現(xiàn)代通信原理-ch2語音信號(hào)的數(shù)字傳輸

第二講

語音信號(hào)的數(shù)字傳輸2第一節(jié)概述第二節(jié)脈沖編碼調(diào)制（PCM）第三節(jié)自適應(yīng)脈沖編碼調(diào)制（ADPCM)第四節(jié)復(fù)用技術(shù)主要內(nèi)容3知識(shí)點(diǎn)PCMPCM系統(tǒng)組成及各組成部分的作用(*)抽樣定理及應(yīng)用；抽樣信號(hào)的重建(*)量化、最佳量化器、均勻量化器、最佳非均勻量化器、實(shí)際非均勻量化器(*)量化信噪比與量化比特?cái)?shù)的關(guān)系（*）通信中語音量化采用13折線的理由(*)A律國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)編、譯碼的方法；非線性碼到線性碼的轉(zhuǎn)換(*)4ADPCMDPCM組成；系統(tǒng)總量化信噪比、預(yù)測(cè)增益復(fù)用技術(shù)幾種復(fù)用技術(shù)的概念（*）OFDM基本原理、理解OFDM優(yōu)缺點(diǎn)（*）PCM基群速率及來歷復(fù)用與復(fù)接的概念PDH與SDH的比較第一節(jié)概述6概述語音信號(hào)數(shù)字編碼方法7語音信號(hào)數(shù)字編碼方法波形編碼參量編碼混合編碼編碼方法PCM△M－－－16～64KbpsADPCMLPC－－1.2~4.8Kbps88－－－RPE_LPT（規(guī)則脈沖激勵(lì)長(zhǎng)期預(yù)測(cè)）－泛歐GSM－13Kbps89－－－VSELP（矢量和線性預(yù)測(cè)）－8Kbps93－－－QCELP－IS960.8K~8.5Kbps96－－－EVRC－IS1278PCMLPC混合編碼波形編碼參量編碼?編碼速率大?編碼語音質(zhì)量高?編碼語音質(zhì)量差?編碼速率低9分析器合成器源語音余量信號(hào)合成語音LP分析激勵(lì)線性預(yù)測(cè)編碼10激勵(lì)信號(hào)發(fā)生器綜合濾波器源語音感覺加權(quán)均方誤差最小合成分析法多脈沖線性預(yù)測(cè)編碼碼激勵(lì)線性預(yù)測(cè)編碼LP分析激勵(lì)第二節(jié)

脈沖編碼調(diào)制（PCM）12脈沖編碼調(diào)制（PCM）2.1脈沖調(diào)制方法2.2PCM原理2.3抽樣2.4量化2.5編碼132.1脈沖調(diào)制方法14PAM15理想抽樣：1617自然抽樣：18平頂抽樣：192.2PCM原理20發(fā)送端：主要包括抽樣、量化、編碼三個(gè)過程。

a.抽樣：是把連續(xù)時(shí)間模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成離散時(shí)間連續(xù)幅度的抽樣 信號(hào)，也即脈沖幅度調(diào)制信號(hào)（PAM）；b.量化：是把離散時(shí)間連續(xù)幅度的抽樣信號(hào)轉(zhuǎn)換成離散時(shí)間、離 散幅度的數(shù)字信號(hào)（也即量化的PAM信號(hào)）；

c.編碼：將量化后的信號(hào)編碼形成一個(gè)二進(jìn)制碼組輸出。

從通信中的調(diào)制概念看，可以認(rèn)為PCM編碼過程是模擬信號(hào)調(diào)制一個(gè)二進(jìn)制脈沖序列的過程，載波為脈沖序列，調(diào)制改變脈沖序列的有無或“1”、“0”，所以稱其為脈沖編碼調(diào)制。

除此之外，發(fā)送端的預(yù)濾波器的作用是為了將模擬信號(hào)的頻帶限制在一定范圍內(nèi)，比如將語音信號(hào)限制在300Hz～3400Hz的頻帶內(nèi)，其目的是為了消除抽樣時(shí)引起的頻譜混疊。21接收端：

a.二進(jìn)制碼組反變換成重建的模擬信號(hào)，即對(duì) PCM譯碼，得PAM信號(hào)；

b.PAM信號(hào)經(jīng)低通濾波器（LPF）還原成模擬信號(hào) （包含量化噪聲及信道傳輸誤碼引起的噪聲）。實(shí)際中，一般采用抽樣保持電路，所以低通濾波器均需采用x/sinx型頻率響應(yīng)以補(bǔ)償抽樣保持電路引入的頻率失真。22232.3抽樣抽樣間隔的確定信號(hào)重建24低通抽樣一個(gè)頻帶限制在內(nèi)的連續(xù)信號(hào)，如果抽樣頻率大于或等于,則可以由抽樣序列無失真地重建恢復(fù)原始信號(hào)。2526δT(t)δT(f)-2fs-fs0fs2fs

f-fHfH00tf2fsfsfs0tt00Ts2Ts要使抽樣序列的頻譜不相交迭，則要求，其中是低通信號(hào)的帶寬，即要求：27帶通抽樣帶通抽樣定理告訴我們，對(duì)于帶通信號(hào)，抽樣頻率應(yīng)滿足下列關(guān)系式：其中N為不超過的最大正整數(shù)。由此可知，必有0≤M<1。28帶通信號(hào)的抽樣

帶通信號(hào)的頻譜限制在，帶寬為

0B信號(hào)經(jīng)抽樣頻率為的脈沖序列抽樣后，它的頻譜為：29要求從抽樣序列中不失真的恢復(fù)出原來信號(hào)，則要求

不相重迭。（1）當(dāng)若選，或，則可以保證平移后的頻譜不相重迭。這時(shí)可以用通帶為（fL,fH)的帶通濾波器選出這個(gè)帶通信號(hào)。

0B30（2）當(dāng)時(shí)

0B同樣如果抽樣頻率滿足，則頻譜搬移過程中不會(huì)發(fā)生重迭的。見P109，圖5-8。

31從

則從

從

從

則從

一般則從

注意：低通信號(hào)的不重迭抽樣頻率要求，帶通信號(hào)則要求，

32抽樣間隔的確定信號(hào)重建33內(nèi)插濾波3435階梯波重建36階梯波重建37抽樣保持τ低通在低通濾波之前用頻率響應(yīng)為的網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行校正

382.4量化參考資料9.《數(shù)字通信原理》《PrinciplesofDigitalCommunication》加拉格(RobertG.Gallager)第三章量化標(biāo)量量化：模擬實(shí)數(shù)映射為離散實(shí)數(shù)。矢量量化：一次對(duì)n個(gè)信源變量進(jìn)行編碼。設(shè)計(jì)準(zhǔn)則上考慮：給定量化集條件下均方失真最??；給定量化輸出熵條件下的均方失真最小?！鼐幋a量化392.4量化1.基本概念2.最佳量化器3.量化方式均勻量化（正弦、語音信號(hào)）最佳非均勻量化實(shí)際的非均勻量化401.基本概念分層電平量化電平量化電平數(shù)量化間隔量化誤差×××××412.最佳量化器最佳：即使量化誤差的均方值最小42

