高頻電子線路第六章振幅調(diào)制 解調(diào)及混頻

第六章調(diào)幅、檢波與混頻電路

（線性頻率變換電路）6.1概述6.2振幅調(diào)制與解調(diào)原理6.3調(diào)幅電路6.4檢波電路6.5混頻6.6倍頻6.7接收機(jī)中的自動(dòng)增益控制電路6.8實(shí)例介紹（158-159）1６.１概述

調(diào)制電路與解調(diào)電路是通信系統(tǒng)中的重要組成部分。

調(diào)制是在發(fā)射端將調(diào)制信號(hào)從低頻段變換到高頻段，便于天線發(fā)送或?qū)崿F(xiàn)不同信號(hào)源、不同系統(tǒng)的頻分復(fù)用；

解調(diào)是在接收端將已調(diào)波信號(hào)從高頻段變換到低頻段，恢復(fù)原調(diào)制信號(hào)。返回2無(wú)線電發(fā)射機(jī)和接收機(jī)框圖3６.１概述

在模擬系統(tǒng)里，按照載波波形的不同，可分為脈沖調(diào)制和正弦波調(diào)制兩種方式。脈沖調(diào)制是以高頻矩形脈沖為載波，用低頻調(diào)制信號(hào)分別去控制矩形脈沖的幅度、寬度或位置三個(gè)參量，分別稱為脈幅調(diào)制（PAM），脈寬調(diào)制（PDM）和脈位調(diào)制（PPM）。正弦波調(diào)制是以高頻正弦波為載波，用低頻調(diào)制信號(hào)分別去控制正弦波的振幅、頻率或相位三個(gè)參量，分別稱為調(diào)幅（AM）、調(diào)頻（FM）和調(diào)相（PM）。返回4６.２振幅調(diào)制與解調(diào)原理

振幅調(diào)制可分為幾種不同的調(diào)幅方式：

普通調(diào)幅（AM）雙邊帶調(diào)幅（DSB－AM）單邊帶調(diào)幅（SSB－AM）殘留邊帶調(diào)幅（VSB－AM）正交調(diào)幅（QAM）返回5６.２.１普通調(diào)幅方式

１.普通調(diào)幅信號(hào)的表達(dá)式、波形、頻譜和帶寬設(shè)載波為，調(diào)制信號(hào)為單頻信號(hào)既，則普通調(diào)幅信號(hào)為：

其中調(diào)幅指數(shù)k為比例系數(shù)。還可以得到調(diào)幅指數(shù)的表達(dá)式：動(dòng)畫演示，66.2.1

普通調(diào)幅方式圖6.2.1普通調(diào)幅波形和頻譜7６.２.１普通調(diào)幅方式顯然,當(dāng)Ma＞1時(shí),普通調(diào)幅波的包絡(luò)變化與調(diào)制信號(hào)不再相同,產(chǎn)生了失真,稱為過(guò)調(diào)制,如圖6.2.2所示。所以,普通調(diào)幅要求Ma必須不大于1，即Ma≤1。8若單頻調(diào)幅信號(hào)加在負(fù)載R上,載頻分量產(chǎn)生的平均功率：兩個(gè)邊頻分量產(chǎn)生的平均功率相同，均為：調(diào)幅信號(hào)總平均功率：返回式（6.2.1）又可以寫成：9６.２.１普通調(diào)幅方式一般調(diào)幅信號(hào)的波形和頻譜10２.普通調(diào)幅信號(hào)的產(chǎn)生和解調(diào)方法返回

圖6.2.4低電平調(diào)幅原理圖11非線性器件輸出電流為:返回普通調(diào)幅信號(hào)的解調(diào)方法有兩種，即包絡(luò)檢波和同步檢波。（１）包絡(luò)檢波利用普通調(diào)幅信號(hào)的包絡(luò)反映了調(diào)制信號(hào)波形變化這一特點(diǎn)，如能將包絡(luò)提取出來(lái)，就可以恢復(fù)原來(lái)的調(diào)制信號(hào)，這就是包絡(luò)檢波原理。下圖給出了包絡(luò)檢波的原理圖。

圖6.2.5包絡(luò)檢波原理圖1213同步檢波可由乘法器和低通濾波器實(shí)現(xiàn),其原理如下圖:同步檢波原理圖設(shè)輸入普通調(diào)幅信號(hào)為返回乘法器另一輸入同步信號(hào)為:(2)同步檢波

同步檢波必須采用一個(gè)與發(fā)射端載波同頻同相(或固定相位差)的本地載波，稱為同步信號(hào)。14乘法器輸出為:其中是乘法器增益。

綜上所述，包絡(luò)檢波與同步檢波都是利用普通調(diào)幅信號(hào)中的邊頻分量與載波信號(hào)分量進(jìn)行處理,其差頻就是調(diào)制信號(hào)的頻率分量。返回156.2.2雙邊帶調(diào)幅方式設(shè)載波為,單頻調(diào)制信號(hào)為,則雙邊帶調(diào)幅信號(hào)為:其中k為比例系數(shù)．１．雙邊帶調(diào)幅信號(hào)的特點(diǎn)此動(dòng)畫顯示了單頻調(diào)制雙邊帶調(diào)幅信號(hào)的有關(guān)波形與頻譜圖.此動(dòng)畫顯示了相位突變16圖6.2.7DSB-AM波形及頻譜17其中是乘法器增益．返回２.雙邊帶調(diào)幅信號(hào)的產(chǎn)生與解調(diào)方法同步信號(hào)為，則乘法器輸出為：用低通濾波器取出低頻分量Ω,即可實(shí)現(xiàn)解調(diào)。將式(6.2.10)所示雙邊帶信號(hào)取平方,則可以得到頻率為2ωc的分量,然后經(jīng)二分頻電路,就可以得到ωc分量。這是從雙邊帶調(diào)幅信號(hào)中提取同步信號(hào)的一種方法。186.2.3單邊帶調(diào)幅方式

單邊帶調(diào)幅方式是指僅發(fā)送上、下邊帶中的一個(gè).如以發(fā)送上邊帶為例，則單頻調(diào)制單邊帶調(diào)幅信號(hào)為：

