可調節(jié)t2,從而改變死區(qū)寬度τs。由于SG1525輸出峰值電流只有400mA，對于容量較大的主電路器件，為了提高輸出能力再加接驅動電路D,如圖2-4所示。2023/2/2上海理工大學YWH432023/2/243三、調速原理

在直流電源電壓Ud、磁通Φ、等效內阻ro和負載電流Io不變的條件下，電動機轉速n隨占空比D變化，即改變給定值uR就可以改變速度n。因為在穩(wěn)態(tài)下，電壓調節(jié)器的入端誤差電壓應為零，即Δu=uR-uf=0假定需要提高速度，即增大給定值uR，由上式應有Δu>0，PI調節(jié)器立即對此誤差電壓進行比例積分運算。于是輸出電壓ue在原來的數(shù)值上增大，由圖2-6可見，uA和uB的脈寬τ增大。也即占空比增大，使n上升，由于n升高(即電樞電壓升高)，反饋電壓uf也增大，直至與uR相等。PI調節(jié)器的輸出電壓才停止增長，系統(tǒng)穩(wěn)定在新的工作點上(指圖2-2的外特性)。2023/2/2上海理工大學YWH442023/2/244三、調速原理

在給定值uR確定之后，就希望系統(tǒng)按照相對應的轉速穩(wěn)定運行。除占空比D外，Ud和Io的變化都會使n值改變，影響穩(wěn)速運行，這自然是不希望的，實際上由于電壓負反饋的作用使系統(tǒng)能在外擾(Ud和Io的變化)下保持恒速運行，假定負載電流Io減小,若D值保持不變則轉速將相應上升，即輸出電壓上升，反饋電壓uf增大,Δu<0，PI調節(jié)器反向積分，其輸出電壓ue。在原來數(shù)值上下降并使輸出電壓uA和uB的脈寬縮小使n下降，直至uf=uR，系統(tǒng)重新回到原來的轉速并以較小的D值在新的工作點上工作。2023/2/2上海理工大學YWH452023/2/2454.5單象限隔離型電路

隔離型電路指輸入與輸出間具有電隔離的直流變換電路，實現(xiàn)電隔離最常的方法是采用磁耦合，即帶有輸出變壓器。隔離型電路種類很多，如按功率器控制極信號來源可分為他勵式和自勵式，前者信號來自獨立信號源，而后者則自輸出變壓器的反饋繞組；如按輸出變壓器繞組極性可分為反激式和正激式，前者一、二次繞組極性相反，后者則相同；如按電路結構不同可分為單端、推挽橋式電路等。所謂單端指僅含單個有源功率器件，本節(jié)只分析他勵式電路。2023/2/2上海理工大學YWH462023/2/2464.5.1反激式電路(Flyback電路)

單端反激式電路如圖所示，為簡單輸出變壓器T僅有一個二次繞組，如前所述，一次和二次繞組的極性相反。在反激式電路中，輸出變壓器T除了實現(xiàn)電隔離和電壓匹配之外，還有儲藏能量的作用，前者是變壓器的屬性，后者則是電感的屬性，因此有的文獻稱之為電感變壓器(反激式電路T何以具有電感屬性的原因后面詳細介紹)。2023/2/2上海理工大學YWH472023/2/2471．電流連續(xù)狀態(tài)的外特性分析(1)

假定T一次和二次繞組電感均為線性，無直流內阻，無漏感，因此有

式中，N1、N2為變壓器T為一、二次繞組匝數(shù)；L1、L2為一、二次繞組電感量。2023/2/2上海理工大學YWH482023/2/248電流連續(xù)狀態(tài)的波形

這里所指的電流連續(xù)指變壓器二次繞組電流i2的最小值I2M>0；當I2M=0時為臨界連續(xù)，此時i2的平均值I2=I2c稱為臨界連續(xù)電流；若I2<I2c,則電路處于斷續(xù)狀態(tài)。當假設變壓器副邊電流中的諧波電流完全流過電容Co,R0僅流過平均電流由此應有所以2023/2/2上海理工大學YWH492023/2/249電流連續(xù)狀態(tài)的波形

由圖可見，電路受控于直流控制信號us，其幅值Us與占空比D成比例。在時區(qū)a中，有us=Us1，D=D1，VF導通，uds=0，u1=ud；變壓器一次繞組電流i1線性上升，二次繞組電壓u2=-n21Ud，它使二極管VD反偏截止，i2=0,負載電流由Co放電維持。2023/2/2上海理工大學YWH502023/2/250電流連續(xù)狀態(tài)的(時區(qū)a)

本時區(qū)的等效電路如圖所示，圖中電量按其實際方向標出，凡與圖中正方向相同者為正。反之為負。圖中二極管VD的符號表示該器件在本時區(qū)中處于反向阻斷狀態(tài)。在本時區(qū)中，變壓器作為電感從電源吸收能量，按L1為線性的假定；在本時區(qū)一次繞組電流變化量為2023/2/2上海理工大學YWH512023/2/251電流連續(xù)狀態(tài)的（時區(qū)b)當t>D1T時為時區(qū)b，VF轉為斷態(tài)，ug=0原先存儲在L1中的能量不能突變，為維持磁通連續(xù)，變壓器T和二次繞組同名端由正變負，u2>0,迫使VD正偏導通，i2>0，電感儲能轉化為電能向負載供電和Co充電。本時區(qū)的等效電路如圖所示。2023/2/2上海理工大學YWH522023/2/252電流連續(xù)狀態(tài)的（時區(qū)b)由圖可見VD一旦導通,u2便被鉗在輸出電壓uo上，若Co值很大,u0無紋波，則u2=Uo，二次繞組中電流i2將線性下降，i2在Do1T中的變量為式中，I2m和I2M分為i2大值和最小值。2023/2/2上海理工大學YWH532023/2/253電流連續(xù)狀態(tài)的（時區(qū)b)