稱為量化噪聲，量化噪聲一般用均方誤差來度量。設(shè)輸入信號(hào)的概率分布密度為，則量化噪聲

若把積分區(qū)域分割成L個(gè)量化間隔43最佳量化器就是在給定輸入信號(hào)概率密度與量化電平數(shù)L的條件下，求出一組分層電平值與量化電平值使均方誤差為最小值。44由物理意義：分層電平在量化電平的中點(diǎn)。45物理意義：量化電平在量化間隔的質(zhì)心。最佳值不能用閉合公式表示，通常通過迭代方法逐次逼近。

P116，表5-1四種分布的最佳量化特性46討論：L>>1時(shí)，

最佳量化電平正好在分層電平的中點(diǎn)。47量化噪聲48當(dāng)很小時(shí)，可寫成積分形式

為最大量化電平超過（－V，V）時(shí)，稱為量化過載

過載噪聲

Px(x)對(duì)稱分布時(shí)49總量化噪聲503.量化方式（1）均勻量化

（正弦、語音信號(hào)）（2）最佳非均勻量化（3）實(shí)際的非均勻量化理想對(duì)數(shù)量化A律壓縮特性A律壓縮特性的實(shí)現(xiàn)51(1)均勻量化分層間隔

L為分層數(shù)有：

此時(shí)，量化噪聲與信號(hào)統(tǒng)計(jì)特性無關(guān)。52例1. 若量化器輸入信號(hào)為正弦信號(hào)，Am為幅度量化信噪比

,為編碼位數(shù)（二進(jìn)制）。令歸一化有效值53則用dB來表示

時(shí)，剛發(fā)生過載此時(shí)，增加1位，增大6dB

54例2. 實(shí)際語音信號(hào)語音信號(hào)幅度的概率密度可近似地用拉普拉斯分布來表示，即這里，是信號(hào)的均方根值。

55當(dāng)D＜0.2時(shí)，過載噪聲很小，有

56

電話語音信號(hào)的均方值變動(dòng)范圍即語音動(dòng)態(tài)范圍可達(dá)（40－50）dB，高質(zhì)量電話（長(zhǎng)途電話）的至少應(yīng)大于25dB以上。如果采用均勻量化，為了滿足在40－50dB的范圍內(nèi)的大于25dB的要求，必須采用n=12位的均勻量化器。57(2)最佳非均勻量化

對(duì)于語音信號(hào)而言，采用均勻量化是不合理的，小信號(hào)出現(xiàn)概率大，對(duì)噪聲功率的貢獻(xiàn)也大，為了使提高，應(yīng)當(dāng)減小小信號(hào)時(shí)的量化間隔。為此，應(yīng)采用非均勻量化，小信號(hào)時(shí)量化“細(xì)”，大信號(hào)時(shí)量化“粗”。即采用“瞬時(shí)壓擴(kuò)”的概念，以改善信噪比。5859（x）求該值最小時(shí)的f(x)特性60根據(jù)泛函求極值——拉格朗日乘子法：?jiǎn)栴}和結(jié)論：針對(duì)分布為拉普拉斯分布的語音信號(hào)，f(x)與信號(hào)的方差有關(guān)。圖5-19表明：方差偏離最佳值，量化信噪比急劇下降，故最佳壓縮特性未獲得實(shí)際應(yīng)用。61(3)實(shí)際非均勻量化理想對(duì)數(shù)量化按照信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)量化信噪比保持平穩(wěn)來設(shè)計(jì)：?jiǎn)栴}和結(jié)論：實(shí)際中無法實(shí)現(xiàn)，要對(duì)小信號(hào)段進(jìn)行修正。62A律壓縮特性按照信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)量化信噪比保持平穩(wěn)來設(shè)計(jì)：?jiǎn)栴}和結(jié)論：實(shí)現(xiàn)困難，實(shí)際中采用13折線法來逼近。ITUG.712建議中取A＝87.66364Z65最佳量化器均勻量化器非均勻量化器理想對(duì)數(shù)量化器A律對(duì)數(shù)壓縮特性量化13折線A律壓縮特性量化662.5編碼（A律國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)）

（1）碼型 （2）規(guī)則 （3）幾個(gè)問題67自然二進(jìn)制碼與折迭二進(jìn)制碼

折迭碼的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是對(duì)于小電平信號(hào)（絕對(duì)值?。?，若發(fā)生一個(gè)“比特”錯(cuò)誤所產(chǎn)生的誤差比自然碼小。大信號(hào)時(shí)自然二進(jìn)碼誤差小。

（以最高位出錯(cuò)為例）68規(guī)則：8位二進(jìn)制碼

M1M2M3M4M5M6M7M8極性碼段落碼段內(nèi)碼（電平碼）量化間隔：最大：△max=(1/2)/(24)=1/32

最?。骸鱩in=(1/27)/(24)=1/211

=1/204869段落序號(hào)段落碼M2M3M4

8765432111111010110001101000100070量化序號(hào)段內(nèi)碼M5M6M7M81514131211109876543210111111101101110010111010100110000111011001010100001100100001000071幾個(gè)問題1)多少位線性碼才能達(dá)到最小量化間隔？2）對(duì)數(shù)PCM轉(zhuǎn)換為線性PCM的原因及方法。p1343）最小量化間隔為2單位與1單位的區(qū)別？p13472非均勻量化7位碼到11位均勻量化線性碼的轉(zhuǎn)換：101/21/81/41/801/161/1281/641/3211111010110001101000000173000ABCD001ABCD010ABCD011ABCD100ABCD101ABCD110ABCD111ABCD0000000ABCD0000001ABCD000001ABCD×00001ABCD××0001ABCD×××001ABCD××××01ABCD×××××1ABCD××××××非均勻量化7位碼到11位均勻量化線性碼的轉(zhuǎn)換：7位11位線性碼＋16×2×2×2×2×2×27475第三節(jié)ADPCM77自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制（ADPCM）3.1DPCM基本原理目的方法收發(fā)端具體實(shí)現(xiàn)線性預(yù)測(cè)3.2自適應(yīng)預(yù)測(cè)、自適應(yīng)量化78

利用信源記憶性，用前面的樣本預(yù)測(cè)后面的樣本，可以改善PCM的性能。使在相同量化電平數(shù)目下，量化誤差減少；或者在相同量化誤差下使量化電平數(shù)M減少，從而降低碼率。DPCM技術(shù)正是利用以前的樣本值來預(yù)測(cè)當(dāng)前樣本值，然后對(duì)樣本值與預(yù)測(cè)值的差值進(jìn)行量化，這樣可以減少量化電平數(shù)。79原始信號(hào)：抽樣器量化器編碼器預(yù)測(cè)器譯碼器預(yù)測(cè)器-預(yù)測(cè)信號(hào)：重建信號(hào)：差值信號(hào)：量化差值信號(hào)：80如果發(fā)、收端的預(yù)測(cè)器相同，而且信道傳輸沒有誤碼，則

