第9章模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸

通信原理第9章模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸本章學(xué)習(xí)目標(biāo)：抽樣定理；理想抽樣、自然抽樣和平頂抽樣；均勻量化和非均勻量化；PCM原理，A律13折線編、譯碼；DPCM、⊿M原理，不過載條件和編碼范圍；DPCM、PCM、⊿M系統(tǒng)的抗噪聲性能；時(shí)分多路和多路數(shù)字電話系統(tǒng)原理。1、利用數(shù)字通信系統(tǒng)傳輸模擬信號(hào)的三個(gè)基本條件：（1）A/D變換（模/數(shù)變換）——將模擬輸入信號(hào)變換為數(shù)字信號(hào)。（2）數(shù)字傳輸方式——基帶傳輸或帶通傳輸。（3）D/A變換（數(shù)/模變換）——將數(shù)字信號(hào)還原為模擬信號(hào)。9.1概述模擬信號(hào)抽樣PCM信號(hào)數(shù)字通信系統(tǒng)量化編碼譯碼低通濾波器模擬信號(hào)A/D變換D/A變換2、模/數(shù)變換（A/D）的三個(gè)步驟：數(shù)字化過程包括：抽樣、量化、編碼。（1）抽樣：

9.1概述取值連續(xù)時(shí)間連續(xù)的模擬信號(hào)取值連續(xù)時(shí)間離散的抽樣（PAM）信號(hào)tm(t)0-3T-2T-TT2T3T抽樣信號(hào)ms(t)或m(kT)042、模/數(shù)變換（A/D）的三個(gè)步驟：數(shù)字化過程包括：抽樣、量化、編碼。（2）量化：

9.1概述取值連續(xù)時(shí)間離散的PAM信號(hào)取值離散時(shí)間離散的量化信號(hào)（多電平數(shù)字信號(hào)）tm(t)0-3T-2T-TT2T3T抽樣信號(hào)量化信號(hào)5432152、模/數(shù)變換（A/D）的三個(gè)步驟：數(shù)字化過程包括：抽樣、量化、編碼。（3）編碼：

9.1概述取值離散時(shí)間離散的量化信號(hào)二進(jìn)制數(shù)字（PCM）信號(hào)tm(t)0-3T-2T-TT2T3T編碼信號(hào)01101110010001110001134334436抽樣：按照一定的抽樣速率，把連續(xù)的模擬信號(hào)變成一系列時(shí)間上離散的抽樣值的過程。能否由樣值序列重建原信號(hào)，取決于抽樣速率的大小。9.2模擬信號(hào)的抽樣0-3T-2T-TT2T3T抽樣信號(hào)ms(t)或m(kT)tm(t)7理想抽樣：抽樣脈沖序列為單位沖激序列。抽樣過程：模擬信號(hào)m(t)與周期性沖激函數(shù)相乘的過程。抽樣信號(hào)：理想抽樣8定理：設(shè)有一個(gè)頻帶限制在(0，fH)內(nèi)的連續(xù)模擬信號(hào)m(t)，若以TS≤1/(2fH)的間隔對(duì)它抽樣，則m(t)將被這些樣值所完全確定。若TS為常數(shù)——均勻（等間隔）抽樣定理。含義：欲傳信號(hào)m(t)，只需傳抽樣信號(hào)ms(t)|t=kTS，收端就能恢復(fù)m(t)，其條件是：抽樣速率fs≥2fH或抽樣間隔TS≤1/(2fH)2fH——奈奎斯特抽樣速率

1/(2fH)——奈奎斯特間隔9.2.1低通信號(hào)的抽樣定理9tm(t)0-3T-2T-TT2T3T抽樣信號(hào)的頻譜f|M(f)|0-fHfHtδT

(t)0-3T-2T-TT2T3TfS2fS3fS-3fS-2fS-fSf⊿(f)0t0-3T-2T-TT2T3TfS2fS3fS-3fS-2fS-fSf0-fHfH結(jié)論：采樣信號(hào)的頻譜是原模擬信號(hào)的頻譜沿頻率軸，每間隔采樣頻率fs重復(fù)出現(xiàn)一次，或者說采樣信號(hào)的頻譜是原模擬信號(hào)的頻譜以fs為周期，進(jìn)行周期延拓而成的。當(dāng)fs≥2fH時(shí)，用一個(gè)截止頻率為fH的理想低通濾波器G2fH(f)就能夠從抽樣信號(hào)中分離出原信號(hào)。10當(dāng)fs<2fH，則會(huì)產(chǎn)生混疊失真?？紤]到信號(hào)絕不會(huì)嚴(yán)格帶限和實(shí)際濾波器并不理想，為了避免失真，實(shí)用的抽樣頻率fs必須比2fH大一些，通常取采樣頻率為(2.5～5)fH。例如，典型電話信號(hào)的最高頻率通常限制在3400Hz，而抽樣頻率通常采用8000Hz。9.2.1低通信號(hào)的抽樣定理混疊現(xiàn)象11例題：設(shè)有信號(hào)m(t)=2cos400πt+6cos640πt

。以fs=500Hz進(jìn)行理想抽樣，已采樣信號(hào)通過一個(gè)截止頻率為400Hz的理想LPF，求該LPF的輸出端有哪些頻率成分？解：m(t)=2cos400πt+6cos640πt

以fs=500Hz進(jìn)行理想抽樣，故已采樣信號(hào)Ms(ω)為LPF的截止角頻率為：400×2π=800π，故n=0，112設(shè)輸入抽樣器的信號(hào)為門函數(shù)Gτ(t)，寬度τ=10ms，若忽略第一零點(diǎn)以外的頻率分量，計(jì)算奈奎斯特抽樣速率。解：門函數(shù)的頻譜為：則第一零點(diǎn)角頻率：忽略第一零點(diǎn)以外的頻率分量，則門函數(shù)的最高頻率（截止頻率）fH為100Hz，由抽樣定理，奈奎斯特抽樣速率為：fs=2fH=200Hz例題：13寬平穩(wěn)隨機(jī)信號(hào)的抽樣定理對(duì)于一個(gè)攜帶信息的基帶信號(hào)，可以視為隨機(jī)基帶信號(hào)。若該隨機(jī)基帶信號(hào)是寬平穩(wěn)的隨機(jī)過程，則可以證明：一個(gè)寬平穩(wěn)隨機(jī)信號(hào)，當(dāng)其功率譜密度函數(shù)限于fH以內(nèi)時(shí)，若以不大于1/(2fH)的間隔對(duì)它進(jìn)行抽樣，則可得一隨機(jī)樣值序列。如果讓該隨機(jī)樣值序列通過一截止頻率為fH的LPF，那么其輸出信號(hào)與原來的寬平穩(wěn)隨機(jī)過程的均方差在統(tǒng)計(jì)平均意義下為零。從統(tǒng)計(jì)觀點(diǎn)來看，對(duì)頻帶受限的寬平穩(wěn)隨機(jī)信號(hào)進(jìn)行抽樣，也服從抽樣定理。定理：帶通模擬信號(hào)的頻帶限制在fL和fH之間，即其頻譜最低頻率大于fL