由圖可見，變壓器二次繞組電壓u2為不對稱交變方波，即一個開關周期中的平均值為零，據此應有：電壓增益。Av為為普遍應用方便，將上式改寫為2023/2/2上海理工大學YWH542023/2/254電流連續(xù)狀的外特性電流連續(xù)狀的外特性為

由上式可見：

1.單端反激式電路是一種升／降型電路，當D<0.5時，AV<1；D=0.5時，AV=1；D>0.5時，AV>1。

2.理想條件下，電路無內阻，輸出電壓與負載電流無關。2023/2/2上海理工大學YWH55考慮內阻時的特性

在時區(qū)a中，考慮變壓器一次側繞組電阻r1、二次側電阻r2之后有在時區(qū)a中，L1從電源吸取能量，其端壓應低于電源電壓Ud，而在時區(qū)b中，L2作為電源將儲能向電容和負載釋放，其端壓需高于負載電壓Uo。2023/2/2上海理工大學YWH56考慮內阻時的特性

考慮到電壓增益可寫成

考慮電路內阻時，電壓Uo不僅與D有關，而且與負載電流Io有關；當D=0,或D=1時，輸出電壓均為零，輸出短路時電流也不會無限增長。2023/2/2上海理工大學YWH572023/2/257電流斷續(xù)狀態(tài)的外特性電流斷續(xù)與電流連續(xù)間的臨界電流為：電流斷續(xù)的外特性不再分析，其結果為：2023/2/2上海理工大學YWH582023/2/258反激式電路的開環(huán)外特性

反激式電路的開環(huán)外特性如圖所示，圖中虛線為電流連續(xù)與斷續(xù)狀態(tài)的分界線，對應于所描述的方程，它將U-I平面劃分為連續(xù)和斷續(xù)兩個區(qū)域：虛線以右為CCM區(qū)域，由于不考慮電路內阻，輸出電壓與負載電流無關；虛線以左為DCM區(qū)域，在斷續(xù)區(qū)，特性剛度很差，相當于電路內阻很大，電路具有類似于電流源的特性。開環(huán)時，不能空載運行。2023/2/2上海理工大學YWH592023/2/2594.5.2反激式控制電路示例

下面介紹用反激式電路構成的開關電源的一個實例。該電源具有三路獨立輸出，分別提供直流電壓Uoa、Uob和Uoc,其控制電路采用集成芯片UCl840，該芯片是一種可編程序PWM控制器，適用于單端變換電路，具有開關頻率高、功能強大和外部接線簡單等特點。下面對其工作原理略加介紹。2023/2/2上海理工大學YWH602023/2/260基于UC1840的反激式三輸出開關電源

U1—UC3705(PowerMOSFET驅動電路)2023/2/2上海理工大學YWH612023/2/261一、UC1840的主要功能1)采用簡單的RC網絡設置所需工作頻率，最高可達500kHz。2)采用直流電壓ud前饋控制，提高變換電路的響應速度。3)能提供200mA的輸出電流，可直接驅動PowerMOSFET和GTR等器件。4)具有較完整的欠電壓、過電壓和過電流等保護功能。5)對PWM控制信號實現(xiàn)可編程序控制，使電路具有慢起動、軟起動和占空比鉗位等功能。

2023/2/2上海理工大學YWH622023/2/262二、UC1840的工作原理

1.PWM信號生成及調壓原理。UC1840的調壓原理由圖中的電壓調節(jié)器8、鋸齒波發(fā)生器2、PWM比較器4A和PWM鎖存器4B實現(xiàn)，最后通過輸出級Vl和V2接向驅動電路U1，U1是高速驅動電路。2023/2/2上海理工大學YWH632023/2/263UC1840的工作原理

U1適用于功率MOSFET等器件，電源電壓為5～40V，輸出電流峰值為±1.5A，平均值為±0.5A。2023/2/2上海理工大學YWH642023/2/264

輸出級由V1和V2組成，當V1導通時提供正向電流；相反，V1截止V2導通時，為被驅動器件提供低阻柵極放電通路，保證器件關斷。1.PWM信號生成及調壓原理（1）

2023/2/2上海理工大學YWH652023/2/265由圖可見，V1由驅動開關3控制，V2則由PWM鎖存器4B控制，4B是由4A出端電壓up控制；驅動開關3則由PWM比較器4A的另一出端電壓up控制。由于驅動開關3和4B自身均具反相器功能，故驅動開關3的端壓u3與up同相。PWM信號生成及調壓原理

2023/2/2上海理工大學YWH662023/2/266鎖存器4B的端壓u4B與up同相，由此可見，u3和u4B在相位上互補，以滿足V1和V2的開關時序。PWM信號生成及調壓原理