當(dāng)采用N階線性預(yù)測(cè)器時(shí)：DPCM誤差為：抽樣器量化器編碼器預(yù)測(cè)器譯碼器預(yù)測(cè)器-81系統(tǒng)總的量化信噪比為：抽樣器量化器編碼器預(yù)測(cè)器譯碼器預(yù)測(cè)器-預(yù)測(cè)增益82P(Z)-極點(diǎn)預(yù)測(cè)器：即對(duì)Se(k)由其之前的N個(gè)S(N-i）（i=1,2,…，N）的線性組合來預(yù)測(cè)：即取Z變換：83P(Z)+為全極點(diǎn)預(yù)測(cè)器84P(Z)-P(Z)-發(fā)端：在實(shí)際中，采用本地解碼信號(hào)Sr(k)作為預(yù)測(cè)器的輸入信號(hào)。P(Z)+發(fā)端收端85實(shí)現(xiàn)最佳預(yù)測(cè)，關(guān)鍵求出，使Gp最大，即E[d2]最小。忽略量化誤差，有：令：可求得最佳預(yù)測(cè)系數(shù)。868788899091第四節(jié)復(fù)用技術(shù)93復(fù)用技術(shù)4.1頻分多路復(fù)用（FDM）直接法FDM復(fù)級(jí)法FDM4.2正交頻分復(fù)用（OFDM） OFDM基本原理4.3時(shí)分多路復(fù)用（TDM）TDM基本原理時(shí)分復(fù)用的PCM系統(tǒng)PCM30/32路典型終端介紹944.1頻分多路復(fù)用（FDM）95直接法：復(fù)用路數(shù)不很大時(shí)采用。96復(fù)級(jí)法：利用多級(jí)調(diào)制產(chǎn)生合成信號(hào)與直接法比較其載波數(shù)少！97立體聲廣播信號(hào)頻譜結(jié)構(gòu)98

調(diào)頻立體聲廣播系統(tǒng)發(fā)送與接收原理圖

(a)發(fā)送端;(b)接收端99ADSL頻譜結(jié)構(gòu)1001014.2正交頻分復(fù)用（OFDM）102單載波調(diào)制：把數(shù)據(jù)流所構(gòu)成的基帶信號(hào)去調(diào)制一個(gè)載波。多載波調(diào)制：先把高速數(shù)據(jù)流經(jīng)串并變換轉(zhuǎn)換成一組低速數(shù)據(jù)流，然后各自去調(diào)制相應(yīng)載波，并行傳輸。多載波調(diào)制，也稱為多音調(diào)調(diào)制。通常的頻分復(fù)用（FDM）就是多載波調(diào)制。正交頻分復(fù)用調(diào)制（OFDM）是一種特殊的多載波調(diào)制方式。內(nèi)容選自參考書7：《數(shù)字通信基礎(chǔ)》電子工業(yè)出版社仇佩亮1031、OFDM方式允許各子信道頻譜重迭；

節(jié)省了的頻帶

ff2．為了防止各子信道之間的串?dāng)_，OFDM要求各子載波相互正交；

3．OFDM可以利用離散Fourier變換（DFT）來實(shí)現(xiàn)其調(diào)制和解調(diào)；

正交頻分復(fù)用調(diào)制與傳統(tǒng)的頻分復(fù)用的區(qū)別：104OFDM的優(yōu)點(diǎn)：OFDM把數(shù)據(jù)流分成多個(gè)低碼率的子數(shù)據(jù)流，用這些低碼率子數(shù)據(jù)流去調(diào)制相應(yīng)的子載波。這樣使被傳輸?shù)能尢?hào)的持續(xù)時(shí)間展寬，有利于減少碼間干擾（ISI）；由于整個(gè)信道頻帶被分成一系列子頻帶，所以窄帶干擾只影響其中一個(gè)或少數(shù)幾個(gè)子信道，對(duì)于大多數(shù)子信道沒有影響，因而OFDM減輕了窄帶干擾和頻率選擇性干擾的影響。通過自適應(yīng)技術(shù)可使受干擾輕的子信道傳輸較高的碼率，受干擾嚴(yán)重的子信道傳輸?shù)偷拇a率、或者干脆不傳輸任何信息，這樣可以充分利用信道容量，實(shí)現(xiàn)信息論中的灌水原則【見下頁參考文獻(xiàn)】。OFDM有許多優(yōu)良性能，使得它在通信中，特別在寬帶傳輸中，如DVB、DAB、ADSL、無線局域網(wǎng)和無線廣域網(wǎng)中獲得廣泛應(yīng)用。105余官定;張朝陽;仇佩亮.OFDM系統(tǒng)功率和比特分配算法研究[J]

電子與信息學(xué)報(bào),2005,V27(9):1479-1482

MunzG,PfietschingerS,SpeidelJ.AnefficientwaterfillingalgorithmformultipleaccessOFDM.IEEEGLOBECOM’02,Taipei,Taiwan,2002,1:681-685.106OFDM的某些缺點(diǎn)：對(duì)于同步有更高要求；OFDM是多路載波的合并傳輸，故有時(shí)多路子載波同相合并，增強(qiáng)了信號(hào)幅度，有時(shí)反相合并會(huì)抵消了信號(hào)幅度，所以O(shè)FDM信號(hào)的幅度起伏較大，造成信號(hào)峰均比較大，使得OFDM對(duì)于功率線性放大提出了嚴(yán)格要求。1071OFDM的基本模型與DFT實(shí)現(xiàn)

一般OFDM的每個(gè)子載波采用PSK調(diào)制或QAM調(diào)制。令N表示子載波數(shù)目，T表示OFDM符號(hào)的有效持續(xù)時(shí)間，表示第i個(gè)子信道上傳輸?shù)膹?fù)數(shù)數(shù)據(jù)符號(hào)，是第i個(gè)子載波的頻率，為矩形脈沖波形，即從時(shí)刻開始的一個(gè)OFDM苻號(hào)為

，相應(yīng)的復(fù)數(shù)等效基帶信號(hào)可表示為：，108圖中表示組成OFDM信號(hào)的4個(gè)子載波。在實(shí)際系統(tǒng)中各子載波的幅度和相位往往是不相同的。但在一個(gè)OFDM的有效符號(hào)時(shí)間T中都包含了每個(gè)子載波的整數(shù)個(gè)周期，而且相鄰子載波在一個(gè)OFDM有效符號(hào)時(shí)間中相差一個(gè)周期。

109子載波的正交性，及解調(diào)：所以O(shè)FDM接收機(jī)對(duì)第k個(gè)子載波解調(diào)為，于是其它的子載波對(duì)于解調(diào)子載波不造成干擾。由于OFDM子載波之間的正交性，即110OFDM信號(hào)的頻譜可看成是周期為T的矩形脈沖波形的頻譜與各子載波頻率上的函數(shù)的卷積。