，最高頻率小于fH

，信號(hào)帶寬B=

fH

－fL

則其抽樣頻率fS滿足，樣值頻譜就不會(huì)產(chǎn)生頻譜重疊。9.2.2

帶通信號(hào)的抽樣定理n－商(fH/B)的整數(shù)部分，n=1，2，…。15已知載波60路群信號(hào)頻譜范圍為312kHz～552kHz，試選擇抽樣頻率。解：60路群信號(hào)為帶通信號(hào)。帶通信號(hào)的帶寬為B=

fH

－fL=552-312=240kHz。由于fH/B=552/240=2.3，故取n=2由，552kHz≤fS≤624kHz。例題：16若帶通信號(hào)最高頻率fH=nB+kB，則其最低頻率fL=(n-1)B+kB帶通模擬信號(hào)所需最小抽樣頻率fS等于9.2.2帶通信號(hào)的抽樣定理B

－信號(hào)帶寬；n－商(fH/B)的整數(shù)部分，n=1，2，…；k

－商(fH/B)的小數(shù)部分，0<k<1。179.2.2帶通信號(hào)的抽樣定理隨著n的增加，折線的斜率越來越小，當(dāng)fL遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于帶寬B時(shí)（比如窄帶信號(hào)），抽樣速率fs(min)≈2B通信系統(tǒng)中的帶通信號(hào)（如已調(diào)信號(hào)）一般為窄帶信號(hào)，因此帶通信號(hào)通?？砂?B速率抽樣fs(min)和fL的關(guān)系抽樣定理→理想抽樣：理想沖激脈沖序列實(shí)際中→窄脈沖序列（高度、寬度有限）。1、脈沖調(diào)制：以時(shí)間上離散的脈沖序列作為載波，用基帶信號(hào)去控制脈沖序列的某個(gè)參量，使其按基帶信號(hào)的規(guī)律變化。按基帶信號(hào)改變脈沖參量（幅度、寬度、位置）的不同，脈沖調(diào)制可分為：脈沖振幅調(diào)制（PAM）脈沖寬度調(diào)制（PDM）脈沖位置調(diào)制（PPM）9.3模擬脈沖調(diào)制19PAM、PDM、PPM信號(hào)波形注意：如果用模擬信號(hào)去改變脈沖參量，雖然時(shí)間上是離散的，但是其代表信息的參量仍然是連續(xù)變化的，所以依舊是模擬調(diào)制。1、定義：脈沖振幅調(diào)制（PAM）——脈沖載波的幅度隨調(diào)制信號(hào)變化的一種調(diào)制方式。2、用窄脈沖序列進(jìn)行實(shí)際抽樣的兩種PAM方式：自然抽樣平頂抽樣9.3.1脈沖振幅調(diào)制（PAM）213、自然抽樣（曲頂抽樣）：特征：抽樣后信號(hào)的脈沖頂部和原模擬信號(hào)波形相同。自然抽樣由乘法器實(shí)現(xiàn)，其本質(zhì)是模擬信號(hào)與矩形抽樣脈沖相乘。9.3.1脈沖振幅調(diào)制（PAM）22自然抽樣9.3.1脈沖振幅調(diào)制（PAM）23相同點(diǎn)：（1）抽樣頻率fS都是按抽樣定理fS

≥2fH確定的。（2）接收端通過LPF都可以恢復(fù)出原始的模擬信號(hào)。不同點(diǎn)：由于采用的載波不一樣，自然抽樣頻譜的包絡(luò)按抽樣函數(shù)Sa(.)的規(guī)律變化，隨頻率的升高而下降，第一零點(diǎn)帶寬B=1/τ(Hz)。理想抽樣頻譜的包絡(luò)為一條直線，帶寬為無窮大。分析：脈沖寬度τ越大，自然抽樣信號(hào)的帶寬B(=1/τ)越小，這有利于信號(hào)的傳輸，但增大τ會(huì)導(dǎo)致時(shí)分復(fù)用的路數(shù)減小，因此，考慮τ的大小時(shí)，要兼顧帶寬和復(fù)用路數(shù)這兩個(gè)相互矛盾的要求。自然抽樣與理想抽樣24平頂抽樣——瞬時(shí)抽樣。特點(diǎn)：波形上，它與自然抽樣的不同之處在于抽樣信號(hào)中的脈沖均具有相同的形狀——頂部平坦的矩形脈沖，矩形脈沖的幅度即為瞬時(shí)抽樣值。9.3.1PAM——平頂抽樣將沖激脈沖變?yōu)榫匦蚊}沖259.3.1PAM——平頂抽樣脈沖形成電路的作用：將單位沖激脈沖變?yōu)榉葹锳，寬度為τ的矩形脈沖。它的傳輸特性為：平頂抽樣信號(hào)的頻譜為：平頂抽樣的PAM信號(hào)頻譜是由H(f)加權(quán)后的周期性重復(fù)的M(f)組成的。26平頂抽樣信號(hào)的恢復(fù)MH(f)Ms(f)M(f)1/H(f)9.3.1PAM——平頂抽樣9.4抽樣信號(hào)的量化量化：將抽樣信號(hào)的幅值進(jìn)行離散化處理的過程。分類：均勻量化和非均勻量化。量化的輸入和輸出模擬PAM信號(hào)多電平的數(shù)字信號(hào)28TS2TS3TS4TS5TS6TS信號(hào)實(shí)際值m6m5m4m3m2m1q5q4q3q2q1信號(hào)的量化值抽樣時(shí)刻kTS：0、TS、2TS、3TS、4TS、5TS、6TS量化電平數(shù)M：M=5量化電平量化間隔△v9.4.1均勻量化均勻量化：把輸入信號(hào)的取值域等間隔分割的量化。量化電平數(shù)M（量化級(jí)數(shù)）：均勻等分的間隔數(shù)。量化間隔Δv：取決于輸入信號(hào)的變化范圍[a,b]及量化級(jí)數(shù)M。在均勻量化中，每個(gè)量化區(qū)間的量化電平qi通常取在各區(qū)間的中點(diǎn)。量化電平qi量化區(qū)間的端點(diǎn)mi30TS2TS3TS4TS5TS6TS信號(hào)實(shí)際值m6m5m4m3m2m1q5q4q3q2q1信號(hào)的量化值量化誤差抽樣時(shí)刻kTS：0、TS、2TS、3TS、4TS、5TS、6TS9.4.1均勻量化量化誤差：由于量化級(jí)數(shù)M的有限性，量化值mq(kT)（離散值）和抽樣值m(kT)