2023/2/2上海理工大學YWH672023/2/267PWM信號生成及調壓原理

由前述知，反激式電路輸出電壓Uo依賴改變占空比D得到調節(jié)，本控制器由改變電壓給定Us來改變D的大小，給定值Us從基準電壓UR分壓取得并加到電壓調節(jié)器8的同相輸入端(UC1840的端子18)。2023/2/2上海理工大學YWH682023/2/268PWM信號生成及調壓原理電壓調節(jié)器8的出端電壓ue。接到PWM比較器4A的同相入端，4A一共三個同相端信號,4A的反相輸入端接有鋸齒波電壓uc(來自鋸齒波發(fā)生器2)，與SG1525相仿,uc的上升沿作為工作沿，其重復頻率f與本機振蕩同步(振蕩器1)，其值由外接電阻RT和電容CT決定。2023/2/2上海理工大學YWH692023/2/2691.PWM信號生成及調壓原理（3）

在uc>ue的時區(qū)，u4B=up=1，u3=up=0，V1截止而V2導通；相反在

uc<ue的時區(qū)，u4B=0,u3=1，V1導通而V2截止，芯片輸出正柵壓使VF導通。可見，在uc幅值Ucm和上升率duc/dt均為恒值條件下,改變ue幅值即可改變占空比D,實現(xiàn)對Uo的調節(jié),而改變電壓調節(jié)器8的輸入端給定電壓Us可以改變ue的幅值。2023/2/2上海理工大學YWH702023/2/270控制電路采用的兩種措施

為了實現(xiàn)電壓調節(jié)以及在電網和負載變動下維持U的動態(tài)和靜態(tài)指標，控制電路采用了兩種措施。2023/2/2上海理工大學YWH712023/2/271

控制電路無專用的控制電源，在開機時，控制電壓Ucc從Ud經Ri取得；起動后，電路投入正常運行時，控制電壓改為由輸出端供給，輸出變壓器T的第4個二次繞組N5電壓uv經二極管整流和濾波接向點A成為Ucc。電壓反饋2023/2/2上海理工大學YWH722023/2/272由此可見，Ucc能反映輸出電壓Uo的變化，故可采用Ucc作為電壓反饋信號uf，由圖可見，Ucc經電阻分壓后接到PI電壓調節(jié)器8的反相輸入端。調節(jié)器8的入端電壓為ΔU=Us-uf，在穩(wěn)態(tài)下有ΔU=0，uf=Us，電路8的輸出電壓ue與輸出電壓Uo相對應。電壓反饋2023/2/2上海理工大學YWH732023/2/273電壓反饋

若人為提高給定值使us=us2，誤差電壓ΔU=(us2-uf)>0，電壓調節(jié)器8對ΔU積分，ue上升，占空比D相應增大并使Uo上升，直至ΔU=0，電路在新的輸出電壓Uo2下穩(wěn)定工作。2023/2/2上海理工大學YWH742023/2/274電壓反饋

當給定值恒定則輸出電壓應在各種外擾作用下維持恒定，例如當負載電流突增時，uo下降，uf相應下降，ΔU>0，ue正向上升并引起D值增大以阻止uo下降，于是輸出電壓在新的Io下維持恒定。其他情況與此類似。2023/2/2上海理工大學YWH752023/2/275電壓前饋

由圖可見，主電路直流電壓Ud經Rd加到鋸齒波發(fā)生器2，鋸齒波電壓uc的上升沿斜率不僅與外接電容Cd和電阻Rd有關，且與Ud成正比，即2023/2/2上海理工大學YWH762023/2/276電壓前饋

利用式(2-98)的關系可實現(xiàn)輸出電壓uo的快速調節(jié)。例如當直流電壓Ud因故突增時，輸出電壓uo將相應上升，當然通過電壓反饋環(huán)可以使uo維持恒定，但由上式可知，當Ud增大時，duc/dt相應上升，在誤差電壓ue不變條件下，PWM信號up的脈寬縮小，也即占空比D減小，從而阻止輸出電壓uo上升；式(2-98)2023/2/2上海理工大學YWH772023/2/277電壓前饋

其他情況依此類推。這種利用輸入電壓的前饋控制，對直流側擾動的響應速度遠高于輸出電壓的反饋控制，從而提高系統(tǒng)動態(tài)性能。式(2-98)2023/2/2上海理工大學YWH782023/2/2782.啟動延時和軟啟動

所謂啟動延時指在加入直流電源Ud之后一段時間里，開關管VF保持為斷態(tài)，設置這段延時的目的是為了使控制器內部供電電壓達到穩(wěn)定規(guī)定值之后，控制器才投人工作；經過啟動延時之后，電路進入軟啟動程序，設置該程序的原因是為了避免啟動時濾波電容受到過大的電流沖擊。2023/2/2上海理工大學YWH792023/2/279啟動延時程序

在控制器中專門設置一個用以實現(xiàn)啟動延時的比較器7A(該比較器兼具欠電壓保護功能)，7A的反相輸入端接給定偏置電壓URs=3V；7A的同相輸入端經Rl向電容Ci，適當選擇Ri、R2和R3值可使Ci端電壓在穩(wěn)態(tài)下為+15V，即ui=Ucc=+15V。2023/2/2上海理工大學YWH802023/2/280啟動延時程序由圖可見，7A出端電壓u7A加到信號處理電路6(該電路含多個門電路和鎖存器，負責對各比較器的輸出電壓進行邏輯加工和鎖存)，其輸出電壓u6接到鉗位晶體管V3的基極對V3的狀態(tài)進行控制。2023/2/2上海理工大學YWH812023/2/281啟動延時