由上式可見(jiàn)，單頻調(diào)制單邊帶調(diào)幅信號(hào)是一個(gè)角頻率為的單頻正弦波信號(hào)，但是，一般的單邊帶調(diào)幅信號(hào)波形卻比較復(fù)雜．不過(guò)有一點(diǎn)是相同的，即單邊帶調(diào)幅信號(hào)的包絡(luò)已不能反映調(diào)制信號(hào)的變化．單邊帶調(diào)幅信號(hào)的帶寬與調(diào)制信號(hào)帶寬相同，是普通調(diào)幅和雙邊帶調(diào)幅信號(hào)帶寬的一半．產(chǎn)生單邊帶調(diào)幅信號(hào)的方法主要有：１.濾波法２.相移法３.相移濾波法返回（6.2.12）191濾波法

這種方法是根據(jù)單邊帶調(diào)幅信號(hào)的頻譜特點(diǎn),先產(chǎn)生雙邊帶調(diào)幅信號(hào),再利用帶通濾波器取出其中一個(gè)邊帶信號(hào)。濾波法原理見(jiàn)圖6.2.8。由圖6.2.7(b)所示雙邊帶調(diào)幅信號(hào)頻譜圖可以推知,對(duì)于頻譜范圍為Ωmin～Ωmax的一般調(diào)制信號(hào),如Ωmin很小,則上、下兩個(gè)邊帶相隔很近,用濾波器完全取出一個(gè)邊帶而濾除另一個(gè)邊帶是很困難的。2021

由上式可知,只要用兩個(gè)90°相移器分別將調(diào)制信號(hào)和載波信號(hào)相移90°,成為sinΩt和sinωct,然后進(jìn)行相乘和相減,

就可以實(shí)現(xiàn)單邊帶調(diào)幅,如圖6.2.9所示。顯然,對(duì)單頻信號(hào)進(jìn)行90°相移比較簡(jiǎn)單,但是對(duì)于一個(gè)包含許多頻率分量的一般調(diào)制信號(hào)進(jìn)行90°相移,要保證其中每個(gè)頻率分量都準(zhǔn)確相移90°是很困難的。

2相移法

這種方法是基于單邊帶調(diào)幅信號(hào)的時(shí)域表達(dá)式。式(6.2.12)所示單頻單邊帶調(diào)幅信號(hào)可寫成:uSSB(t)=

22233相移濾波法

濾波法的缺點(diǎn)在于濾波器的設(shè)計(jì)困難。若調(diào)制信號(hào)頻率范圍為Fmin～Fmax,則上下邊帶間隔為2Fmin。如果要求濾波器取出一個(gè)邊帶而濾除另一個(gè)邊帶,則過(guò)渡帶寬度就是2Fmin。當(dāng)濾波器的過(guò)渡帶寬度固定,則工作頻率越高,要求衰減特性越陡峭,實(shí)現(xiàn)越困難。舉個(gè)例子，設(shè)過(guò)渡帶寬度2Fmin=1kHz，要求在過(guò)渡帶內(nèi)衰減20dB,若工作頻率fc=1MHz，則濾波器邊沿的衰減特性必須為-46000dB／10倍頻程；若工作頻率fc=10kHz,則要求相應(yīng)的衰減特性為-500dB／10倍頻程。24

相移法的困難在于寬帶90°相移器的設(shè)計(jì),而單頻90°相移器的設(shè)計(jì)比較簡(jiǎn)單。結(jié)合兩種方法的優(yōu)缺點(diǎn)而提出的相移濾波法是一種比較可行的方法,其原理圖見(jiàn)圖6.2.10。

相移濾波法的關(guān)鍵在于將載頻ωc分成ω1和ω2兩部分,其中ω1是略高于Ωmax的低頻,ω2是高頻,即ωc=ω1+ω2,ω1<<ω2?，F(xiàn)仍以單頻調(diào)制信號(hào)為例說(shuō)明此法的原理。為簡(jiǎn)化起見(jiàn),圖6.2.10中各信號(hào)的振幅均表示為1。25圖6.2.10相移濾波法的原理26６.２.４殘留邊帶調(diào)幅方式

殘留邊帶調(diào)幅是指發(fā)送信號(hào)中包括一個(gè)完整邊帶、載波及另一個(gè)邊帶的小部分（即殘留一小部分）。這樣，既比普通調(diào)幅方式節(jié)省了頻帶，又避免了單邊帶調(diào)幅要求濾波器衰減特性陡峭的困難，發(fā)送的載頻分量也便于接收端提取同步信號(hào)。殘留邊帶調(diào)幅發(fā)送和接收濾波器幅頻(a)發(fā)送(b)接收返回27廣播電視系統(tǒng)中的殘留邊帶信號(hào)頻譜

28例6.1調(diào)制信號(hào)頻率范圍為300Hz～4kHz，分別采用普通

調(diào)幅（平均調(diào)幅指數(shù)調(diào)幅三種方式，如要求邊帶功率為10W，分別求出每種調(diào)幅方式的頻帶寬度、發(fā)射總功率及功率利用率。）、雙邊帶調(diào)幅和單邊帶解：普通調(diào)幅：由式（6.2.6）可得邊帶功率故

所以

返回29

雙邊帶調(diào)幅：

單邊帶調(diào)幅：

返回30

返回６.２.5正交調(diào)幅（QAM）1.正交調(diào)幅信號(hào)的特點(diǎn)

正交調(diào)幅信號(hào)是兩個(gè)頻率相同但相位差為90度的正弦載波，以雙邊帶調(diào)幅的方法同時(shí)傳送兩路相互獨(dú)立信號(hào)的一種特殊調(diào)制方式31

圖6.2.13(a)正交調(diào)幅原理圖32

可見(jiàn)，正交調(diào)幅是一種頻帶復(fù)用技術(shù)，兩路雙邊帶調(diào)幅信號(hào)在頻帶上相互重疊，總頻帶寬度由其中頻帶較寬的一路信號(hào)決定。若兩路信號(hào)帶寬相同，則總帶寬與單路信號(hào)帶寬相同。所以，正交調(diào)幅的最大優(yōu)點(diǎn)是節(jié)省傳輸帶寬。