（連續(xù)值）一般不同，即量化輸出電平有誤差。這個(gè)誤差常稱為量化噪聲e(kT)量化誤差e(kT)=|量化值—抽樣值|=|mq(kT)—m(kT)

|量化誤差就好比一個(gè)噪聲疊加在原信號(hào)上起干擾作用——量化噪聲。量化后的信號(hào)是對(duì)原信號(hào)的近似，均勻量化時(shí)最大的量化誤差不超過±Δv/2。對(duì)于語音、圖像等隨機(jī)信號(hào)，抽樣值是隨時(shí)間隨機(jī)變化的，所以量化誤差也是隨時(shí)間隨機(jī)變化的。329.4.1均勻量化量化噪聲的平均功率Nq——用其均方誤差度量E——表示統(tǒng)計(jì)平均；(a,b)表示抽樣信號(hào)m(kTS)的取值域mk——抽樣值m(kTS)的簡寫；mq——量化值mq(kTS)的簡寫；f(mk)——抽樣值m(kTS)的概率密度；M——量化電平數(shù)；mi——第i個(gè)量化區(qū)間的起始端點(diǎn)，mi=a+i△v，qi——第i個(gè)量化級(jí)的量化值，qi=a+i△v-△v/2339.4.1均勻量化衡量量化噪聲對(duì)信號(hào)的影響——信號(hào)功率與量化噪聲功率之比（信號(hào)量噪比）34

例題：設(shè)一個(gè)均勻量化器的量化電平數(shù)為M，其輸入信號(hào)抽樣值在區(qū)間[-a,a]內(nèi)具有均勻的概率密度。試求該量化器的平均信號(hào)量噪比。解：量化器輸入信號(hào)抽樣值在區(qū)間[-a,a]內(nèi)具有均勻的概率密度故，輸入信號(hào)功率So：量化噪聲功率Nq：

例題：設(shè)一個(gè)均勻量化器的量化電平數(shù)為M，其輸入信號(hào)抽樣值在區(qū)間[-a,a]內(nèi)具有均勻的概率密度。試求該量化器的平均信號(hào)量噪比。解：平均信號(hào)量噪比：化為分貝：若采用二進(jìn)制編碼，M=2n，結(jié)論：量化器的平均輸出信號(hào)量噪比隨量化電平數(shù)M增加而提高。n為編碼位數(shù)，即每增加一位編碼，信噪比可以提高6dB。

注：均勻量化的量化間隔為△v，量化噪聲e(t)分布在±△v/2之間，如果量化間隔△v比信號(hào)m(t)的取值范圍小得多，則可認(rèn)為量化噪聲的振幅在范圍內(nèi)大致是均勻分布的（等概率分布），其概率密度分布函數(shù)則量化噪聲的功率為：9.4.1均勻量化結(jié)論：（1）均勻量化時(shí)，量化器的平均輸出信號(hào)量噪比隨量化電平數(shù)M增加而提高。（2）均勻量化時(shí)，無論信號(hào)大小如何，量化間隔△v都相等，量化噪聲功率Nq固定不變（△v2/12）。因此，均勻量化有一個(gè)明顯不足：小信號(hào)的量化信噪比太小，不能滿足通信質(zhì)量要求。（3）為了提高小信號(hào)量噪比→增加M→編碼位數(shù)n增加→設(shè)備（編碼）復(fù)雜，傳輸帶寬增加（信道利用率下降）→解決辦法：非均勻量化389.4.2非均勻量化目的：為克服均勻量化的缺點(diǎn)（小信號(hào)時(shí)，量化信噪比也?。沽炕g隔△v隨輸入信號(hào)的大小而改變。特點(diǎn)：小信號(hào)（信號(hào)幅度?。r(shí)量化間隔△v??；大信號(hào)時(shí)量化間隔△v大些。即非均勻量化時(shí)，使量化信噪比在整個(gè)范圍內(nèi)基本一致。實(shí)現(xiàn)方法：模擬壓擴(kuò)法和數(shù)字壓擴(kuò)法。39實(shí)現(xiàn)原理：先將信號(hào)抽樣值壓縮，再進(jìn)行均勻量化。非均勻量化的模擬壓擴(kuò)法9.4.2.1模擬壓擴(kuò)法40壓縮器和擴(kuò)張器的特性：壓縮器和擴(kuò)張器的特性正好相反。壓縮特性就是小信號(hào)時(shí)斜率大于1，大信號(hào)時(shí)斜率小于1.9.4.2.1模擬壓擴(kuò)法41理想壓縮：壓縮器能使信號(hào)的量化信噪比與信號(hào)幅度無關(guān)，即So/Nq=常數(shù)。理想壓縮特性：y=1+lnx/k其中k為常數(shù)，x為壓縮器歸一化輸入，y為壓縮器歸一化輸出。歸一化：信號(hào)電壓（或電流）與信號(hào)最大電壓（或電流）之比。說明：理想壓縮特性在x=0時(shí)，y→﹣∞，不符合對(duì)壓縮特性的要求，因而需要對(duì)其作一定的修正。修正原則：①曲線通過原點(diǎn)；②關(guān)于原點(diǎn)對(duì)稱。9.4.2.1模擬壓擴(kuò)法42常用壓縮特性：A律和μ

律。1、A壓縮律x——?dú)w一化的壓縮器輸入；y——?dú)w一化的壓縮器輸出A——常數(shù)，壓擴(kuò)參數(shù)，表示壓縮程度。A=1時(shí)，壓縮特性是一條通過原點(diǎn)的直線，沒有壓縮效果；A值越大壓縮效果越明顯，國標(biāo)標(biāo)準(zhǔn)中取A=87.69.4.2.1模擬壓擴(kuò)法43A律壓縮特性——第一象限過原點(diǎn)對(duì)理想壓縮特性作一條切線理想壓縮特性9.4.2.1模擬壓擴(kuò)法2、μ壓縮律x——?dú)w一化的壓縮器輸入；y——?dú)w一化的壓縮器輸出；μ—常數(shù)，壓擴(kuò)參數(shù)，表示壓縮程度。μ=0時(shí)，壓縮特性是一條通過原點(diǎn)的直線，沒有壓縮效果；μ值越大壓縮效果越明顯，國際標(biāo)準(zhǔn)中取μ=255μ律壓縮特性9.4.2.1模擬壓擴(kuò)法459.4.2.2數(shù)字壓擴(kuò)法