OFDM信號(hào)的頻譜：111用離散Fourier逆變換（IDFT）構(gòu)成OFDM基帶信號(hào)：對(duì)復(fù)數(shù)等效基帶信號(hào)以時(shí)間間隔采樣，得到

表示是對(duì)進(jìn)行IDFT運(yùn)算的結(jié)果。反過來在接收端為了恢復(fù)出數(shù)據(jù)，可以對(duì)進(jìn)行反變換，即DFT變換，

OFDM的調(diào)制和解調(diào)可以由IDFT和DFT來完成。通過N點(diǎn)IDFT運(yùn)算把頻域數(shù)據(jù)符號(hào)變換成時(shí)域數(shù)據(jù)符號(hào)，然后經(jīng)過加循環(huán)前綴、并串變換和數(shù)模變換轉(zhuǎn)換成時(shí)域波形，再經(jīng)過頻率上搬移到射頻，發(fā)送出去。在接收端進(jìn)行相應(yīng)的逆變換。

112串并變換

多載波調(diào)制（IDFT）加循環(huán)前綴和并串變換D/A變換頻率上變換頻率下變換A/D變換去循環(huán)前綴和串并變換

多載波解調(diào)（DFT）并串變換OFDM的調(diào)制，解調(diào)系統(tǒng)方框圖

在OFDM系統(tǒng)的實(shí)際運(yùn)用中，可采用更方便、更快捷的IFFT/FFT。

1132保護(hù)時(shí)間與循環(huán)前綴

為了最大限度地消除碼間干擾（ISI），可以在OFDM符號(hào)之間加入保護(hù)時(shí)間。保護(hù)時(shí)間的長(zhǎng)度要大于預(yù)期的多徑信道最大時(shí)延擴(kuò)展。在保護(hù)時(shí)間中，OFDM系統(tǒng)完全不傳輸數(shù)據(jù)，它是一段空白。這樣使得一個(gè)符號(hào)的多徑時(shí)延分量不會(huì)干擾后繼符號(hào)。加上保護(hù)時(shí)間后的OFDM符號(hào)時(shí)間長(zhǎng)度為，其中OFDM的積分時(shí)間（即IDFT/DFT時(shí)間），仍為T（有效符號(hào)時(shí)間），相鄰子載波頻率間隔仍為。114空白的保護(hù)時(shí)間雖然能夠消除多徑展寬引起的碼間干擾，但使子載波之間的正交性被破壞，產(chǎn)生子載波之間的串?dāng)_，即產(chǎn)生信道間干擾（ICI）。對(duì)子載波#1的ICI

延時(shí)的子載波#2

保護(hù)時(shí)間OFDM有效符號(hào)時(shí)間（FFT時(shí)間）

OFDM符號(hào)時(shí)間

子載波#1

115為了消除子信道之間的串?dāng)_，OFDM采用在原來空白保護(hù)時(shí)間中加循環(huán)前綴的方法。把OFDM符號(hào)的后面一段波形復(fù)制到原來空白保護(hù)時(shí)間中。由于OFDM有效時(shí)間T中包含了子載波的整數(shù)周期，所以這樣加循環(huán)前綴不會(huì)在拼接處造成相位的突變。116設(shè)經(jīng)過IDFT的OFDM時(shí)域數(shù)據(jù)為：

則加循環(huán)前綴后的OFDM符號(hào)為：其中為循環(huán)前綴的長(zhǎng)度。

117多徑傳播對(duì)OFDM符號(hào)的影響第一徑

反射徑

OFDM符號(hào)時(shí)間

反射時(shí)延

保護(hù)時(shí)間

FFT積分時(shí)間

相位跳變

虛線是實(shí)線信號(hào)的時(shí)延復(fù)制品。OFDM的各子載波經(jīng)過BPSK調(diào)制，在符號(hào)邊界處可能發(fā)生相位跳變，對(duì)于虛線來說，這種相位跳變只能發(fā)生在實(shí)線信號(hào)的相位跳變之后。由于多徑延時(shí)小于保護(hù)時(shí)間，所以可以保證在DFT的運(yùn)算時(shí)間長(zhǎng)度T中，不會(huì)發(fā)生信號(hào)相位的跳變。這不影響子載波之間的正交性。118OFDM信號(hào)的功率譜

（當(dāng)各子載波分配到相同功率時(shí)）

1/TN=32的OFDM功率譜密度

119對(duì)OFDM信號(hào)采用“加窗”技術(shù)可使帶外功率譜密度下降得更快，“加窗”意味著不采用矩形脈沖加權(quán)，采用其它形狀的脈沖加權(quán)，使得OFDM符號(hào)的幅度在邊界處平滑地下降到零。常用的“窗”類型有升余弦窗等。

功率譜密度（db）

頻率/帶寬

120OFDM發(fā)射框圖OFDM調(diào)制器組121OFDM接收框圖OFDM解調(diào)器組122OFDM調(diào)制原理123OFDM的作用無線信道的多徑傳播特征可以用有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器來刻畫。這種信道的記憶特性總會(huì)引起碼間串?dāng)_(ISI)或塊間串?dāng)_(IBI)。當(dāng)數(shù)據(jù)傳輸速率進(jìn)一步提高時(shí)，頻率選擇性衰落變得明顯，碼間串?dāng)_(ISI)加重。OFDM技術(shù)由于實(shí)現(xiàn)了并行傳輸，各個(gè)子載波攜載的數(shù)據(jù)速率較低，符號(hào)持續(xù)期相對(duì)得到延長(zhǎng)，從而減少了ISI和多徑衰落。由于在多個(gè)子載波上傳播數(shù)據(jù)，OFDM技術(shù)能夠有效對(duì)抗無線衰落信道的頻率選擇性衰落。124OFDM子載波之間的正交性O(shè)FDM技術(shù)允許相鄰子載波的頻譜有很大程度的重疊，重疊度甚至可以達(dá)到50%，從而能更加有效地利用可用頻段?？梢哉J(rèn)為每個(gè)子信道的頻譜對(duì)應(yīng)一個(gè)sinc函數(shù)。子載波之間相互正交，故攜載于不同子載波上的信息互不影響。125子載波間正交性的證明在OFDM系統(tǒng)的發(fā)射機(jī)端，若發(fā)射符號(hào)的持續(xù)期記為，則OFDM塊的持續(xù)期滿足。相鄰子載波間的頻率間隔滿足。如果將第一個(gè)子載波的RF頻率作為參考頻率，則任意第m個(gè)子載波的RF頻率為。對(duì)于第m個(gè)和第l個(gè)任意兩個(gè)子載波，它們滿足126127OFDM的優(yōu)點(diǎn)OFDM技術(shù)能夠比較好地解決多徑衰落和ISI。OFDM技術(shù)，結(jié)合自適應(yīng)調(diào)制和子載波間的功率分配，能夠更加有效地利用寶貴的可用RF頻譜資源。OFDM技術(shù)能有效對(duì)抗窄帶干擾。OFDM技術(shù)可以在不連續(xù)的帶寬上實(shí)現(xiàn)。128129OFDM的不足OFDM技術(shù)固有的、相對(duì)較大的峰平功率比(Peak-to-AveragePowerRatio,PAPR)，會(huì)在一定程度上削弱RF放大器的功率效率。本質(zhì)上，OFDM系統(tǒng)對(duì)頻率偏移和相位噪聲更加敏感。存在于發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間的頻率抖動(dòng)和多普勒頻移，會(huì)導(dǎo)致比較嚴(yán)重的載波間干擾(ICI)。1304.3時(shí)分多路復(fù)用（TDM）131PAM時(shí)分復(fù)用原理圖3–393路時(shí)分復(fù)用方框圖1323路時(shí)分復(fù)用波形(a)第1路；(b)第2路；(c)第3路；(d)3路合成的波形133