332.正交調(diào)幅信號(hào)的解調(diào)方法對(duì)正交調(diào)幅信號(hào)分別用兩個(gè)相差為900的本地載波進(jìn)行同步檢波，就可以恢復(fù)原來(lái)的兩路調(diào)制信號(hào)。34

圖6.2.13（b）正交解調(diào)原理圖356.3調(diào)幅電路

6.3.1高電平調(diào)幅電路6.3.2低電平調(diào)幅電路返回調(diào)幅電路分為高電平調(diào)幅與低電平調(diào)幅兩種類型。高電平調(diào)幅是指在高電壓狀態(tài)下進(jìn)行調(diào)幅，輸出功率大。36

丙類諧振功放的調(diào)制特性分為基極調(diào)制特性和集電極調(diào)制特性兩種，據(jù)此可以分別組成基極調(diào)幅電路和集電極調(diào)幅電路?，F(xiàn)以集電極調(diào)幅電路為例，說(shuō)明高電平調(diào)幅的原理。6.3.1高電平調(diào)幅電路圖6.3.1集電極調(diào)幅電路原理返回3738集電極調(diào)制特性是指固定丙類諧振功放的VBB和RΣ,當(dāng)輸入一個(gè)等幅高頻正弦波時(shí),輸出高頻正弦波的振幅Ucm將隨集電極電源電壓的變化而變化。若集電極電源電壓為VCC(t)=VCC0+uΩ(t),

即一個(gè)固定直流電壓與一個(gè)低頻交流調(diào)制信號(hào)之和,則根據(jù)圖3.2.10,隨著VCC的變化,使得靜態(tài)工作點(diǎn)左右平移,從而使動(dòng)態(tài)線左右平移。當(dāng)諧振功放工作在過(guò)壓狀態(tài)時(shí),Ucm將發(fā)生變化,近似有Ucm∝VCC

(t)的關(guān)系。如輸入信號(hào)為高頻載波cosωct,輸出LC回路調(diào)諧在ωc上，則輸出信號(hào)可寫成:uo(t)=Ucmcosωct=k［VCC0+uΩ(t)］cosωct，其中k為比例系數(shù)。39圖6.3.1是集電極調(diào)幅電路原理圖。可見(jiàn),集電極調(diào)幅電路可以產(chǎn)生且只能產(chǎn)生普通調(diào)幅波,但必須工作在過(guò)壓狀態(tài)。高電平調(diào)幅電路的優(yōu)點(diǎn)：

1、調(diào)幅、功放合一,整機(jī)效率高；

2、可直接產(chǎn)生很大功率輸出的調(diào)幅信號(hào)。缺點(diǎn)和局限性：

1、只能產(chǎn)生AM信號(hào)；

2、調(diào)制線性度差。例如集電極調(diào)制特性中Ucm與VCC并非完全成線性關(guān)系。40圖6.3.2基極調(diào)幅電路原理圖6.3.2所示基極調(diào)幅電路,需要注意的是,基極調(diào)幅電路必須工作在欠壓區(qū)。41基極調(diào)制特性42例6.1采用圖6.3.1所示集電極調(diào)幅電路進(jìn)行普通調(diào)幅。已知調(diào)制信號(hào)頻率范圍為300Hz～4kHz,平均調(diào)幅指數(shù)Ma=0.3，UCC0=24V，IC0=25mA，集電極效率ηc=70%。求輸出載波功率Pc、邊帶功率2PSB、功率利用率ηSB

和頻帶寬度BW。43

其中，RD=UCC0/IC0是輸出端等效直流電阻，MaUCC0是調(diào)制信號(hào)平均振幅。故電源總功率為P=PD+PΩ=600+27=627mW從而輸出平均功率為Pav=ηc（PD+PΩ

）=0.7×627=438.9mW44由式（6.2.6）可求得載波功率和邊帶功率分別為所以456.3.2低電平調(diào)幅電路

模擬乘法器是低電平調(diào)幅電路的常用器件，它不僅可以實(shí)現(xiàn)AM，也可以實(shí)現(xiàn)DSB-AM與SSB-AM。既可以用單片集成模擬乘法器來(lái)組成低電平調(diào)幅電路，也可以直接采用含有模擬乘法器部分的專用集成調(diào)幅電路。1.單片集成模擬乘法器

模擬乘法器可實(shí)現(xiàn)輸出電壓為兩個(gè)輸入電壓的線性積，典型應(yīng)用包括：乘、除、平方、均方、倍頻、調(diào)幅、檢波、混頻、相位檢測(cè)等。設(shè)兩個(gè)輸入信號(hào)分別為則兩信號(hào)相乘后的輸出信號(hào)為返回＞可見(jiàn)，乘法運(yùn)算能夠產(chǎn)生兩個(gè)輸入信號(hào)頻率的和頻與差頻，這正是調(diào)幅、檢波和混頻等電路所需要的功能。4647表6.3.1MC14系列三種型號(hào)模擬乘法器的參數(shù)典型值4849

MC1596是以雙差分電路為基礎(chǔ),在Y輸入通道加入了反饋電阻,故Y通道輸入電壓動(dòng)態(tài)范圍較大,X通道輸入電壓動(dòng)態(tài)范圍很小。圖6.3.3是MC1596內(nèi)部電路圖。

MC1595是在MC1596中增加了X通道線性補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò),使X通道輸入動(dòng)態(tài)范圍增大。MC1594是以MC1595為基礎(chǔ),增加了電壓調(diào)整器和輸出電流放大器。

MC1595和MC1594分別作為第一代和第二代模擬乘法器的典型產(chǎn)品,線性度很好,既可用于乘、除等模擬運(yùn)算,也可用于調(diào)制、解調(diào)等頻率變換,缺點(diǎn)是工作頻率不高。5051當(dāng)X通道輸入是頻率為ωc的單頻很大信號(hào)時(shí)(大于260mV),根據(jù)雙差分模擬乘法器原理(可參看例5.4),輸出信號(hào)應(yīng)是Y通道輸入信號(hào)和雙向開(kāi)關(guān)函數(shù)K2(ωct)的乘積。兩種情況均可實(shí)現(xiàn)調(diào)幅。