數(shù)字壓擴(kuò)：利用數(shù)字電路形成許多折線來近似非線性壓縮曲線。有7折線μ律（μ＝100）、13折線A律（A=87.6）和15折線μ律（μ=255）等。15折線μ律主要用于美國、加拿大和日本等國的PCM24路基群中。13折A線律主要用于中、英、法、德等歐洲各國的PCM30/32路基群中。CITT建議上述兩種折線壓縮律為國際標(biāo)準(zhǔn)，國際通信中采用A律。13折線壓縮特性——A律的近似

1/21/41/81/161/321/641/1281/82/83/84/85/86/87/81112345876x軸：（0,1）內(nèi)不均勻分為8段，每次1/2對(duì)分。每段再等分為16等份，每一等份作為一個(gè)量化級(jí)。0~1共有8×16=128個(gè)量化級(jí)。各段上的量化間隔是不均勻的在x軸，第1、2段最短，量化間隔最小，為1/2048——最小量化單位；第8段最長，量化間隔為1/32，包含64個(gè)最小量化單位。y軸：（0,1）內(nèi)均勻分為8段，每段再等分為16份。0~1被分為128個(gè)量化級(jí)，是均勻的。將x軸和y軸相應(yīng)段的交點(diǎn)連接起來，得到8個(gè)折線段。第1、2段折線斜率相等，可連成一條直線。實(shí)際7段折線。原點(diǎn)上下各有7段，負(fù)方向的1、2段與正方向的1、2段斜率均相同，連在一起作為一段，共得到13段折線。原點(diǎn)折線斜率等于16，A=87.6。479.5編碼編碼：把量化后的信號(hào)電平值（有限個(gè)）變換成二進(jìn)制碼組的過程。代碼通常采用二進(jìn)制，多進(jìn)制代碼只用在線路信噪比比較好、可利用頻帶比較窄的情況下，或者用在正交調(diào)制和多相調(diào)制等調(diào)制方式中。PCM常用二進(jìn)制編碼碼型：自然二進(jìn)碼；反射二進(jìn)碼（格雷碼或循環(huán)碼）；折疊二進(jìn)碼。量化電平二進(jìn)制碼格雷碼

折疊碼012300000101001100000101101001101000100045671001011101111101111011001001011101111、自然二進(jìn)制碼——將量化電平看成一般的十進(jìn)制整數(shù)，然后用二進(jìn)制表示。優(yōu)點(diǎn)：編碼簡便，譯碼可逐比特獨(dú)立進(jìn)行。與十進(jìn)制數(shù)對(duì)應(yīng)方便。缺點(diǎn)：相鄰碼組間的漢明距離有大于1的情況。譯碼錯(cuò)誤，產(chǎn)生較大的誤差。492、格雷碼優(yōu)點(diǎn)：相鄰碼組距離為1，又稱單位距離碼。譯碼錯(cuò)誤，產(chǎn)生的誤差較小。缺點(diǎn)：譯碼時(shí)不能逐比特獨(dú)立進(jìn)行。需轉(zhuǎn)換為自然二進(jìn)碼后再譯碼。量化序號(hào)二進(jìn)制碼格雷碼

折疊碼01230000010100110000010110100110100010004567100101110111110111101100100101110111503、折疊二進(jìn)碼——除去最高位，其上半部分和下半部分呈倒影關(guān)系。最高位上半部分全“0”，下半部分全“1”。優(yōu)點(diǎn)：（1）對(duì)于語音這樣的雙極性信號(hào)，只要正、負(fù)極性信號(hào)的絕對(duì)值相同，在用最高位表示極性之后，則可采用單極性編碼方法，從而使編碼電路和編碼過程過程大大簡化。量化序號(hào)二進(jìn)制碼格雷碼

折疊碼01230000010100110000010110100110100010004567100101110111110111101100100101110111513、折疊二進(jìn)碼優(yōu)點(diǎn)：（2）在傳輸過程中出現(xiàn)誤碼，對(duì)小信號(hào)影響較小?！@一特性有利于減小平均量化噪聲，因?yàn)檎Z音信號(hào)小幅度出現(xiàn)的概率比大幅度的大，所以應(yīng)著眼于改善小信號(hào)的傳輸效果。目前折疊二進(jìn)碼用得較多，它是A律13折線PCM30/32路設(shè)備采用的碼型。應(yīng)用：適合于表示雙極性的信號(hào)。大規(guī)模單片PCM編解碼器已商品化，可在一塊芯片上實(shí)現(xiàn)A律13折線壓擴(kuò)8bitPCM編解碼。9.5.1PCM常用二進(jìn)制編碼碼型52編碼位數(shù)的選擇不僅關(guān)系到通信質(zhì)量的好壞，而且還涉及到設(shè)備的復(fù)雜程度。在信號(hào)變化范圍一定時(shí)→量化級(jí)數(shù)越多→碼位數(shù)就越多→量化誤差也越小→通信質(zhì)量越好。但碼位數(shù)越多→通信設(shè)備越復(fù)雜→同時(shí)還會(huì)使總的傳碼率增加→傳輸帶寬加大。一般從語音信號(hào)的可懂度而言，采用3～4位非線性編碼即可，若增至7～8位時(shí)，通信質(zhì)量就比較理想了。9.5.2PCM碼位數(shù)的選擇13折線壓縮特性——A律的近似

1/21/41/81/161/321/641/1281/82/83/84/85/86/87/81112345876量化編碼的過程：（1）確定極性（1位）（2）確定段落（8段-3位）（3）確定段落內(nèi)具體區(qū)間（16個(gè)區(qū)間-4位）549.5.3A律13折線的碼字安排A律13折線編碼是將每個(gè)抽樣值編成8位折疊二進(jìn)碼。按照折疊二進(jìn)碼的碼型，這8位碼的安排如下：C1C2C3C4C5C6C7C8極性碼段落碼段內(nèi)碼幅度碼9.5.2A律13折線的碼字安排C1C2C3C4C5C6C7C8極性碼段落碼段內(nèi)碼極性碼C1：表示信號(hào)樣值的極性，正極性用“1”，負(fù)極性用“0”。段落碼C2C3C4：八種狀態(tài)對(duì)應(yīng)8個(gè)段落。段內(nèi)碼C5C6C7C8