由圖可見，與V3并聯(lián)的電容Cs接到比較器4A的同相輸入端(4A具有三個同相入端)。當開機時，Ci充電，ui由零逐漸上升，在ui<URs的時，7A輸出電壓u7A=0，它使u6處于高位，V3相應導通，Cs沿V3迅速放電,uy=0，因此在整個鋸齒波周期均有uc>uy，u4B=1，u3=0，芯片輸出級中V1截止，V2導通，VF處于零柵壓而關斷；2023/2/2上海理工大學YWH822023/2/282啟動延時程序

這一狀態(tài)持續(xù)到ui≥URs，7A動作，u7A=1，t6=0，V3相應關斷。ui≤URs的時段即為啟動延時間，其數(shù)值與時間常數(shù)τi=RiCi有關。2023/2/2上海理工大學YWH832023/2/283軟啟動程序

當V3關斷，啟動延時程序結束，軟啟動程序開始，電容Cs沿電源Ucc充電，其端電壓uy逐漸上升，上升速取決于時間常數(shù)s=RsCs。4A輸出電壓up的脈寬也相應由窄到寬逐漸增大，輸出電壓Uo也由低到高漸升，從而實現(xiàn)電路軟啟動。

2023/2/2上海理工大學YWH842023/2/284軟啟動程序

本控制器PWM信號占空比D可在0~0.9范圍內改變，為了防止脈沖溢出，最大占空比Dm受到限制，這是通過對uy的最大值Uym進行鉗位(通過Ucc和Rs、Ro組成的分壓器)，Uym須與鋸齒波幅值Ucm相匹配，即保證Uym<Ucm。2023/2/2上海理工大學YWH852023/2/2853.電路保護和復位

由前分析可見，V3一旦導通，芯片輸出脈沖便被封鎖，VF關斷。因此大部分具有保護功能的比較器出端都接向信號處理電路6通過對V3的狀態(tài)控制實現(xiàn)電路保護。2023/2/2上海理工大學YWH862023/2/2863.電路保護和復位

欠電壓保護：在正常情況下，比較器7A的入端有ui>URs，u7A=1，u6=0,V3截止。當控制電壓Ucc因故降低直至ui<URs，為保障電路安全，7A動作，u7A=0，u6=1，V3導通，封鎖壓。2023/2/2上海理工大學YWH872023/2/2873.電路保護和復位

過電壓保護：正常情況下，比較器7D的入端有UR3<URs(uR3是電阻R3的端壓)，u7D=1，u6=0，V3截止，當直流電壓Ud過高時，UR3也相應升高。至uR3>URs，7D動作，u7D=0,u6≡1，封鎖柵壓。2023/2/2上海理工大學YWH882023/2/2883.電路保護和復位限流保護：限流給定值URi從UR分壓取得,并接向比較器7E同相輸入端，當檢流電阻Rcs端電壓ufi>URi時，限流比較器7E動作,并輸出低電平UE到4A的同相輸入端，使PWM信號脈寬變窄，限制VF電流過載。2023/2/2上海理工大學YWH892023/2/2893.電路保護和復位

過電流保護：當電路過電流時，Ufi>UR+UF(UF：400mV)，過電流比較器7F動作，u6≡1，封鎖柵壓，關斷VF。2023/2/2上海理工大學YWH902023/2/2903.電路保護和復位

復位：每次保護動作之后，由于V3導通，uy=0，當過電流、過電壓故障排除之后，需要將復位開關S2按下，使復位比較器7B的反相入端瞬間接地，7B動作,u6=0，V3截止，電路重新進入軟啟動程序。2023/2/2上海理工大學YWH912023/2/2913.電路保護和復位

外部關斷：電路在運行中需要臨時關機時，按下關斷開關S1，使關斷比器7C的反相入端接地，7C動作并使V3導通，實現(xiàn)外部關斷。2023/2/2上海理工大學YWH922023/2/2924.5.3正激式電路(Forward電路)

一、單管正激式電路

單管正激式電路如圖所示，由圖可見其電路結構與反激式電路很相似，不同之處是變壓器一次和二次繞組極性相同(圖中同名端同處上端)。因此當VF導通時，W2中電壓u2為2023/2/2上海理工大學YWH932023/2/293

正激式電路(Forward電路)當VF導通時，二極管VD1正偏導通。該時區(qū)等效電路如圖所示。由圖可見，電源通過VF和VD1向負載供電，這顯然不同于反激式電路，變壓器因此無需作為儲能電感運行。所以出端串聯(lián)濾波電感Lo(為保證電感電流連續(xù)同時反并二極管VD3).2023/2/2上海理工大學YWH942023/2/294正激式電路(時區(qū)A)在圖的時區(qū)A中，VF中電流i1為式中，i21是負載電流i2的折算值；im是勵磁電流。由于i2=iL，而Lo端電壓uL為開關器件電壓2023/2/2上海理工大學YWH952023/2/295正激式電路(時區(qū)A)在本時區(qū)i2(iL)將線性上升，相應地i21也線性上升，如圖所示。在本時區(qū)有

上式表明，鐵心磁通Φ線性上升，當t=DT時，磁通增量ΔΦN為

式中，Φ和Φm是Φ在本時區(qū)的初值和終值。相應地勵磁電流im也線性上升，當t=DT，im=Im。2023/2/2上海理工大學YWH962023/2/296正激式電路(時區(qū)B)