MC1596工作頻率高,常用作調(diào)制、解調(diào)和混頻,通常X通道作為載波或本振的輸入端,

而調(diào)制信號(hào)或已調(diào)波信號(hào)從Y通道輸入。當(dāng)X通道輸入是小信號(hào)(小于26mV)時(shí),輸出信號(hào)是X、Y通道輸入信號(hào)的線性乘積。

52535455圖例6.2

562.模擬乘法器調(diào)幅電路圖6.3.4MC1596組成的普通調(diào)幅或雙邊帶調(diào)幅電路XY57圖6.3.4是用MC1596組成的普通調(diào)幅電路。由圖可知，X通道兩輸入端⑧、10腳直流電位均為6V,可作為載波輸入通道；Y通道兩輸入端①、④腳之間外接有調(diào)零電路,可通過(guò)調(diào)節(jié)50kΩ電位器使①腳電位比④腳高UY,調(diào)制信號(hào)uΩ(t)與直流電壓UY迭加后輸入Y通道。調(diào)節(jié)電位器可改變調(diào)幅指數(shù)Ma。輸出端⑥、12腳外應(yīng)接調(diào)諧于載頻的帶通濾波器。②、③腳之間外接Y通道負(fù)反饋電阻。采用圖6.3.4的電路也可以組成雙邊帶調(diào)幅電路,區(qū)別在于調(diào)節(jié)電位器的目的是為了使Y通道①、④腳之間的直流電位差為零,即Y通道輸入信號(hào)僅為交流調(diào)制信號(hào)。為了減小流經(jīng)電位器的電流,便于調(diào)零準(zhǔn)確,可加大兩個(gè)750Ω電阻的阻值,比如各增大10kΩ。586.4

檢波電路

6.4.1包絡(luò)檢波電路

6.4.2同步檢波電路返回596.4.1包絡(luò)檢波電路1.工作原理包絡(luò)檢波原理如圖6.2.5所示。其中的非線性器件可以是二極管,也可以是三極管或場(chǎng)效應(yīng)管,電路種類也較多。現(xiàn)以圖6.4.1所示二極管峰值包絡(luò)檢波器為例進(jìn)行討論,其中RC元件組成了低通濾波器。

我們以時(shí)域上的波形變化來(lái)說(shuō)明二極管峰值包絡(luò)檢波器的工作原理。由圖6.4.1可見(jiàn),加在二極管上的正向電壓為u=ui-uo。假定二極管導(dǎo)通電壓為零,且伏安特性為:圖6.4.1二極管峰值包絡(luò)檢波器60①由于，故

上升快，下降慢．②除了起始幾個(gè)周期外，二極管導(dǎo)通時(shí)間均在輸入高頻振蕩信號(hào)的峰值附近，如，，，且時(shí)間很短，或者說(shuō)，其導(dǎo)通角θ很小。

檢波效率0≥0＜06162二極管包絡(luò)檢波電路及檢波波形632.性能指標(biāo)

１）檢波效率．由式（６.４.２）可知，大，則越小，越大．如果考慮到二極管的實(shí)際壓不為零，以及充電電流在二極管微變等效電阻上的電壓降等因素，實(shí)際檢波效率比以上公式計(jì)算值要?。玻┑刃л斎腚娮瑁捎诙O管在大部分時(shí)間處于截止?fàn)顟B(tài)，僅在輸入高頻信號(hào)的峰值附近才導(dǎo)通，所以檢波器的瞬時(shí)輸入電阻是變化的．返回或R越導(dǎo)通電64其中Uim是輸入等幅高頻載波的振幅。根據(jù)圖6.4.2,若ui是等幅高頻載波,則流經(jīng)二極管電流應(yīng)是高頻窄尖頂余弦脈沖序列,I1m即為其中基波分量的振幅,而輸出uo應(yīng)是電平為Uo的直流電壓。顯然,檢波器對(duì)前級(jí)諧振回路等效電阻的影響是并聯(lián)了一個(gè)阻值為Ri的電阻。65

按照第3章尖頂余弦脈沖序列的分析方法,可以求得I1m與Uim的關(guān)系式,從而可得到:

上式也可以利用功率守恒的原理求出。因檢波器輸入功率為,輸出功率為,若忽略二極管上的功率損耗,則輸入功率應(yīng)與輸出功率相等,考慮到ηd→1,由此也可得到式(6.4.4)。（6.4.4）66圖6.4.3惰性失真波形圖

３）惰性失真．67單頻調(diào)幅波的包絡(luò)線表達(dá)式為：其下降速率為：因?yàn)殡娙萃ㄟ^(guò)R放電時(shí)，電容電流與電阻電流大小相同，即：所以電容電壓的減小速率68在開(kāi)始放電時(shí)刻，電容電壓可近似視為包絡(luò)電壓，故避免惰性失真的不等式可寫為：即又可寫成：在時(shí)有最大值．此時(shí)不等式的解為：69４）底部切割失真．

檢波器輸出uo是在一個(gè)直流電壓上迭加了一個(gè)交流調(diào)制信號(hào),故需要用隔直流電容將解調(diào)后的交流調(diào)制信號(hào)耦合到下一級(jí)進(jìn)行放大或其它處理。下一級(jí)電路的輸入電阻即作為檢波器的實(shí)際負(fù)載RL,如圖6.4.4(a)所示。70這意味著檢波器處于穩(wěn)定工作時(shí),其輸出端R上將存在一個(gè)固定電壓UR。當(dāng)輸入調(diào)幅波ui(t)的值小于UR時(shí),二極管將會(huì)截止。也就是說(shuō),電平小于UR的包絡(luò)線不能被提取出來(lái),出現(xiàn)了失真,如圖6.4.4(b)、(c)所示。由于這種失真出現(xiàn)在調(diào)制信號(hào)的底部,故稱為底部切割失真。

7172

由圖6.4.4(b)可以看出,調(diào)幅信號(hào)的最小振幅或包絡(luò)線的最小電平為Uim(1-Ma),所以,要避免底部切割失真,必須使包絡(luò)線的最小電平大于或等于UR,