：它的16種狀態(tài)對(duì)應(yīng)代表各段內(nèi)的16個(gè)不同的量化級(jí)。段落序號(hào)C2C3C410002001301040115100610171108111段落序號(hào)C2C3C4100020013010401151006101711081119.5.2A律13折線的碼字安排段內(nèi)碼C5C6C7C8

每一小段的量化值：第1、2段為1/128，等分16單位后，每一量化單位為(1/128)×1/16=1/2048；第8段為1/2，每一量化單位為1/2×1/16=1/32；以1/2048作為最小量化級(jí)△，1~8段的每一小段依次為1△、1△、2△、4△、8△、16△、32△、64△。段落序號(hào)

12345678歸一化段落長度1/1281/1281/641/321/161/81/41/2各段落長度(以?計(jì))

161632641282565121024各段內(nèi)均勻量化級(jí)（以?計(jì)）

112481632649.5.2A律13折線的碼字安排段落序號(hào)

12345678歸一化段落長度1/1281/1281/641/321/161/81/41/2各段落長度(以?計(jì))

161632641282565121024各段內(nèi)均勻量化級(jí)（以?計(jì)）

1124816326401按?分為2048等份2048?1024?1/41/2512?256?1/8128?1/1664?1/32結(jié)論：（1）A律13折線編碼方法是將非均勻量化和編碼合為一體的方法。量化在編碼過程中完成。（2）若以非均勻量化時(shí)的最小間隔1/2048作為均勻量化的量化間隔，不考慮極性，那么歸一化的0～1范圍內(nèi)總共有2048個(gè)均勻量化級(jí)。按照量化級(jí)數(shù)M和二進(jìn)制編碼位數(shù)N的關(guān)系，M=2N

，則均勻量化需要11位二進(jìn)編碼。而非均勻量化只需要128個(gè)量化級(jí)，只需要7位編碼（除去極性碼）。（3）通常把按非均勻量化特性的編碼稱為非線性編碼；按均勻量化特性的編碼特性稱為線性編碼。（4）在保證小信號(hào)的量化間隔相同的條件下，7位非線性編碼與11位線性編碼等效，與線性編碼相比較，非線性編碼的碼位數(shù)少，設(shè)備簡化，所需傳輸帶寬小。9.5.2A律13折線的碼字安排9.5.3逐次比較型編解碼原理逐次比較型編碼器：根據(jù)輸入的樣值脈沖編出相應(yīng)的8位二進(jìn)代碼。除了第一位極性碼之外，其他7位二進(jìn)代碼是通過逐次比較確定的。9.5.3逐次比較型編解碼原理輸入的PAM信號(hào)是雙極性信號(hào)，整流器將其變成單極性信號(hào)，當(dāng)抽樣值為正時(shí)，輸出為“1”；當(dāng)抽樣值為負(fù)時(shí)，輸出為“0”在整個(gè)比較過程中保持輸入信號(hào)的幅度不變。由于逐次比較型編碼器編7位碼（極性碼除外）需要在一個(gè)抽樣周期Ts內(nèi)完成Is和Iw的7次比較，在整個(gè)比較過程中都應(yīng)保持輸入信號(hào)的幅度不變，因此要求將樣值脈沖展寬并保持，即實(shí)際中的平頂抽樣。9.5.3逐次比較型編解碼原理編碼器的核心。作用：通過比較抽樣值Is和標(biāo)準(zhǔn)值Iw進(jìn)行非線性量化編碼。當(dāng)Is>Iw時(shí)，得到“1”碼。反之，得到0碼。每次所需的標(biāo)準(zhǔn)值Iw均由本地譯碼電路提供。段落碼的確定過程段落序號(hào)C2C3C4起始電平1000020011630103240116451001286101256711051281111024幅度碼B1B2B3B4B5B6B7B8B9B10B11權(quán)值△10245122561286432168421記憶電路：用來寄存二進(jìn)代碼，除C2外，其余各次比較都要根據(jù)前幾次比較的結(jié)果來確定標(biāo)準(zhǔn)值Iw。因此，7位碼字中的前6位狀態(tài)均應(yīng)由記憶電路寄存下來。數(shù)字壓縮器。作用：將7位非線性幅度碼C2～C8變換成11位線性幅度碼B1～B11。以便于恒流源能夠產(chǎn)生所需的權(quán)值電流。64非線性碼與線性碼的變換原則：變換前后非線性碼與線性碼的碼字電平相同。（1）非線性碼的碼字電平Ic——編碼器輸出非線性碼所對(duì)應(yīng)的電平，也稱為編碼電平。IBi——段落碼對(duì)應(yīng)的段落起始電平。

△i——該段落內(nèi)的量化間隔。編碼誤差——編碼電平與抽樣值的差值注意：編碼電平是樣值所在量化級(jí)的最低電平（起始電平），它比量化電平低△i/2（2）線性碼的碼字電平表示為ICL