時(shí)分復(fù)用的PCM系統(tǒng)TDM—PCM方框圖134PCM30/32路典型終端設(shè)備介紹1.基本特性話路數(shù)目：30。抽樣頻率：8kHz。壓擴(kuò)特性：A=87.6/13折線壓擴(kuò)律，編碼位數(shù)k=8，采用逐次比較型編碼器，其輸出為折疊二進(jìn)制碼。每幀時(shí)隙數(shù)：32。總數(shù)碼率：8×32×8000=2048kb/s。1352.幀與復(fù)幀結(jié)構(gòu)圖3–42幀與復(fù)幀結(jié)構(gòu)136(1)時(shí)隙分配。在PCM30/32路的制式中，抽樣周期為1/8000=125μs，它被稱為一個(gè)幀周期，即125μs為一幀。一幀內(nèi)要時(shí)分復(fù)用32路，每路占用的時(shí)隙為125/32=3.9μs，稱為一個(gè)時(shí)隙。因此一幀有32個(gè)時(shí)隙，按順序編號(hào)為TS0、TS1、……、TS31。時(shí)隙的使用分配為①TS1～TS15,TS17～TS31為30個(gè)話路時(shí)隙。②TS0為幀同步碼，監(jiān)視碼時(shí)隙。③TS16為信令(振鈴、占線、摘機(jī)……等各種標(biāo)志信號(hào))時(shí)隙。137(2)話路比特的安排。每個(gè)話路時(shí)隙內(nèi)要將樣值編為8位二元碼，每個(gè)碼元占3.9μs/8=488ns，稱為一比特，編號(hào)為1～8。第1比特為極性碼，第2～4比特為段落碼，第5～8比特為段內(nèi)碼。

(3)TS0時(shí)隙比特分配。為了使收發(fā)兩端嚴(yán)格同步，每幀都要傳送一組特定標(biāo)志的幀同步碼組或監(jiān)視碼組。幀同步碼組為“0011011”，占用偶幀TS0的第2～8碼位。第1比特供國(guó)際通信用，不使用時(shí)發(fā)送“1”碼。奇幀比特分配為第3位為幀失步告警用，以A1表示。同步時(shí)送“0”碼，失步時(shí)送“1”碼。為避免奇幀TS0的第2~8碼位出現(xiàn)假同步碼組，第2位碼規(guī)定為監(jiān)視碼，固定為“1”，第4~8位碼為國(guó)內(nèi)通信用，目前暫定為“1”。138(4)TS16時(shí)隙的比特分配。若將TS16時(shí)隙的碼位按時(shí)間順序分配給各話路傳送信令，需要用16幀組成一個(gè)復(fù)幀，分別用F0、F1、……F15表示，復(fù)幀周期為2ms，復(fù)幀頻率為500Hz。復(fù)幀中各子幀的TS16分配為①F0幀：1～4碼位傳送復(fù)幀同步信號(hào)“0000”；第6碼位傳送復(fù)幀失步對(duì)局告警信號(hào)A2，同步為“0”，失步為“1”。5、7、8碼位傳送“1”碼。②F1～

F15各幀的TS16前4比特傳1～

15話路信令信號(hào)，后4比特傳16～

30話路的信令信號(hào)。1393.PCM30/32路設(shè)備方框圖140單路編譯碼片構(gòu)成的PCM30/32路方框圖1414.4數(shù)字復(fù)接技術(shù)1421.數(shù)字復(fù)接設(shè)備方框圖1432復(fù)接等級(jí)和速率系列1443正碼速調(diào)整

異步復(fù)接二次群幀結(jié)構(gòu)145正碼速調(diào)整原理1464光纖通信同步數(shù)字系列簡(jiǎn)介

隨著電信網(wǎng)的發(fā)展和用戶要求的提高，光纖通信中的傳統(tǒng)準(zhǔn)同步(PDH)系統(tǒng)暴露出一些固有的弱點(diǎn)，即：

(1)歐洲、北美和日本等國(guó)規(guī)定話音信號(hào)編碼率各不相同，這就給國(guó)際間互通造成困難。

(2)沒有世界性的標(biāo)準(zhǔn)光接口規(guī)范，導(dǎo)致各廠家自行開發(fā)的專用接口(包括碼型)在光路上無法實(shí)現(xiàn)互通。

(3)低速支路信號(hào)不能直接接入高速信號(hào)通路上去，例如目前低速支路多數(shù)采用準(zhǔn)同步復(fù)接，而且大多數(shù)采用正碼速調(diào)整來形成高速信號(hào)，結(jié)果結(jié)構(gòu)復(fù)雜。

(4)系統(tǒng)運(yùn)營(yíng)、管理與維護(hù)能力受到限制。147SDH是由一些網(wǎng)絡(luò)單元(例如終端復(fù)用器TM、同步數(shù)字交叉連接設(shè)備SDXC等)組成的，在光纖上進(jìn)行同步信息傳輸、復(fù)用和交叉連接的網(wǎng)絡(luò)，其關(guān)鍵是

(1)具有全世界統(tǒng)一的網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)接口(NNI)。

(2)有一套標(biāo)準(zhǔn)化的信息結(jié)構(gòu)等級(jí)，稱為同步傳輸模塊(STM-1,STM-4和STM-16)。

(3)幀結(jié)構(gòu)為頁面式，具有豐富的用于維護(hù)管理的比特。

(4)所有網(wǎng)絡(luò)單元都有標(biāo)準(zhǔn)光接口。148(5)有一套靈活的復(fù)用結(jié)構(gòu)和指針調(diào)整技術(shù)，允許現(xiàn)有的準(zhǔn)同步數(shù)字體系、同步數(shù)字體系和B-ISDN信號(hào)都能進(jìn)入其幀結(jié)構(gòu)，因而具有廣泛的適應(yīng)性。