即:（6.4.6）

其中R′指RL與R的并聯(lián)值,即檢波器的交流負(fù)載。式(6.4.6)即為避免底部切割失真應(yīng)該滿足的要求。由此式可以看出,交流負(fù)載R′與直流負(fù)載R越接近,可允許的調(diào)幅指數(shù)越大。73返回底部切割失真如圖所示74在實(shí)際電路中,有兩種措施可減小交直流負(fù)載之間的差別。一是采用圖6.4.5所示的改進(jìn)電路,將檢波器直流負(fù)載R分成R1和R2兩部分。顯然,在直流負(fù)載不變的情況下,改進(jìn)電路的交流負(fù)載為

比原電路增大。通常取以免分壓過(guò)大使輸出到后級(jí)的信號(hào)減小過(guò)多。二是在檢波器與下一級(jí)電路之間插入一級(jí)射隨器,即增大RL的值。75圖6.4.5改進(jìn)后的二極管峰值包絡(luò)檢波器

76777879

4)Cc的取值應(yīng)使低頻調(diào)制信號(hào)能有效地耦合到RL上,即滿足:或

在集成電路里常采用由三極管包絡(luò)檢波器組成的差分電路,如圖6.4.6所示。其工作原理與二極管峰值包絡(luò)檢波器相似,讀者可自行分析,注意它的輸入電阻很大。取Cc=47μF80６.４.２同步檢波電路返回MC1496組成的同步檢波電路816.5.1混頻原理及特點(diǎn)6.5.2混頻干擾6.5.3混頻器的性能指標(biāo)6.5.4混頻電路返回6.5

混頻82概述在通信接收機(jī)中，混頻電路作用在于將不同載頻的高頻已調(diào)波信號(hào)變換為同一個(gè)固定載頻（一般稱為中頻）的高頻已調(diào)波信號(hào)，而保持其調(diào)制規(guī)律不變。例如，在超外差式廣播接收機(jī)中，把載頻位于535kHz～1605kHz中波波段各電臺(tái)的普通調(diào)幅信號(hào)變換為中頻為465kHz的普通調(diào)幅信號(hào)，把載頻位于88MHz的各調(diào)頻臺(tái)信號(hào)變換為中頻為10.7MHz的調(diào)頻信號(hào)；把載頻位于四十幾兆赫至近千兆赫頻段內(nèi)各電視臺(tái)信號(hào)變換為中頻為38MHz的視頻信號(hào)。由于設(shè)計(jì)和制作增益高、選擇性好、工作頻率較原載頻低的固定中頻放大器比較容易，所以采用混頻方式可大大提高接收機(jī)的性能。

83

混頻電路的輸入是載頻為fc的高頻已調(diào)波信號(hào)us(t)和頻率為fL的本地正弦波信號(hào)(稱為本振信號(hào))uL(t),輸出是中頻為fI的已調(diào)波信號(hào)uI(t)。通常取fI=fL-fc。以輸入是普通調(diào)幅信號(hào)為例：若us(t)=Ucm［1+kuΩ(t)］cos2πfct，本振信號(hào)為uL(t)=ULmcos2πfLt，則輸出中頻調(diào)幅信號(hào)為：uI(t)=UIm［1+kuΩ(t)］cos2πfIt?？梢?jiàn),調(diào)幅信號(hào)頻譜從中心頻率為fc處平移到中心頻率為fI處,頻譜寬度不變,包絡(luò)形狀不變。圖6.5.2是相應(yīng)的頻譜圖。

6.5.1混頻原理及特點(diǎn)846.5.1混頻原理及特點(diǎn)混頻電路原理圖普通調(diào)頻信號(hào)混頻頻譜圖85混頻電路原理圖動(dòng)畫演示86（１）混頻電路的輸入輸出均為高頻已調(diào)波信號(hào)。（２）混頻電路通常位于接收機(jī)前端，不但輸入已調(diào)波信號(hào)很小，而且若外來(lái)高頻干擾信號(hào)能夠通過(guò)混頻電路之前的選頻網(wǎng)絡(luò)，則也可能進(jìn)入混頻電路。選頻網(wǎng)絡(luò)的中心頻率通常是輸入已調(diào)波信號(hào)的載頻。返回特點(diǎn)：876.5.2混頻干擾

88

晶體管輸出的所有組合頻率分量為:

f=|±pfL±qfc±rfn1±sfn2|,p、q、r、s=0,1,2,…

在這些組合頻率分量中,只有p=q=1,r=s=0對(duì)應(yīng)的頻率分量fI=fL-fc才是有用的中頻,其余均是無(wú)用分量。若其中某些無(wú)用組合頻率分量剛好位于中頻附近

能夠順利通過(guò)混頻器內(nèi)中心頻率為fI的帶通濾波器,就可以經(jīng)中放、檢波后對(duì)有用解調(diào)信號(hào)進(jìn)行干擾,產(chǎn)生失真。另外,由冪級(jí)數(shù)分析法可知,p、q、r、s值越小所對(duì)應(yīng)的組合頻率分量的振幅越大,相應(yīng)的無(wú)用組合頻率分量產(chǎn)生的干擾就越大。

89下面以音頻調(diào)幅信號(hào)為例，對(duì)混頻干擾的幾種不同形式和來(lái)源進(jìn)行討論，最后給出了解決措施。1.信號(hào)和本振產(chǎn)生的組合頻率干擾（干擾哨聲）2.一個(gè)外來(lái)干擾和本振產(chǎn)生的組合頻率干擾（寄生通道干擾）若外來(lái)干擾和本振產(chǎn)生的無(wú)用組合頻率分量滿足則也會(huì)產(chǎn)生干擾作用。先不考慮外來(lái)干擾的影響。若信號(hào)和本振產(chǎn)生的組合頻率分量滿足|±pfL±qfc|=fI±F(6.5.2)