當t=DT時，ug=0，VF關斷，i1=0，電路進入時區(qū)B。為了維持電感電流iL連續(xù)，VD3正偏導通,iL從VD1移入VD3；為了維持勵磁電流im連續(xù)，VD2正偏導通，im由W1移入W3，繞組W3的作用是將存儲在鐵心中的能量返回電源，使鐵心磁復位，故稱磁復位電路，繞組W3稱為復位繞組。2023/2/2上海理工大學YWH972023/2/297正激式電路(時區(qū)B)必須指出，磁復位電路有多種形式,此處為常用的一種，該電路的存在使u1被鉗位，避免VF的關斷過電壓。本時區(qū)的等效電路如圖下所示，W3端電壓u3可表示為2023/2/2上海理工大學YWH982023/2/298鐵心中磁通

上式表明，鐵心中磁通線性下降，與此相應，im也線性下降，在經歷DaT時間之后，im=0磁通變量ΔΦF可表示為：上式表明，ΔΦF=ΔΦN，鐵心磁通減至本工作循環(huán)的初值Φ。為了保證鐵心復位，復位時間DaT應保持：2023/2/2上海理工大學YWH992023/2/299解出為了擴大占空比D的可調范圍，匝數(shù)N3應選擇較小些。由圖當VD2導通時，在W1感生的電壓為：VF必須承受的正向阻斷電壓Udsm為:鐵心中磁通2023/2/2上海理工大學YWH1002023/2/2100鐵心中磁通

由上式可知，N3值越小則Udsm值越高。通常選N1=N3，即D=0.5，Udsm=2Ud。2023/2/2上海理工大學YWH1012023/2/2101

當t=(D+Da)T時，由于im=0，VD2關斷，等效電路如圖所示，Lo繼續(xù)釋放能量，iL繼續(xù)沿VD3流過，其他器件關斷，u1=u2=u3=0，uds=Ud,(參閱圖時區(qū)c的電量波形)。VD2關斷時的電路分析Lo2023/2/2上海理工大學YWH1022023/2/2102

根據理想條件，Lo端電壓uL在一個周期中的平均值為零，也即uD的平均值UD=0，由圖中uD波形可得

即上式表明，在理想條件下，單管正激電路的電壓增益僅取決于D值，是一種降壓型電路。

電壓增益分析2023/2/2上海理工大學YWH1032023/2/2103二、單管正激式多重電路

為了獲得更大的輸出功率，常用多個基本電路在負載端并聯(lián)，習慣上稱為多重電路(由單個基本電路構成的則稱為單重電路)。由于各基本電路開關頻率相同，但以時差T/N分時工作(T是開關周期，N是重數(shù))，故入端和出端電流的重復頻率是器件開關頻率的N倍。左圖是單管正激式雙重電路。2023/2/2上海理工大學YWH1042023/2/2104單管正激式多重電路

左圖是其柵壓時序和輸出電流波形，由圖可見占空比D=0.25，輸出電流io的脈動量ΔIo遠小于每一基本電路的輸出電流iL的脈動量ΔIL。據此，對相同的輸出紋波，濾波電感的重量體積均可減小。2023/2/2上海理工大學YWH1052023/2/2105三、單管正、反激式電路

不管是單重或是多重結構，凡采用單管正激式電路就必須配備磁復位電路，不管采用哪種復位電路都會增加成本和損耗。如果將圖2-16c中二次繞組i2的波形和圖2-21e中復位繞組電流im的波形和時序作一比較，讀者可以發(fā)現(xiàn)，圖2-2la正激式電路所采用的磁復位繞組的工作實際上與圖2-16a的反激式電路是非常相似的，所不同的是前者將勵磁能量返回直流電源而后者則傳遞給負載。2023/2/2上海理工大學YWH1062023/2/2106三、單管正、反激式電路

不管是單重或是多重結構，凡采用單管正激式電路就必須配備磁復位電路，不管采用哪種復位電路都會增加成本和損耗。磁復位電路2023/2/2上海理工大學YWH1072023/2/2107三、單管正、反激式電路

正激式電路所采用的磁復位繞組的工作實際上與反激式電路是非常相似的，所不同的是前者將勵磁能量返回直流電源而后者則傳遞給負載，若設法將勵磁能量也傳遞給負載，則上述問題便可以解決。這就是單管正、反激式電路的基本思路。2023/2/2上海理工大學YWH1082023/2/2108單管正、反激式電路由圖可見，電路實際上是將正激電路中的磁復位電路從變壓器T的一次側搬到二次側并構成兩個變換電路的并聯(lián)運行，因而輸出功率增加，效率提高。分析表明，在CCM狀態(tài)下，大部分能量由正激繞組N2傳遞，其余的由反激繞組N3傳遞。2023/2/2上海理工大學YWH1092023/2/2109四．雙管正激式電路

反激式電路由于受到輸出變壓器儲能的限制，輸出功率較正激式電路小，但上述幾種電路的共同弱點是功率管VF的正向阻斷電壓較高，為了降低電壓，擴大電路的應用范圍，提出了如圖所示的雙管正激式電路。2023/2/2上海理工大學YWH1102023/2/2110雙管正激式電路

反激式電路由于受到輸出變壓器儲能的限制，輸出功率較正激式電路小，但上述幾種電路的共同弱點是功率管VF的正向阻斷電壓較高，為了降低電壓，擴大電路的應用范圍，提出了如圖所示的雙管正激式電路。2023/2/2上海理工大學YWH1112023/2/2111雙管正激式電路