△——量化單位。9.5.3逐次比較型編解碼原理A律13折線解碼器解碼器（譯碼器）：將收到的PCM信號(hào)還原成相應(yīng)的PAM樣值信號(hào)，即進(jìn)行D/A變換。經(jīng)過譯碼器還原出來的樣值信號(hào)電平為量化電平，它近似等于原始的PAM樣值信號(hào)，但存在一定的誤差。例題抽樣信號(hào)為+843Δ，進(jìn)行PCM編碼，試求編碼碼組。解：（1）量化電平843Δ為正，極性碼C1=1。（2）512Δ≤843Δ≤1024Δ，該量化電平位于第7段，段落碼C2C3C4=110。（3）第7段起始電平2048Δ/4=512Δ，段內(nèi)每個(gè)間隔為512Δ/16=32Δ則：843Δ=512Δ+10×32Δ+11Δ，段內(nèi)為第10區(qū)間，段內(nèi)碼為（10）2=1010則，PCM編碼為：11101010。表示信號(hào)位于第7段第10區(qū)間（4）譯碼量化電平取在量化級(jí)中點(diǎn)為512+10×32+16＝848△。譯碼誤差|843△－848△|＝5△。例題：設(shè)輸入信號(hào)抽樣值Is=+1255△，計(jì)算編碼電平和量化電平，寫出7位非線性幅度碼（不含極性碼）對(duì)應(yīng)的11位線性碼。解：（1）輸入信號(hào)抽樣值Is=+1255△>0，極性碼C1=1（2）1255△>1024△，所以位于第8段，段落碼為111；（3）由于1255=1024+3×64+39，故段內(nèi)碼為0011；編出的PCM碼字為11110011，它表示輸入信號(hào)抽樣值Is位于第8段序號(hào)為3的量化級(jí)。編碼電平：編碼誤差：1255△-1216△=39△量化電平(譯碼電平)為：1024+3×64+32=1248△；故量化誤差為7△注意：編碼電平是量化級(jí)的最低電平，它比量化電平低△i/2由于非線性碼與線性碼的變換原則是變換前后二者的碼字電平相同，故將編碼電平從十進(jìn)制變換為二進(jìn)制，就得到等效的11位線性碼例題：碼組的8位碼為11110011，求量化電平為多少？解：1∣111∣0011（1）極性碼C1=1，正極性。（2）段落碼C2C3C4：111，在第8段。（3）段內(nèi)碼C5C6C7C8：0011，位于第三區(qū)間；（4）第8段的起點(diǎn)電平為2048Δ/2=1024Δ，段內(nèi)每個(gè)間隔為1024Δ/16=64Δ。由于量化電平位于量化級(jí)的中點(diǎn)，所以段內(nèi)電平3×64+32=224Δ，量化電平為1024+224=1248Δ。采用13折線A律編解碼電路，設(shè)接收端收到的碼字為01010011，最小量化單位為1個(gè)單位。求解碼器輸出為多少單位？解：極性碼C1=0，極性為負(fù)。段落碼C2C3C4=101，信號(hào)位于第6段，起始電平為256△段內(nèi)碼C5C6C7C8=0011。信號(hào)位于第6段第3區(qū)間。因?yàn)榻獯a器輸出的量化電平位于量化級(jí)的中點(diǎn)，所以譯碼量化電平為-（256+3×16

+8）＝-312△。例題（1）PCM信號(hào)的碼元速率RB和帶寬BfS——抽樣頻率；M——量化級(jí)數(shù)；N——二進(jìn)制編碼位數(shù)量化級(jí)數(shù)M和二進(jìn)制編碼位數(shù)N滿足：M=2N；通過抽樣、量化、編碼，時(shí)間連續(xù)信號(hào)就用二進(jìn)制代碼來表示。在一個(gè)抽樣周期TS=1

/

fS內(nèi)，要將一個(gè)抽樣值編碼為N位二進(jìn)制碼元，每個(gè)碼元的寬度為：Tb

=TS/

N二進(jìn)制代碼的碼元速率為：9.5.4

PCM系統(tǒng)的抗噪聲性能

（1）PCM信號(hào)的碼元速率和帶寬PCM信號(hào)可以采用基帶傳輸也可以采用頻帶傳輸，帶寬B和傳輸方式有關(guān)。當(dāng)PCM信號(hào)采用矩形脈沖傳輸時(shí)，所需帶寬B與脈沖寬度τ成反比，第一零點(diǎn)帶寬B=1/τ占空比：二進(jìn)制脈沖寬度τ與二進(jìn)制碼元寬度Tb之比結(jié)論：碼元位數(shù)N越多，碼元寬度Tb越小，占用帶寬B越大，信道利用率將下降。傳輸PCM信號(hào)所需的帶寬要比模擬基帶信號(hào)的帶寬大得多。9.5.4PCM系統(tǒng)中噪聲的影響單路語音信號(hào)的最高頻率為4KHz，抽樣速率為奈奎斯特抽樣頻率，以PCM方式傳送。抽樣后按照256級(jí)量化。設(shè)傳輸信號(hào)的波形為矩形脈沖，占空比為1。計(jì)算PCM基帶信號(hào)第一零點(diǎn)帶寬。解：語音信號(hào)最高頻率fH

=4KHz，抽樣速率為奈奎斯特抽樣頻率，則fs

=2fH

=8KHz。由于量化級(jí)數(shù)M=256，所以碼元速率：則碼元寬度占空比為1，所以τ=Tb，則PCM基帶信號(hào)的第一零點(diǎn)帶寬：例題

9.5.4PCM系統(tǒng)中噪聲的影響影響PCM系統(tǒng)性能的主要噪聲：量化噪聲信道噪聲————由于兩種噪聲產(chǎn)生的機(jī)理不同，可以認(rèn)為它們是統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的。9.5.4PCM系統(tǒng)中噪聲的影響LPF的輸出模擬信號(hào)：mo(t)——輸出端所需信號(hào)成分，其功率為So；nq(t)——量化噪聲引起的輸出噪聲，其功率Nq

；

ne(t)——由信道加性噪聲引起的輸出噪聲，其功率為Ne;PCM系統(tǒng)的抗噪聲性能可用輸出端總的信噪比衡量：

9.5.4PCM系統(tǒng)中噪聲的影響假設(shè)輸入信號(hào)m(t)在區(qū)間[-a,a]具有均勻分布的概率密度，發(fā)送端采用奈奎斯特抽樣速率進(jìn)行理想抽樣，并對(duì)抽樣值均勻量化，量化電平數(shù)為M，接收端通過LPF恢復(fù)原始模擬信號(hào)。（1）若只考慮量化噪聲譯碼器輸出的信號(hào)功率為：譯碼器輸出的噪聲功率為：則其功率譜密度分別為：9.5.4PCM系統(tǒng)中噪聲的影響（1）只考慮量化噪聲經(jīng)過LPF輸出：結(jié)論1、PCM系統(tǒng)輸出端的量化信噪比隨著編碼位數(shù)N按指數(shù)規(guī)律增加。

9.5.4PCM系統(tǒng)中噪聲的影響對(duì)于一個(gè)頻帶限制在fH內(nèi)的信號(hào)，按照抽樣定理，此時(shí)要求每秒鐘最少傳輸?shù)某闃用}沖數(shù)為2fH；若PCM系統(tǒng)的編碼位數(shù)為N，則要求系統(tǒng)每秒傳輸2NfH個(gè)二進(jìn)制脈沖，為此，系統(tǒng)的總帶寬B至少等于NfH結(jié)論2：PCM系統(tǒng)輸出端的量化信噪比隨系統(tǒng)的帶寬B按指數(shù)規(guī)律增長。模擬調(diào)制僅隨帶寬B按線性規(guī)律增長，這是PCM系統(tǒng)的優(yōu)點(diǎn)之一。9.5.4PCM系統(tǒng)中噪聲的影響（2）只考慮加性噪聲——加性噪聲為高斯白噪聲。信道噪聲對(duì)PCM系統(tǒng)性能的影響表現(xiàn)在接收端的判決誤碼上。因?yàn)镻CM信號(hào)中每一碼組代表著一定的量化抽樣值，所以其中只要發(fā)生誤碼，接收端恢復(fù)的抽樣值就會(huì)與發(fā)端原抽樣值不同。碼組中出現(xiàn)錯(cuò)碼是彼此獨(dú)立的，假設(shè)每個(gè)碼元的誤碼率都是Pe僅考慮有1位誤碼的碼字錯(cuò)誤。123…i…N2N-12i-1222120最高位最低位