式中F為音頻,則此組合頻率分量能夠產(chǎn)生干擾。901)中頻干擾.當(dāng)p=0,r=1時(shí),,即外來(lái)干擾頻率與中頻相同.2)鏡頻干擾.當(dāng)p=r=1時(shí),。因?yàn)?所以與在頻率軸上對(duì)稱分列于的兩旁,互為鏡像，故稱為鏡像頻率(簡(jiǎn)稱鏡頻)。3.兩個(gè)外來(lái)干擾和本振產(chǎn)生的組合頻率干擾（互調(diào)干擾）若兩個(gè)外來(lái)干擾能夠進(jìn)入混頻電路，并且和本振共同產(chǎn)生的組合頻率分量滿足則也會(huì)產(chǎn)生干擾作用，通常稱為互相調(diào)制干擾(簡(jiǎn)稱互調(diào)干擾)。其中，r=1,s=2和r=2,s=1兩個(gè)組合頻率分量影響最大，由于r+s=3，故稱為三階互調(diào)干擾。顯然，其中兩個(gè)外來(lái)干擾頻率與載頻的關(guān)系分別為:

返回914.外來(lái)干擾和信號(hào)、本振產(chǎn)生的交叉調(diào)制干擾（交調(diào)干擾）92

交調(diào)干擾有兩個(gè)特點(diǎn):

（1）當(dāng)信號(hào)消失,即us=0,則它也消失；（2）能否產(chǎn)生交調(diào)干擾與外來(lái)干擾的頻率無(wú)關(guān),只取決于此外來(lái)干擾能否順利通過(guò)混頻電路之前的選頻網(wǎng)絡(luò)。顯然,能產(chǎn)生交調(diào)干擾和互調(diào)干擾的外來(lái)干擾頻率都靠近信號(hào)載頻fc

。

例如,

混頻電路之前的選頻網(wǎng)絡(luò)帶寬為10kHz,若fc=560kHz,則位于555kHz～565kHz范圍內(nèi)的外來(lái)干擾都可能產(chǎn)生三階交調(diào)干擾。

5.包絡(luò)失真和強(qiáng)信號(hào)阻塞干擾936.減小或避免混頻干擾的措施

（１）選擇合適的中頻;（２）提高混頻電路之前選頻網(wǎng)絡(luò)的選擇性，減少進(jìn)入混頻電路的外來(lái)干擾，這樣可減小交調(diào)干擾和互調(diào)干擾。（３）采用具有平方律特性的場(chǎng)效應(yīng)管，模擬乘法器或利用平衡抵消原理組成的平衡混頻電路或環(huán)形混頻電路，可以大大減少無(wú)用組合頻率分量的數(shù)目，尤其是靠近有用頻率的無(wú)用組合頻率分量，從而降低了各種組合頻率分量干擾產(chǎn)生的可能性。946.5.3

混頻的性能指標(biāo)1、混頻增益

混頻增益定義為混頻器輸出中頻信號(hào)與輸入信號(hào)大小之比。2、噪聲系數(shù)

混頻器的噪聲系數(shù)定義為混頻器輸入信噪功率比和輸出中頻信號(hào)噪聲功率的比值。3、隔離度返回

隔離度是指三個(gè)端口（輸入、本振和中頻）相互之間的隔離程度，即本端口的信號(hào)功率與其泄漏到另一個(gè)端口的功率之比。95例如，本振口至輸入口的隔離度定義為

顯然，隔離度應(yīng)越大越好。由于本振功率較大，故本振信號(hào)的泄漏更為重要。4、1dB壓縮點(diǎn)功率和三階互調(diào)截點(diǎn)功率理想混頻器輸出的中頻信號(hào)振幅應(yīng)該和輸入已調(diào)波信號(hào)的振幅成正比，即混頻增益為常數(shù)。由6.5.2節(jié)關(guān)于包絡(luò)失真的分析可知，式（6.5.1）中二次方項(xiàng)產(chǎn)生這一線性關(guān)系，而四次方項(xiàng)產(chǎn)生的中頻分量振幅與輸入信號(hào)振幅Us

的三次方成正比。96

對(duì)于實(shí)際混頻器來(lái)說(shuō)，用式（6.5.1）描述的轉(zhuǎn)移特性中參數(shù)a4是負(fù)數(shù)，所以隨著Us的加大，增益將會(huì)減小，這一現(xiàn)象稱為增益壓縮。也就是說(shuō)，在輸入信號(hào)較小時(shí)，輸出中頻信號(hào)隨輸入信號(hào)近似成線性增大；當(dāng)輸入信號(hào)較大時(shí)，輸出中頻信號(hào)隨輸入信號(hào)的增大速率將會(huì)逐漸變小。定義混頻器的實(shí)際功率增益低于理想線性功率增益1dB（相當(dāng)于減少了21%）時(shí)對(duì)應(yīng)的信號(hào)功率點(diǎn)（圖6.5.5中A點(diǎn)）為1dB壓縮點(diǎn)，相應(yīng)的輸入、輸出信號(hào)功率分別用輸入P1dB、輸出P1dB表示，單位均為dBm，如圖6.5.5所示。97圖6.5.5混頻器線性性能指標(biāo)示意圖

98圖6.5.5中給出了三階互調(diào)失真功率線PM3，它的斜率是3。PM3與PI1的交點(diǎn)（圖中B點(diǎn)）稱為三階互調(diào)截點(diǎn)（ThirdOrderIntermodulationInterceptPoint），表示在該點(diǎn)輸出中頻信號(hào)功率與三階互調(diào)失真功率相等。對(duì)應(yīng)的輸出中頻信號(hào)功率和輸入信號(hào)（或干擾）功率分別用OIP3和IIP3表示，統(tǒng)稱IP3。99

P1dB和IP3數(shù)值大小與器件非線性特性有直接關(guān)系，而且三階互調(diào)失真在各種混頻非線性失真中是較嚴(yán)重的一種，所以這是衡量混頻器線性性能的兩個(gè)重要指標(biāo)。顯然，這兩個(gè)指標(biāo)數(shù)值越大，表示混頻器的線性工作范圍越寬，線性性能越好。

P1dB和IP3也可以作為高頻小信號(hào)放大器和高頻功率放大器的線性性能指標(biāo)。第2章2.3.1節(jié)和第3章3.1節(jié)曾分別提到這一點(diǎn)。通?；祛l器采用輸入P1dB和IIP3，放大器采用輸出P1dB和OIP3。1006.5.4混頻電路