由圖可見，變壓器二次繞組側的電路與單管正激電路相仿；一次繞組則從全橋電路對角線ab間接出，各橋臂分別由VF和VD組成。柵壓ugl和ug3同相，脈寬DT(D<0.5)，當ug1=ug3=Ugm時，VF1和VF3導通，uab=u1=Ud,u2=n21Ud，D3正偏導通，直流電源經VF1、VF3和VD3向負載供電.2023/2/2上海理工大學YWH1122023/2/2112雙管正激式電路當t>DT時,ug1=ug3=0，VF1和VF3相應關斷，為了維持負載電流連續(xù)，反并二極管VD4正偏導通，iL由VD3移到VD4中；為了維持變壓器磁化電流im連續(xù)，VD1和VD2正偏導通,u1=-Ud，u2=-n21Ud，VD3反偏截止,im由VF1和VF2移到VD1和VD2中。

2023/2/2上海理工大學YWH1132023/2/2113雙管正激式電路

由于W1繞組電壓u1=-Ud，變壓器鐵心磁通線性下降，im也相應線性下降并沿VD1和VD2流向入端濾波電容Cd，將原先存儲在磁場中的能量轉化為電場能量。2023/2/2上海理工大學YWH1142023/2/2114雙管正激式電路由此可見，VD1和VD2起著磁復位電路的作用，只要D≤0.5，鐵心便能實現(xiàn)磁復位；由于im升降的速度相同，故在t=2DT之后，im=0，VD1和VD2關斷，橋中各器件均處于斷態(tài)，Uab=u1=0，iL繼續(xù)沿VD4續(xù)流，這一時區(qū)的寬度為DμT=(1-2D)T。上升時間為DT2023/2/2上海理工大學YWH1152023/2/2115雙管正激式電路小結綜上所述，電壓u1在一個開關周期中各時區(qū)的取值可表示為:符號“0”表示器件處于通態(tài)，“1”表示器件處于斷態(tài)。2023/2/2上海理工大學YWH1162023/2/2116雙管正激式電路小結

VF1和VF3的端電壓uds可表示為;上式表明，在雙管正激式電路中，由于VD1和VD2在VF1和VF3關斷之后相繼導通，VF1和VF3的最高正向阻斷電壓被鉗位在電源電壓上，即UdSm=Ud，這顯然比單管正激電路低一半。2023/2/2上海理工大學YWH1172023/2/2117雙管正激式電路小結

必須指出，在VF或VD的導通期中，W1中的電流方向相同，也即變壓器鐵心只工作于磁化曲線的第一象限，單向磁化，故鐵心利用率不高。由于橋的上下臂VF和VD反串連接，無共態(tài)導通，其可靠性遠高于上下臂順串連接的橋式電路。雙管正激電路的弱點是：

1)由于磁復位的需要，D<0.5，電路直流電壓利用率不高、電壓調節(jié)范圍?。?/p>

2)變壓器二次側電壓高，相應地VD3和VD4的電壓應力大，限制雙管電路在高直流輸出電壓場合的應用；

3)輸出電壓和電流的脈動較大。2023/2/2上海理工大學YWH1182023/2/21184.6電流雙象限電路單象限直流變換電路的特點是輸出電壓平均值Uo隨占空比D值而變，但不管D為何值，Uo的極性始終為正，即電路運行于外特性的第一象限。這對于直流開關電源一類設備是能夠滿足要求的，但對直流調速系統(tǒng)和不間斷電源系統(tǒng)等設備，上述性能便不完全能滿足要求，因而發(fā)展了多象限直流變換電路。2023/2/2上海理工大學YWH1192023/2/21194.6.1雙象限電路的分類

1．電流雙象限電路電流雙象限電路指輸出電流平均值Io的幅值和極性均隨控制電壓us而變，但輸出電壓平均值Uo的極性卻始終為正，即電路僅運行于第一和第二象限。當負載為直流電動機時，可構成具有電阻制動能力的不可逆調速系統(tǒng)，如機車牽引拖動系統(tǒng)，當電路工作于第一象限時，電動機運行于正轉電動狀態(tài)；當減速或停車時，電路則轉到第二象限，電動機運轉處于正轉制動狀態(tài)，將電動機儲能反饋回電源以節(jié)省電能。2023/2/2上海理工大學YWH1202023/2/21202．電壓雙象限電路

所謂電壓雙象限電路是電路輸出電壓平均值Uo的幅值和極性均隨控制信號us而變，但輸出電流平均值Io卻始終為正，即電路可工作于第一和第四象限。當負載為直流電動機時可構成適用于位負載的調速系統(tǒng)，如卷揚機提升機構的電力拖動系統(tǒng)便屬于這一類。2023/2/2上海理工大學YWH1212023/2/2121雙象限電路

綜上所述，由于雙象限電路的輸出量平均值中有一個是極性可變的，因此其能量傳遞方向是可逆的。帶電動機負載時，電動機可通過變換電路從電源吸取能量，也可通過變換電路向電源反饋能量，這不僅改善了調速系統(tǒng)的性能，也產生節(jié)能效益。2023/2/2上海理工大學YWH1222023/2/21224.6.2電流雙象限電路

電流雙象限電路的主電路結構如圖所示，圖中Lo是輸出濾波電感和直流負載等效電感之和，u2是有源負載的等效電壓(電動機負載下，該電壓與電樞反電動勢相平衡)，由圖可見該電路可視為由VT1和VD1組成的Buck電路和由VT2、VD2組成的Boost電路的組合。ui2023/2/2上海理工大學YWH1232023/2/21234.6.2電流雙象限電路