(6)大量采用軟件進(jìn)行網(wǎng)絡(luò)配置和控制，使得功能開發(fā)、性能改變較為方便，適應(yīng)將來的不斷發(fā)展。149分插信號(hào)流圖的比較150計(jì)算機(jī)通信授課教師：劉守訓(xùn)第五章

數(shù)字復(fù)接與SDH152本章內(nèi)容5.1PCM復(fù)用與數(shù)字復(fù)接5.2同步數(shù)字系列簡(jiǎn)介

153本章學(xué)習(xí)要求掌握數(shù)字復(fù)接的概念、原理與分類（*）了解兩種復(fù)接系列（2M和1.5M系列）等級(jí)掌握PCM基群幀結(jié)構(gòu)（*）了解SDH的基本概念和幀結(jié)構(gòu)

（*）指重點(diǎn)內(nèi)容1545.1PCM復(fù)用與數(shù)字復(fù)接5.1.1基本概念

PCM復(fù)用：對(duì)多路話音信號(hào)直接進(jìn)行編碼復(fù)用的方法，稱為PCM復(fù)用。

假設(shè)要對(duì)120路電話信號(hào)進(jìn)行TDM，根據(jù)PCM過程，首先要在125μs內(nèi)完成對(duì)120路話音信號(hào)的抽樣，然后對(duì)120個(gè)樣點(diǎn)值分別進(jìn)行量化和編碼。這樣，對(duì)每路信號(hào)的處理時(shí)間（抽樣、量化和編碼）不到1μs，實(shí)際系統(tǒng)只有0.95μs。t抽樣周期125μs120路信號(hào)（120個(gè)樣值）155

如果復(fù)用的信號(hào)路數(shù)再增加，比如480路，則每路信號(hào)的處理時(shí)間更短。要在如此短暫的時(shí)間內(nèi)完成大路數(shù)信號(hào)的PCM復(fù)用，尤其是要完成對(duì)數(shù)壓擴(kuò)PCM編碼，對(duì)電路及元器件的精度要求就很高，在技術(shù)上實(shí)現(xiàn)起來也比較困難。PCM復(fù)用的缺點(diǎn)：

要求編碼速度非常高，對(duì)電路及元器件的精度要求就很高，在技術(shù)上實(shí)現(xiàn)起來也比較困難。156三路模擬信號(hào)的TDM-PCM系統(tǒng)原理圖157放大低通濾波抽樣23N群路編碼碼型變換四線信道發(fā)PAMPCM二線1分路放大低通濾波抽樣23N群路譯碼

再生收PAMPCM1分路158如何實(shí)現(xiàn)大路數(shù)信號(hào)的多路復(fù)用呢？采用數(shù)字復(fù)接的方法。數(shù)字復(fù)接：

就是指將兩個(gè)或多個(gè)低速數(shù)字流合并成一個(gè)高速率數(shù)字流的過程、方法或技術(shù)。159PCM復(fù)用PCM復(fù)用PCM復(fù)用PCM復(fù)用30路電話30路電話30路電話30路電話數(shù)字復(fù)接120路電話2048kb/s160

5.1.2數(shù)字比特系列與復(fù)接等級(jí)

復(fù)用設(shè)備按照給定比特率系列劃分為不同的等級(jí)，在各個(gè)數(shù)字復(fù)用等級(jí)上的復(fù)用設(shè)備就是將數(shù)個(gè)低等級(jí)比特率的信號(hào)源復(fù)接成一個(gè)高等級(jí)比特率的數(shù)字信號(hào)。

在國(guó)際上，CCITT為了便于國(guó)際通信的發(fā)展，推薦了兩類群路比特率系列和數(shù)字復(fù)接等級(jí)。兩類數(shù)字速率系列和數(shù)字復(fù)接等級(jí)如表5-1和圖5-1所示。161

表5―1兩種數(shù)字系列速率162圖5―1數(shù)字復(fù)接等級(jí)示意圖163ITU-T建議的數(shù)字TDM等級(jí)結(jié)構(gòu)164

北美和日本采用的系列和相應(yīng)數(shù)字復(fù)接等級(jí)是1.544Mb/s（基群）、6.312Mb/s（二次群）等，簡(jiǎn)稱為1.5M系列。歐洲各國(guó)和我國(guó)都采用的系列和相應(yīng)數(shù)字復(fù)接等級(jí)是2.048Mb/s（基群）、8.448Mb/s（二次群）等，即所謂的2M系列。

CCITT建議中大多數(shù)都是逐級(jí)復(fù)接，即采用N～（N+1）方式復(fù)接等級(jí)。比如二次群復(fù)接為三次群（N=2），三次群復(fù)接為四次群（N=3）。也有采用N～（N+2）方式復(fù)接，比如由二次群直接復(fù)接為四次群（N=2）。1655.1.3PCM基群幀結(jié)構(gòu)

國(guó)際上通用的PCM有兩種標(biāo)準(zhǔn)，即A律與μ律PCM，其編碼規(guī)則與幀結(jié)構(gòu)均不相同。由于抽樣頻率為8000Hz，故每幀的長(zhǎng)度應(yīng)為125μs。在A律PCM基群中，一幀共有32個(gè)時(shí)間間隔，稱為時(shí)隙。各個(gè)時(shí)隙從0～31順序編號(hào)，分別記作TS0、TS1、TS2、…、TS31；其中TS1～TS15和TS17～TS31這30個(gè)路時(shí)隙用來傳送30路電話信號(hào)的8位編碼碼組；TS0分配給幀同步；TS16專用于傳送話路信令即話路的標(biāo)志碼（如撥號(hào)脈沖、被叫摘機(jī)、主叫掛機(jī)等）。每個(gè)路時(shí)隙包含8位碼，占時(shí)3.91μs，每位碼占0.488μs，一幀共含256個(gè)碼元，幀結(jié)構(gòu)如圖5―2所示。16610011011幀同步時(shí)隙/同步碼11A11111奇幀偶幀信令時(shí)隙32路時(shí)隙1復(fù)幀2ms，含16幀用戶時(shí)隙幀結(jié)構(gòu)復(fù)幀結(jié)構(gòu)留給國(guó)際通信用，不用時(shí)為“1”167圖5―2PCM基群幀結(jié)構(gòu)1685.1.4數(shù)字復(fù)接的原理與分類數(shù)字復(fù)接原理數(shù)字復(fù)接系統(tǒng)主要由數(shù)字復(fù)接器和分接器組成。復(fù)接器是把兩個(gè)或兩個(gè)以上的支路（低次群）按時(shí)分復(fù)用方式合并成一個(gè)單一的高次群，其設(shè)備由定時(shí)、碼速調(diào)整和復(fù)接單元等組成；分接器的功能是把已合路的高次群數(shù)字信號(hào)分解成原來的低次群數(shù)字信號(hào)，它是由同步、定時(shí)和碼速恢復(fù)等單元組成。系統(tǒng)框圖見圖5―3。169圖5―3數(shù)字復(fù)接系統(tǒng)框圖170復(fù)接器：復(fù)接器在各支路數(shù)字信號(hào)復(fù)接之前需要進(jìn)行碼速調(diào)整，即對(duì)各輸入支路數(shù)字信號(hào)進(jìn)行頻率和相位調(diào)整，使其各支路輸入碼流速率彼此同步并與復(fù)接器的定時(shí)信號(hào)同步后，復(fù)接器方可將低次群碼流復(fù)接成高次群碼流。由此可得出如下復(fù)接條件：被復(fù)接的各支路數(shù)字信號(hào)彼此之間必須同步并與復(fù)接器的定時(shí)信號(hào)同步方可復(fù)接。171