晶體管混頻電路具有增益高，噪聲低的優(yōu)點(diǎn)，但混頻干擾大。場(chǎng)效應(yīng)管混頻電路由于其平方律特性，受混頻干擾小。

二極管平衡和環(huán)形混頻電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，噪聲低，受混頻干擾小，工作頻率高（可達(dá)近千兆赫）。

采用模擬乘法器組成的集成混頻電路，不但受混頻干擾小，而且調(diào)整容易，輸入信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍較大。101１．晶體管混頻電路圖6.5.6晶體管混頻電路原理圖102103則有:其中中頻電流分量為:若定義混頻跨導(dǎo)

,即中頻電流振幅I1

與輸入信號(hào)振幅之比。

上式中Us是us的振幅,g1是晶體管跨導(dǎo)中的基頻(fL)分量振幅?？闪钍?5.3.2)中n=1,ω1=ωL,對(duì)g(t)進(jìn)行積分而求出g1,而跨導(dǎo)104若回路總諧振電導(dǎo)為,則可以求得混頻電壓增益

給混頻電路提供的本振信號(hào)可以由單獨(dú)的振蕩電路產(chǎn)生,也可以由混頻晶體管本身產(chǎn)生。由一個(gè)晶體管同時(shí)產(chǎn)生本振信號(hào)、實(shí)現(xiàn)混頻的電路通常稱為變頻器。

下圖給出了一個(gè)典型收錄機(jī)變頻器電路。返回上一頁(yè)下一頁(yè)105晶體管變頻器106

本振頻率容易受信號(hào)載頻的牽引,無(wú)法兼顧使振蕩與混頻都處于最佳工作狀態(tài),且一般工作頻率不高。

優(yōu)點(diǎn)電路簡(jiǎn)單,節(jié)省元器件缺點(diǎn)107108所以

將UBB(t)=UBB0+ULmcosωLt代入,得到g1=(2a2+6a3UBB0+12a4U2BB0+3a4U2Lm)ULm由此可求得:109

2.二極管混頻電路

圖6.5.8二極管平衡混頻電路原理圖

●二極管平衡混頻電路110由圖可見(jiàn),若忽略輸出電壓uI的反饋?zhàn)饔?則加在兩個(gè)二極管上的電壓分別是：u1=uL+usu2=uL-us由于us很小,uL很大,故二極管工作在受uL控制的開(kāi)關(guān)工作狀態(tài)。因?yàn)樵趗L正半周時(shí)兩個(gè)二極管同時(shí)導(dǎo)通，負(fù)半周時(shí)兩個(gè)二極管同時(shí)截止，故根據(jù)KVL可寫出兩個(gè)回路電壓方程分別為111將第5章5.3節(jié)中式（5.3.5）代入上式，若可求得i=i2-i1中的組合頻率分量為其中中頻電流分量為其中,RD是二極管導(dǎo)通電阻.兩方程相減,得(6.5.9)(6.5.10)112圖6.5.9二極管環(huán)形混頻電路原理圖

●二極管環(huán)形混頻電路113圖6.5.9二極管環(huán)形混頻電路原理圖

114

圖6.5.9（a）所示雙平衡(環(huán)形)混頻電路可看成是由兩個(gè)二極管平衡混頻電路組合而成的。其中一個(gè)平衡電路由us1、V1、V2、RL與uL組成，與圖6.5.8所示電路相同。另一個(gè)平衡電路由us2、V3、V4、RL與uL組成，如圖6.5.9（b）所示。兩個(gè)平衡電路分別在uL的正半周和負(fù)半周導(dǎo)通。在uL

正半周,二極管V1

、V2導(dǎo)通,對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)函數(shù)為K1(ωLt)，流經(jīng)RL的電流如式（6.5.9）所示；在uL負(fù)半周,二極管V3、V4導(dǎo)通,對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)函數(shù)為K1(ωLt-π)，根據(jù)圖6.5.9（b），采用類似圖6.5.8的分析方法，可以求得通過(guò)RL的電流為115(6.5.11)所以，通過(guò)RL的總電流為

將式(5.3.9)代入,可求得i中的組合頻率分量為|±(2n-1)ωL±ωc|,n=1,2,3,…。其中中頻電流分量為(6.5.12)

平衡混頻電路與環(huán)形混頻電路輸出的無(wú)用組合頻率分量均比晶體管混頻電路少,而環(huán)形電路比平衡電路還要少一個(gè)ωc分量,且增益加倍。116

環(huán)形混頻電路的輸入信號(hào)端口和本振信號(hào)端口均采用變壓器耦合，將單端輸入變?yōu)槠胶廨斎?，既可根?jù)需要進(jìn)行阻抗變換，而且兩個(gè)端口之間具有良好的隔離。若變壓器中心抽頭上下對(duì)稱，四個(gè)二極管特性一致，則對(duì)于本振信號(hào)而言，A、B兩點(diǎn)是等電位，因?yàn)楸菊裥盘?hào)通過(guò)V1、V2在B點(diǎn)產(chǎn)生的電壓與通過(guò)V3、V4在A點(diǎn)產(chǎn)生的電壓相等，所以輸入端口無(wú)本振信號(hào)輸出。同樣，對(duì)于輸入信號(hào)而言，C、D兩點(diǎn)是等電位，所以本振端口無(wú)輸入信號(hào)輸出。另外，從式（6.5.11）可知，中頻端口輸出電流中無(wú)輸入信號(hào)和本振信號(hào)頻率分量，即中頻端口與其它兩個(gè)端口也有良好的隔離。實(shí)際上，由于變壓器中心抽頭的非完全對(duì)稱性和二極管特性的微小失配，各端口之間的隔離并非很理想。顯然，

環(huán)形混頻電路的性能優(yōu)于平衡混頻電路。117實(shí)際的二極管環(huán)形混頻電路通過(guò)2個(gè)二極管并聯(lián)、串聯(lián)小電阻的方式，進(jìn)一步保證每個(gè)支路的性能接近。118

【例6.5】在圖例6.5（a）所示二極管平衡電路原理圖中，u1和u2是輸入信號(hào)，uo是輸出信號(hào)。若采用此電路進(jìn)行普通調(diào)幅、雙邊帶調(diào)幅和同步檢波，u1和u2各應(yīng)該是什么信號(hào)？負(fù)載ZL1、ZL2各應(yīng)該采用什么形式元件？試寫出有關(guān)表達(dá)式。