當電能由電源輸向負載時，VT1和VD1工作，輸出電流的平均值Io>0，電路工作于第一象限；相反，當有源負載向電源反饋能量時，VT2和VD2工作，Io<0，電路工作于第二象限。2023/2/2上海理工大學YWH1242023/2/21241.Io>0的工作情況

由圖可見，對于所有的開關狀態(tài)，輸出電壓uo可表示為

上式表明，uo在一個開關周期中的平均值uo>0，因此當Io>0時，必然有輸出功率Po=UoIo>0。必須指出，工作象限是對應于電量的平均值，在第一象限中運行并不排斥Po<0(io<0)的時區(qū)存在。2023/2/2上海理工大學YWH1252023/2/2125(1)基本假定

直流電壓ud≡Ud，Lo值足夠大，io為連續(xù)并可視為線性升降，電路等效內阻為ro。2023/2/2上海理工大學YWH1262023/2/2126(2)控制極信號的時序分布

由圖可見，ug1和ug2在相位上互補，其脈寬分別為DT和DoT，占空比D值受控于控制信號us的幅值。2023/2/2上海理工大學YWH1272023/2/2127(3)工作過程分析

由左圖可見，一個開關周期包含有a～d四個時區(qū)：2023/2/2上海理工大學YWH1282023/2/2128工作過程分析（a時區(qū)）

在a時區(qū)有Ug1>0，ug2=0，但由于io<0，VD2續(xù)流導通，輸出電壓uo=Ud，負載向電源反饋能量，iβ<O，來自電源的電流id和負載電流iβ一起向濾波電容Cd充電。2023/2/2上海理工大學YWH1292023/2/2129工作過程分析（b時區(qū)）

當t=t1時，iD2=0，VD2有ZVZCOFF，VT1相繼導通(ZCON),io>0，負載轉從電源吸取能量。2023/2/2上海理工大學YWH1302023/2/2130工作過程分析（c時區(qū)）

T=t2時，Ug1=0，VT1關斷，為維持io連續(xù),VD1相繼導通，uo=0,iβ=0，Lo釋放儲能以維持負載電流。隨著Lo中儲能減小，io線性下降。2023/2/2上海理工大學YWH1312023/2/2131工作過程分析（d時區(qū)）

當t=t3時，iD1=io=0,VD1ZCOFF，VT2相繼導通，io<0，電路進入時區(qū)d工作，Lo端電壓uL的實際方向在本時區(qū)與io同向，負載能量轉移到Lo中。2023/2/2上海理工大學YWH1322023/2/2132工作過程分析（d時區(qū)）

當t=t3時，iD1=io=0,VD1ZCOFF，VT2相繼導通，io<0，電路進入時區(qū)d工作，Lo端電壓uL的實際方向在本時區(qū)與io同向，負載能量轉移到Lo中。t=t4，完成一個開關周期。2023/2/2上海理工大學YWH1332023/2/2133電路工作在第一象限

由圖可見，io在一個周期中的平均值Io>0(相應地輸入電流平均值Iβ>0)，輸出功率平均值Po=UoIo>0，電路工作在第一象限。2023/2/2上海理工大學YWH1342023/2/2134(4)電壓增益由圖列直流方程有式中，D=Uo/Ud。可見，當Io>0時，電流雙象限電路屬降壓型電路。2023/2/2上海理工大學YWH1352023/2/2135(5)輸出電流平均值Io根據上式Io可寫成

上式表明，Io的數(shù)值和極性取決于DUd和U2的差值;當DUd>U2時，Io>0.在圖中有Ta>Tb(Ta是io>0的時間，Tb是io<0的時間)；若U2維持恒定而D減小并有DUd=U2，則Io=0，圖中有Ta=Tb，即空載時DUd與U2相等。2023/2/2上海理工大學YWH1362023/2/21362．Io<0的工作情況

畫出Io<0時的電量波形，由圖可見，ug1和ug2的時序分布與上圖（c）相同，因而Uo相同，但由于某種原因使U2增大，并有U2>Uo，于是Io<0，在左圖中有Ta<Tb，電路進入第二象限；圖（c）2023/2/2上海理工大學YWH1372023/2/21372．Io<0的工作情況(xu)若差值u2?Uo很大，相應的Io值很大，以至Ta=0,Tb=T，電路中只有VT2和VD2導通，但u0波形不變，若考慮電路內阻r0，仍有:2023/2/2上海理工大學YWH1382023/2/21382．Io<0的工作情況(xu)

上式中電壓的涵義不變：以U2為例，在第一象限時(Io>0)，U2是負載電壓；而當電路轉到第二象限運行時(Io<0)，U2則是電源電壓。所以說，電流雙象限電路工作于第一象限時為降壓型電路；而在第二象限時電能反向流傳，可視為升壓型電路。2023/2/2上海理工大學YWH1392023/2/21393．輸出電流脈動量ΔIo

由于電路結構的原因，在電流雙象限電路中，電流過零時總有臂內換流產生，不管電路工作在第一象限或第二象限(圖中t1和t3時刻)。因此電路輸出電流無斷續(xù)狀態(tài)，但有電流脈動量ΔIo，根據理想條件，io按線性升降并忽略ro影響。在內有：

所以2023/2/2上海理工大學YWH1402023/2/21403．輸出電流脈動量ΔIo當D=0.5時，ΔIo有最大值ΔIom，且可表示為上式表明，ΔIo與濾波電感Lo，開關頻率f成反比，提高Lo和f均可降低ΔIo。對于直流調速系統(tǒng)，降低ΔIo的實際意義在于降低脈動轉矩，保證系統(tǒng)在低速下平穩(wěn)運行。2023/2/2上海理工大學YWH1412023/2/21414.6.4緩沖電路