(1)同步復(fù)接被復(fù)接的各輸入支路之間，以及同復(fù)接器之間均是同步的，此時(shí)復(fù)接器便可直接將低支路數(shù)字信號(hào)復(fù)接成高速的數(shù)字信號(hào)。這種復(fù)接就稱為同步復(fù)接。由此可見，這種復(fù)接方式無需進(jìn)行碼速調(diào)整、有時(shí)只需進(jìn)行相位調(diào)整或根本不需要任何調(diào)整便可復(fù)接。復(fù)接方式分類：根據(jù)復(fù)接條件可分為： （1）同步復(fù)接 （2）異源（準(zhǔn)同步）復(fù)接 （3）異步復(fù)接172

(2)異源（準(zhǔn)同步）復(fù)接被復(fù)接的各輸入支路之間不同步，并與復(fù)接器的定時(shí)信號(hào)也不同步：但是各輸入支路的標(biāo)稱速率相同，也與復(fù)接器要求的標(biāo)稱速率相同（速率的變化范圍在規(guī)定的容差范圍內(nèi)，基群為2048kb/s±50ppm，二次群為8448kb/s±30ppm，1ppm=10-6）,但仍不滿足復(fù)接條件，復(fù)接之前還需要進(jìn)行碼速調(diào)整，使之滿足復(fù)接條件再進(jìn)行復(fù)接。這種復(fù)接方式就稱為異源復(fù)接或準(zhǔn)同步復(fù)接。

(3)異步復(fù)接被復(fù)接的各輸入支路之間及與復(fù)接器的定時(shí)信號(hào)之間均是異步的，其頻率變化范圍不在允許的變化范圍之內(nèi)，也不滿足復(fù)接條件，必須進(jìn)行碼速調(diào)整方可進(jìn)行復(fù)接。這種復(fù)接方式稱為異步復(fù)接。由以上可見，異源和異步復(fù)接方式都必須進(jìn)行碼速調(diào)整，滿足復(fù)接條件后方可復(fù)接。173

絕大多數(shù)國(guó)家將低次群復(fù)接成高次群時(shí)都采用異源復(fù)接（準(zhǔn)同步復(fù)接）方式。這種復(fù)接方式的最大特點(diǎn)是各支路具有自己的時(shí)鐘信號(hào)，其靈活性較強(qiáng)。碼速調(diào)整單元電路不太復(fù)雜，而異步復(fù)接的碼速調(diào)整單元電路卻要復(fù)雜得多，要適應(yīng)碼速大范圍的變化，需要大量的存儲(chǔ)器方能滿足要求。同步復(fù)接目前用于高速大容量的同步數(shù)字系列中。174

對(duì)滿足復(fù)接條件的低速支路碼流進(jìn)行復(fù)接時(shí)，根據(jù)碼流的具體匯接方式可分為： （1）逐位（逐比特）復(fù)接 （2）按碼字復(fù)接 （3）按幀復(fù)接三種方式(1)逐位復(fù)接：復(fù)接器每次復(fù)接一個(gè)支路的一比特信號(hào)，依次輪流復(fù)接各支路信號(hào)，這種復(fù)接就稱為逐位（逐比特）復(fù)接。如圖5―4（a）所示是4個(gè)PCM30/32路基群的TS1時(shí)隙（CH1話路）的碼字情況；圖5―4（b）是按位復(fù)接后的二次群中各支路數(shù)字碼排列情況。按位復(fù)接簡(jiǎn)單易行，且對(duì)存儲(chǔ)器容量要求不高。其缺點(diǎn)是對(duì)信號(hào)交換不利。175

圖5―4兩種復(fù)接方式示意圖176(2)按碼字復(fù)接復(fù)接器每次復(fù)接一個(gè)支路的一個(gè)碼字（8bit），依次復(fù)接各支路的信號(hào)，這種復(fù)接就稱為按碼字復(fù)接。圖5―4（c）是按碼字復(fù)接情況，對(duì)基群來說，一個(gè)碼字有8位碼，它是將8位碼先存起來，在規(guī)定的時(shí)間一次復(fù)接，四個(gè)支路輪流復(fù)接。這種方法有利于數(shù)字電話交換，但要求有較大的存儲(chǔ)容量。177

圖5―4兩種復(fù)接方式示意圖178(3)接幀復(fù)接就是復(fù)接器每次復(fù)接一個(gè)支路的一幀信號(hào)，依次復(fù)接各支路的信號(hào)，這種復(fù)接稱為按幀復(fù)接。這種方法的優(yōu)點(diǎn)是復(fù)接時(shí)不破壞原來的幀結(jié)構(gòu)，有利于交換，但需要更大的存儲(chǔ)容量，目前極少應(yīng)用。179

“復(fù)用”與“復(fù)接”的區(qū)別：PCM復(fù)用是對(duì)多路（電話）信號(hào)在一個(gè)定長(zhǎng)的時(shí)間內(nèi)（幀）完成的PCM和TDM全過程。復(fù)接是對(duì)多路數(shù)字信號(hào)（數(shù)字流或碼流）在一個(gè)定長(zhǎng)的時(shí)間內(nèi)進(jìn)行的碼元壓縮與安排，它只負(fù)責(zé)把多路數(shù)字信號(hào)安排（復(fù)用）在給定的時(shí)間內(nèi)，而不需要再進(jìn)行抽樣、量化和編碼的PCM過程，從而減少了對(duì)每路信號(hào)的處理時(shí)間，降低了對(duì)器件和電路的要求，實(shí)現(xiàn)了大路數(shù)（高次群）信號(hào)的“時(shí)分復(fù)用”。180復(fù)接的原理就是改變各低速數(shù)字流的碼元寬度，并把它們重新編排在一起，從而形成一個(gè)高速數(shù)字流。從表面上看，復(fù)接是一種合成，但其本質(zhì)仍然是一種時(shí)分復(fù)用的概念。為了與PCM復(fù)用相區(qū)別，所以稱之為“復(fù)接”。PCM復(fù)用是針對(duì)模擬信號(hào)的，而數(shù)字復(fù)接是以數(shù)字信號(hào)為對(duì)象的，盡管數(shù)字復(fù)接的任務(wù)是把低速PCM碼流（低次群）變換成高速PCM碼流（高次群）。從功能上看，數(shù)字復(fù)接強(qiáng)調(diào)的是把多路低速數(shù)字號(hào)變?yōu)橐宦犯咚贁?shù)字信號(hào)，其目的是要提高通信系統(tǒng)的通信容量和傳輸信道的利用率。