圖例6.5119

解：（1）進(jìn)行普通調(diào)幅時(shí)，u1、u2應(yīng)分別是載波和調(diào)制信號(hào)，負(fù)載可采用變壓器耦合LC回路，如圖例6.5（b）所示。二極管應(yīng)工作在受大信號(hào)u1控制的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，在u1的正、負(fù)半周內(nèi)V1、V2分別導(dǎo)通。設(shè)gD是二極管導(dǎo)通電導(dǎo)，忽略負(fù)載電壓的反饋?zhàn)饔茫瑒t有u1=Ucm

cosωct，

u2=uΩ（t）i1=gD(u1+u2)K1(ωct)i2=gD(u1+u2)K1(ωct-π)

120所以

121

（2）進(jìn)行雙邊帶調(diào)幅時(shí)，u1、u2應(yīng)分別是調(diào)制信號(hào)和載波，負(fù)載形式與普通調(diào)幅時(shí)相同。二極管應(yīng)工作在受大信號(hào)u2控制的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，在u2的正半周內(nèi)V1、V2均導(dǎo)通，負(fù)半周內(nèi)V1、V2均截止，故有所以

122

（3）進(jìn)行同步檢波時(shí)，u1、u2應(yīng)分別是調(diào)幅波和本地載波，負(fù)載ZL1和ZL2為相同參數(shù)的RC低通濾波器，如圖例6.5（c）所示。二極管應(yīng)工作在受大信號(hào)u2控制的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，分析過(guò)程與雙邊帶調(diào)幅相似。設(shè)u1是雙邊帶調(diào)幅波，u1=kuΩ（t）cosωct，u2=Urm

cosωct,故123其中，低頻分量為 ，k是比例系數(shù)。從而， 同理可求得所以

考慮到負(fù)載電壓的反饋?zhàn)饔?，上述三種情況下實(shí)際輸出要比計(jì)算值小。1243.模擬乘法器組成的混頻電路上一頁(yè)返回1256.6倍頻返回6.6.1倍頻原理及用途

倍頻電路輸出信號(hào)的頻率是輸入信號(hào)頻率的整數(shù)倍，即倍頻電路可以成倍地把信號(hào)頻譜搬移到更高的頻段。所以，倍頻電路也是一種線性頻率變換電路。

實(shí)現(xiàn)倍頻的原理有以下幾種：（１）利用晶體管等非線性器件產(chǎn)生輸入信號(hào)頻率的各次諧波分量，然后用調(diào)諧于n次諧波的帶通濾波器取出n倍頻信號(hào)。（２）將輸入信號(hào)同時(shí)輸入模擬乘法器的兩個(gè)輸入端進(jìn)行自身線性相乘，則乘法器輸出交流126分量就是輸入的二倍頻信號(hào)．比如，若輸入是單頻信號(hào)，則輸出（３）利用鎖相倍頻方式進(jìn)行倍頻，在第8章第8.4節(jié)將具體進(jìn)行討論。返回1276.6.2晶體管倍頻器晶體管倍頻器的電路結(jié)構(gòu)與晶體管丙類諧振放大器基本相同。1.晶體管倍頻器諧振回路的中心頻率調(diào)諧為輸入信號(hào)頻率或中心頻率的n倍,n為正整數(shù)。2.晶體管丙類諧振放大器諧振回路的中心頻率與輸入信號(hào)中心頻率相同。區(qū)別128晶體管倍頻器有以下幾個(gè)特點(diǎn)：１）倍頻數(shù)n一般不超過(guò)3～4，且應(yīng)根據(jù)倍頻數(shù)選擇最佳的導(dǎo)通角。２）必須采取良好的輸出濾波措施。（１）提高輸出回路的有載品質(zhì)因數(shù)一般應(yīng)滿足（２）采用選擇性好的帶通濾波器，如多個(gè)LC串并聯(lián)諧振回路組成的型濾波網(wǎng)絡(luò)。返回π

129圖6.6.1高選擇性帶通濾波網(wǎng)絡(luò)

圖6.6.1示網(wǎng)絡(luò)調(diào)諧在輸入信號(hào)基頻f0的三倍頻上,對(duì)基波和二、四次諧波呈現(xiàn)帶阻性質(zhì),故選擇性非常好。1306.7接收機(jī)中的自動(dòng)增益控制電路6.7.1工作原理與性能指標(biāo)1.電路組成框圖圖6.7.1自動(dòng)增益控制電路的組成

131132

2.誤差信號(hào)提取過(guò)程

在AGC電路中,誤差信號(hào)提取電路采用電壓比較器。反饋網(wǎng)絡(luò)由電平檢測(cè)器、低通濾波器和直流放大器組成。反饋網(wǎng)絡(luò)檢測(cè)出輸出信號(hào)振幅電平（平均電平或峰值電平）,濾去不需要的較高頻率分量,然后進(jìn)行適當(dāng)放大后與恒定的參考電平UR比較,產(chǎn)生一個(gè)誤差信號(hào)?？刂菩盘?hào)發(fā)生器在這里可看作是一個(gè)比例環(huán)節(jié),增益為ｋ1。若Ux減小而使Uy減小時(shí),環(huán)路產(chǎn)生的控制信號(hào)uc將使增益Ａg增大,從而使Uy趨于增大。若Ux增大而使Uy增大時(shí),環(huán)路產(chǎn)生的控制信號(hào)uc將使增益Ａg減小,從而使Uy趨于減小。無(wú)論何種情況,通過(guò)環(huán)路不斷地循環(huán)反饋,都應(yīng)該使輸出信號(hào)振幅Uy保持基本不變或僅在較小范圍內(nèi)變化。133

3、濾波器的作用環(huán)路中的低通濾波器是非常重要的。由于發(fā)射功率的變化，距離遠(yuǎn)近變化，電波傳播衰落等引起信號(hào)強(qiáng)度的變化是比較緩慢的，因此整個(gè)環(huán)路應(yīng)具有低通傳輸特性