1．電流雙象限電路的換流方式由圖可見，電路分別在t1、t2、t3和t4等處產生電流的轉移。在理想條件下，這些轉移均在瞬間完成，但從電路結構角度出發(fā)，上述換流可分以下兩類:2023/2/2上海理工大學YWH1422023/2/2142(1)臂內換流

指同屬于一個導電臂器件間的電流轉移，如在t1時有VD2關斷而VT1相繼導通，VD1有ZCZVOFF，VT1有ZCZVON，顯然換流是在零電流條件下進行的，即便是半控型器件，換流也能自動完成，故稱自然換流。2023/2/2上海理工大學YWH1432023/2/2143(2)臂間換流

指兩導電臂器件間的電流轉移，如在t2時的電流轉移，由于VT1關斷前正流過峰值電流Iom，為了維持負載電流io連續(xù)，VD1開通后必須立即達到Iom，因此換流是在載流條件下進行，首先必須強制VT1中的電流下降為零。這種換流過程較為復雜,若處理不當便會出現(xiàn)關斷過電壓，稱為強制換流。2023/2/2上海理工大學YWH1442023/2/21442．緩沖電路(自學）

圖中由NPT-IGBT模塊組成的電流雙象限電路，點劃線框內為緩沖電路。由圖可見，該緩沖電路由Ls、Cs、VDs和Rs組成，其中Ls為主電路的布線電感，Co是模塊的等效輸出電容，上下臂的電路參數(shù)相等如Rs1=Rs2，而Ls<<Lo,Co<<Cs.由于換流期相對于整個開關周期T很短暫，故可認為在換流期中io≡Io。2023/2/2上海理工大學YWH1452023/2/2145(1)緩沖電路原理

根據上述電流雙象限電路換流特點，以下著重分析臂間換流過程，圖所示為VG1向VD1換流時的電量波形(對應于圖2-27b中的t2時刻)，由圖可見，整個換流過程包含以下5個時區(qū)。2023/2/2上海理工大學YWH1462023/2/21461)VG1穩(wěn)定導通期(時區(qū)a)在本時區(qū)中ug1=Ugm，ug2=0，VGl導通，VG2正向阻斷(VD1反偏截止)；Cs1和Cs2的初充電壓uc1=uc2=Ud，VDs1反偏截止，因此Cs1中的儲能不會沿VG1消耗；VDs2的反偏電壓僅為VG1的正向導通壓降，iβ=it1=io=Iom，電路處于穩(wěn)態(tài)，其等效電路如上圖所示。2023/2/2上海理工大學YWH1472023/2/2147

2)Co1-VG1換流期(時區(qū)b)當t=t1時有ug1=0，ug2=Ugm，設iT1線性下降，其余電流將移入Co1，按原設應有iβ=ico1+iT1≡Iom，則ico1將線性上升。由于Co1值很小,uT1將迅速上升，故換流期很短，等效電路如上圖所示；t=t2時有iT1=0，ico1=Iom，ut1=Ud，Co1與VG1間的換流結束。2023/2/2上海理工大學YWH1482023/2/21483)Cs-VD1換流期（時區(qū)c）當Co1繼續(xù)充電時，其端電壓將高于Ud，VD1和VDs1均正偏導通，等效電路為上圖。由于Co1<<Cs1，Co1+Cs1≈Cs1，Co1中電流立即移入Cs1，由Ls、Cs1和VDs1組成的串聯(lián)電路投入工作，根據電路初值和狀態(tài)有：2023/2/2上海理工大學YWH1492023/2/2149

3)Cs-VD1換流期（時區(qū)c）當時，有，式中上式表明，原先存儲在Ls中的磁能在本時區(qū)中轉化成Cs中的電能并產生電壓超量ΔU，由式可見ΔU

值與Iom、Ls和Cs有關。2023/2/2上海理工大學YWH1502023/2/2150

4)Cs放電期(時區(qū)d)

由于ic1=0，VDs1關斷，Cs中的反向電流改由Rs1流過，等效電路如上圖所示。由于Rs1>Zs/2，因而由Ls、Cs1和Rs1組成的串聯(lián)電路具有過阻尼狀態(tài)，電容Cs1中儲能沿Rs1、電源和Ls的回路釋放出來，并大部分消耗在電阻Rsl上。隨著電容中儲能的減小，uc1逐漸下降，至t=t4時，uc1=Ud，ic1=0，Cs1放電結束。2023/2/2上海理工大學YWH1512023/2/2151

5)VD1穩(wěn)定導通期(時區(qū)e)當t>t4時,iβ=ic1=0,uL0=0,uT1=Ud，VG1、VDs1和VDs2均處于截止，VD1穩(wěn)定導通，id1=io=Iom，VG1向VD1的換流過程結束。同樣，在下圖的時刻，有VT2向VD2換流(臂間換流，即上圖中VG2向VD2換流)，其過程與上類似，圖2-29f～h是該換流過程的主要等效電路，讀者可用以自行分析。2023/2/2上海理工大學YWH1522023/2/2152(2)電路參數(shù)選擇

根據給定的電壓超量ΔU、電路的分布電感Ls和最大負載電流Iom來確定電容Cs和電阻Rs。同學們自己學習。下面有一個電流雙象限的示例，