9.5.4PCM系統(tǒng)中噪聲的影響——只考慮加性噪聲在一個(gè)長度為N的自然編碼碼組中，從最低位到最高位的加權(quán)值分別為20，21，22…,2i-1,…2N-1。量化間隔為△v，則第i位碼對(duì)應(yīng)的抽樣值為2i-1△v。如果第i位碼發(fā)生了誤碼，則其誤差為（±2i-1△v

）。已假設(shè)每一碼元出現(xiàn)錯(cuò)碼的可能性相同，記一個(gè)碼組中只有一個(gè)碼元發(fā)生錯(cuò)誤引起的誤差電壓為Q△

。則一個(gè)碼組由于誤碼在譯碼器輸出端造成的平均誤差功率為：123…i…N2N-12i-1222120最高位最低位

9.5.4PCM系統(tǒng)中噪聲的影響——只考慮加性噪聲由于錯(cuò)誤碼元之間的平均間隔為1/Pe個(gè)碼元，而一個(gè)碼組又包含有N個(gè)碼元，故錯(cuò)誤碼組之間的平均時(shí)間間隔為1/NPe個(gè)碼組，其平均時(shí)間間隔為發(fā)端采用理想抽樣，譯碼器輸出端由誤碼引起的誤差功率譜密度：

9.5.4PCM系統(tǒng)中噪聲的影響——只考慮加性噪聲經(jīng)過LPF，由誤碼引起的噪聲功率譜密度為：故加性噪聲功率為僅考慮信道加性噪聲時(shí)PCM系統(tǒng)的輸出信噪比為9.5.4PCM系統(tǒng)中噪聲的影響PCM系統(tǒng)的抗噪聲性能用輸出端總的信噪比衡量：

在大信噪比條件下，4Pe22N<<1，可以忽略誤碼帶來的影響，SO/NO≈22N在小信噪比條件下，誤碼噪聲其主要作用，4Pe22N>>1。SO/NO≈1/4Pe壓縮編碼技術(shù)產(chǎn)生的背景PCM的帶寬tPCM波形因?yàn)?位是1次采樣的編碼，所以這8位的寬度就是采樣周期TS1位碼元寬度就是采樣周期的1/8該窄方波的傅立葉變換為fτ84語音信號(hào)相鄰的抽樣值之間存在很強(qiáng)的相關(guān)性，信號(hào)的一個(gè)抽樣值到相鄰的一個(gè)抽樣值不會(huì)發(fā)生迅速的變化——信源本身含有大量的冗余成分。降低數(shù)字語音信號(hào)的比特率，壓縮傳輸頻帶，減少編碼位數(shù)?！Z音壓縮編碼技術(shù)常見的語音壓縮編碼技術(shù)有：差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）、自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制（ADPCM）增量調(diào)制（DM或△M）、自適應(yīng)增量調(diào)制（ADM）參量編碼、子帶編碼（SBC）等。9.6差分脈沖編碼調(diào)制9.6.1預(yù)測編碼的概念預(yù)測編碼：語音信號(hào)的相關(guān)性，根據(jù)過去的信號(hào)樣值預(yù)測當(dāng)前時(shí)刻的樣值（預(yù)測值），并僅把實(shí)際樣值與預(yù)測值的差值（預(yù)測誤差）進(jìn)行量化、編碼。9.6差分脈沖編碼調(diào)制預(yù)測編碼的優(yōu)點(diǎn)：

根據(jù)相關(guān)性原理，預(yù)測誤差的幅度范圍一定小于原信號(hào)的幅度范圍。因此，在保持相同量化誤差的條件下量化電平數(shù)就可以減少，即壓縮了編碼速率。tm(t)0-3T-2T-TT2T3T預(yù)測值預(yù)測誤差信號(hào)幅值范圍線性預(yù)測——利用前面幾個(gè)抽樣值的線性組合來預(yù)測當(dāng)前的抽樣值。預(yù)測器的輸出和輸入關(guān)系由下列線性方程式?jīng)Q定：9.6.1預(yù)測編碼的概念889.6.2DPCM的原理及性能DPCM原理——只將前1個(gè)抽樣值當(dāng)作預(yù)測值，再取當(dāng)前抽樣值和預(yù)測值之差進(jìn)行編碼并傳輸。線性編碼中的預(yù)測器就簡化成為一個(gè)延遲電路，其延遲時(shí)間為1個(gè)抽樣間隔時(shí)間Ts9.6.2DPCM的原理及性能DPCM系統(tǒng)的量化誤差qk：即，DPCM的量化誤差等于量化器的量化誤差。DPCM系統(tǒng)量化信噪比為：Gp—DPCM系統(tǒng)相對(duì)于PCM系統(tǒng)的信噪比增益(預(yù)測增益)—把預(yù)測誤差ek作為量化器輸入信號(hào)時(shí)的量化信噪比9.6.2DPCM的原理及性能DPCM系統(tǒng)量化信噪比為：分析：選擇合理的預(yù)測規(guī)律，預(yù)測誤差功率E[ek2]就能遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于信號(hào)功率E[mk2]，Gp大于1，系統(tǒng)就能獲得增益。當(dāng)Gp