1815.2同步數(shù)字序列SDH簡(jiǎn)介5.2.1SDH的提出

數(shù)字通信技術(shù)的應(yīng)用是從市話中繼傳輸開始的，為了適應(yīng)點(diǎn)對(duì)點(diǎn)的應(yīng)用而選擇了準(zhǔn)同步復(fù)用（PlesiochronousDigitalHierarchy)方式。鑒于當(dāng)時(shí)可利用的傳輸媒介主要是電纜，其頻帶寬度有限，因此，盡量減小幀中的開銷以節(jié)約頻帶資源便成為選擇各級(jí)速率的一個(gè)基本出發(fā)點(diǎn)，并由此形成了2―8－34―140Mb/s的準(zhǔn)同步數(shù)字系列（PDH）。美、日等國(guó)則采用基于1.5Mb/s的PDH。182圖5―1數(shù)字復(fù)接等級(jí)示意圖183

程控?cái)?shù)字交換的引入使數(shù)字通信的應(yīng)用從點(diǎn)對(duì)點(diǎn)傳輸發(fā)展為綜合數(shù)字網(wǎng)。以光纖為代表的大容量傳輸技術(shù)的進(jìn)步，要求PDH向更高速率發(fā)展。而隨著電信網(wǎng)的發(fā)展和用戶要求的提高，傳統(tǒng)準(zhǔn)同步（PDH）系統(tǒng)暴露出了一些固有的缺點(diǎn)，其表現(xiàn)為：(1)PDH是逐級(jí)復(fù)用的，當(dāng)要在傳輸節(jié)點(diǎn)從高速數(shù)字流中分出支路信號(hào)時(shí)，需配備背對(duì)背的各級(jí)復(fù)分接器，分支／插入電路不靈活。(2)PDH各級(jí)信號(hào)的幀中預(yù)留的開銷比特很少，不利于傳送操作管理和維護(hù)（OAM）信息，不適應(yīng)電信管理網(wǎng)（TMN）的需要。(3)PDH中1.5Mb/s與2Mb/s兩大系列難以兼容互通。

(4)更高次群如繼續(xù)采用PDH將難以實(shí)現(xiàn)。

(5)PDH在各支路信號(hào)同源時(shí)仍需塞入脈沖來調(diào)整速率，不利于向B―ISDN發(fā)展。

(6)歐洲、北美和日本等地區(qū)和國(guó)家規(guī)定的話音信號(hào)編碼速率不同，給國(guó)際間的互通造成不便。18420世紀(jì)80年代以來，光纖通信獲得廣泛應(yīng)用，并以其優(yōu)良的寬帶特性、傳輸性能和低廉的價(jià)格而逐漸成為電信網(wǎng)的主要傳輸手段。

目前，光纖通信技術(shù)的進(jìn)展極為迅速，其傳輸容量越來越大，但就其潛力而言也僅僅是開發(fā)了很小的一部分，因此，帶寬的節(jié)省不再是選擇速率的主要依據(jù)，重要的是網(wǎng)絡(luò)運(yùn)用的靈活性、可靠性、維護(hù)管理的方便性以及對(duì)未來發(fā)展的適應(yīng)性。

基于這一想法并針對(duì)PDH的缺點(diǎn)，美國(guó)Bellcore公司在1985年提出了同步光纖網(wǎng)（SONET）的設(shè)想，在此基礎(chǔ)上，CCITT于1988年提出SDH的建議，并于1990年和1992年兩次修訂完善，形成了一套SDH的標(biāo)準(zhǔn)。185

SDH的基礎(chǔ)設(shè)備是同步傳送模塊（STM）;

它的第一級(jí)稱為STM―1，它實(shí)際上是一個(gè)帶有線路終端功能的準(zhǔn)同步數(shù)字復(fù)用器，它將63個(gè)2Mb/s信號(hào)，或3個(gè)34Mb/s信號(hào)，或1個(gè)140Mb/s信號(hào)復(fù)用或適配為155.520Mb/s（簡(jiǎn)稱155Mb/s），在155Mb/s信號(hào)中預(yù)留了相當(dāng)多的開銷比特。從155Mb/s往上則完全采用同步字節(jié)復(fù)用，從而形成速率為622.080Mb/s的STM―4和速率為2488.320Mb/s的STM―16，更高速率的STM―N尚待標(biāo)準(zhǔn)化。186STM設(shè)備除了可作為復(fù)用器和線路終端設(shè)備外，還可組成分插復(fù)用設(shè)備（ADM）和數(shù)字交叉連接設(shè)備（DXC），以它們?yōu)榛A(chǔ)即可構(gòu)成SDH傳送網(wǎng)。

CCITT除了對(duì)SDH速率和復(fù)用結(jié)構(gòu)進(jìn)行了標(biāo)準(zhǔn)化，還對(duì)SDH傳送網(wǎng)分層模型、保持與恢復(fù)方法、定時(shí)同步原則、網(wǎng)絡(luò)管理與性能以及引入策略等進(jìn)行了規(guī)范。

世界上主要的電信制造公司正在加速開發(fā)SDH產(chǎn)品，一些電信主管部門已規(guī)劃并已開始建設(shè)SDH傳送網(wǎng)，可以預(yù)期它的發(fā)展將會(huì)很快，并完全取代PDH傳輸網(wǎng)。1875.2.2SDH的幀結(jié)構(gòu)

1．SDH的幀結(jié)構(gòu)

SDH最基本、最重要的數(shù)據(jù)塊為同步傳輸模塊STM―1。更高級(jí)別的STM―N信號(hào)則是將STM―1按同步復(fù)用，經(jīng)字節(jié)間插后形成的。

STM―1矩形塊狀幀結(jié)構(gòu)如圖5―5所示，它由兩部分組成：比特開銷和信息凈負(fù)荷。188STM-N幀結(jié)構(gòu)189圖5―5STM―1幀結(jié)構(gòu)STM―1幀結(jié)構(gòu)由9行、270列組成。每列寬一個(gè)字節(jié)即8比特，開始9列為開銷所用，其余261列則為有效負(fù)荷即數(shù)據(jù)存放地。整個(gè)幀容量為（261+9）×9=2430字節(jié)，相當(dāng)于2430×8＝19440比特。幀傳輸速率為8000幀／秒，即125μs為一幀，因而STM―1傳輸速率為19440×8000=155.520Mb/s.bit190STM―1幀結(jié)構(gòu)字節(jié)的傳送是從左到右，從上到下按行進(jìn)行，首先傳送幀結(jié)構(gòu)左上角第一個(gè)8比特字節(jié)，依次傳遞，直到9×270個(gè)字節(jié)都送完，再轉(zhuǎn)入下一幀。bit191速率等級(jí)速率（Mb/s)STM-1155.520STM-4622.080STM-162488.320STM-649