>>1，DPCM系統(tǒng)的量化信噪比遠(yuǎn)大于量化器的量化信噪比，因此，要求DPCM系統(tǒng)達(dá)到與PCM系統(tǒng)相同的信噪比，可降低對(duì)量化器信噪比的要求——減小量化級(jí)數(shù)M→減少碼元位數(shù)→降低比特率→壓縮信號(hào)帶寬。9.6.3自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制ADPCM（自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制）——為了改善DPCM的性能，將自適應(yīng)技術(shù)引入量化和預(yù)測過程。自適應(yīng)量化：使量化階距隨輸入信號(hào)的統(tǒng)計(jì)特性自適應(yīng)地改變，用預(yù)測值去控制量化階距，使量化階距隨輸入信號(hào)的幅度大小自適應(yīng)地變化。自適應(yīng)預(yù)測：預(yù)測器系數(shù)可以隨信號(hào)的統(tǒng)計(jì)特性而自適應(yīng)調(diào)整，提高了預(yù)測信號(hào)的精度，從而得到高預(yù)測增益。ADPCM可以大大提高輸出信噪比和編碼動(dòng)態(tài)范圍，可在24~32Kbps比特率上達(dá)到64Kbps的PCM數(shù)字電話質(zhì)量。9.7增量調(diào)制【思考】能不能將每次抽樣的編碼位數(shù)減少（最好能減少到1位），以減小數(shù)字信號(hào)帶寬？增量調(diào)制編碼思想：t010111011100模擬信號(hào)m(t)每隔時(shí)間Ts對(duì)m(t)進(jìn)行采樣，獲得樣值序列m(kTs)TS2TS3TS4TS5TS6TS7TS8TS9TS10TS11TS用幅度為σ的階梯波形m'(t)去逼近它編碼后的數(shù)字信號(hào)t94減法器積分器積分器的初始狀態(tài)為0判決器抽樣脈沖9.7.1.1ΔM系統(tǒng)編碼器95E-EEEE-EEEE-E-E積分器積分器的初始狀態(tài)為0t積分器輸出低通濾波器（LPF）恢復(fù)的原始信號(hào)m(t)m(t)9.7.1.2ΔM系統(tǒng)譯碼器969.7.2△M中的噪聲分類：一般量化噪聲（顆粒噪聲）和過載量化噪聲。一般量化噪聲：由于編譯碼時(shí)用階梯波形去近似表示模擬信號(hào)波形，所以它和原樣值之間不一定相等，故會(huì)產(chǎn)生量化噪聲。t010111011100eq(t)△M中的噪聲過載量化噪聲：（1）過載產(chǎn)生的原因由于ΔM系統(tǒng)一次采樣只能輸出1bit也就是說1次只能調(diào)整1個(gè)臺(tái)階來跟蹤原始信號(hào)m(t)如果原始信號(hào)變化太快，則有可能跟蹤不上，從而造成所謂“過載”t0101119.7.2△M中的噪聲要避免過載現(xiàn)象，需要階梯狀波形能跟蹤上原始信號(hào)m(t)從數(shù)學(xué)角度分析，即原始信號(hào)的最大斜率不能超過階梯狀波形的斜率——Ts為采樣間隔fs——譯碼器最大跟蹤斜率。注意：用增大fs的方法增大乘積，才能保證一般量化噪聲和過載量化噪聲兩者都不超過要求。實(shí)際中△M采用的抽樣速率fs值比PCM和DPCM的抽樣頻率值都大很多；對(duì)于語音信號(hào)而言，△M采用的抽樣頻率在幾十千赫到百余千赫。9.7.3避免過載的方法99設(shè)輸入正弦信號(hào)不發(fā)生斜率過載的條件為（1）不發(fā)生過載的信號(hào)臨界振幅為：（2）為了使σ具有一定的分辨率，需要信號(hào)峰—峰值超過σ，對(duì)于正弦信號(hào)，要求2A>σ，即A>σ/2。9.7.4ΔM系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍0信號(hào)幅度過小導(dǎo)致的分辨率不夠的問題100△M不發(fā)生過載時(shí)，量化誤差的幅度不會(huì)超出±。如果在-~+之間e(t)是均勻分布的，量化噪聲的概率密度為：量化噪聲的功率為：量化噪聲的頻譜從很低頻率一直到高頻，可近似認(rèn)為均勻分布，其功率譜為。經(jīng)過截止頻率為fm

的低通濾波器的輸出量化噪聲功率9.7.5△M中的量化噪聲101輸出正弦信號(hào)的平均功率為了不過載，故臨界條件下的最大量化信噪比若△M采用和PCM同樣的采樣頻率，即fs=2fk，且令fk=fm

,由上式得。信噪比太小。結(jié)論：△M對(duì)于話音編碼，要求的抽樣速率達(dá)到幾十Kb/s以上，但話音質(zhì)量還不如PCM，為了提高△M系統(tǒng)的質(zhì)量和降低編碼速率，實(shí)際中常采用它的改進(jìn)型。9.7.5△M中的量化噪聲102（1）抽樣頻率fs

PCM系統(tǒng)中，fs根據(jù)抽樣定理來確定。若信號(hào)最高頻率分量為fH

，只要fs≥2fH即可；△M系統(tǒng)中傳送的不是信號(hào)本身的樣值，而是信號(hào)的增量，因此抽樣頻率不能根據(jù)抽樣定理來確定。為了保證不發(fā)生斜率過載，當(dāng)達(dá)到與PCM系統(tǒng)相同的信噪比時(shí)△M系統(tǒng)中的抽樣頻率要比PCM系統(tǒng)高得多。（2）帶寬由于△M的抽樣頻率比PCM高得多，因此傳輸△M信號(hào)的帶寬比傳輸PCM信號(hào)要寬。9.7.6PCM與ΔM的比較103（3）量化信噪比（在相同信道帶寬條件下比較）對(duì)于PCM系統(tǒng)fs=8kHz，因此RB=8nkHz，最大量化信噪比為對(duì)于△M系統(tǒng)，若RB=8nkHz，RB等于抽樣頻率fs，取fk=800Hz，fm=3000Hz于是量化信噪比與碼元速率關(guān)系曲線9.7.6PCM與ΔM的比較104（4）信道誤碼的影響PCM系統(tǒng)中，誤碼影響嚴(yán)重，尤其是高位碼元，錯(cuò)一位可造成許多量階的損失，因此對(duì)信道無碼率的要求較高；△M系統(tǒng)中，一個(gè)碼元只代表一個(gè)量階，一個(gè)碼元的誤碼只損失一個(gè)增量，因此它對(duì)誤碼不太敏感，對(duì)信道無碼率的要求較低。（5）設(shè)備復(fù)雜性△M系統(tǒng)的優(yōu)點(diǎn)是設(shè)備簡單，特別是在單路應(yīng)用時(shí)不需要收發(fā)同步設(shè)備；

PCM系統(tǒng)適合多路傳輸，它設(shè)備復(fù)雜。9.7.6PCM與ΔM的比較1059.8時(shí)分復(fù)用和復(fù)接

信號(hào)A

信號(hào)B

信號(hào)C

信號(hào)D時(shí)分多路復(fù)用器

信號(hào)B

信號(hào)C

信號(hào)D

信號(hào)A

時(shí)分多路復(fù)用器

DC

B

A

DC

BA

幀1

幀2時(shí)分多路復(fù)用所有用戶在不同的時(shí)間占用同樣的頻帶寬度把一個(gè)傳輸信道按時(shí)間分割，以傳送若干路信息。此通信方式使多個(gè)