CT-EE3樊昌信《通信原理》(第六版)

通信原理電子信息工程學院郎百和第三章模擬線性調制通信原理2引言基本概念調制:把信號轉換成適合信道傳輸形式的過程。調制信號:來自信源的基帶信號。載波:未受調制的周期性振蕩信號，可以是正弦波，也可以是脈沖波。已調信號:載波受調制后稱為已調信號。解調:調制的逆過程，其作用是將已調信號中的調制信號恢復出來。3引言電信號基帶信號（攜帶信息，頻譜的低端有較大能量）頻帶信號（基帶信號經過某種調制，頻譜帶通）傳輸方式基帶傳輸調制（頻帶）傳輸模擬調制線性調制：AM、DSB、SSB、VSB非線性調制：PM、FM數(shù)字調制：ASK、FSK、PSK4引言調制的目的----調制的實質是頻譜搬移將調制信號（基帶信號）轉換成適合于信道傳輸?shù)囊颜{信號形式（頻帶信號）；提高通信時的天線輻射效率傳輸頻率：3kHz，天線高度：25km傳輸頻率：900MHz，天線高度：8cm把多個基帶信號分別搬移到不同的載頻處，以實現(xiàn)信道的多路復用，提高信道利用率。擴展信號帶寬，提高系統(tǒng)抗干擾、抗衰落能力。實現(xiàn)傳輸帶寬與信噪比之間的互換。56振幅鍵控ASK相移鍵控PSK、DPSK、QPSK等頻移鍵控FSK其他高效數(shù)字調制QAM、MSK等連續(xù)波調制模擬調制數(shù)字調制線性調制非線性調制脈沖調制模擬調制數(shù)字調制脈沖編碼調制PCM增量調制?M差分脈碼調制DPCM其他編碼方式ADPCM、LPC脈幅調制PAM脈寬調制PDM(PWM)脈位調制PPM常規(guī)雙邊帶調幅AM抑制載波雙邊帶調幅DSB-SC單邊帶調幅SSB殘留邊帶調幅VSB頻率調制FM相位調制PM目錄3.1雙邊帶調幅3.2單邊帶調制（SSB）3.3殘留邊帶調制（VSB）3.4線性調制和解調的一般模型3.5線性調制系統(tǒng)的抗噪聲性能73.1雙邊帶調幅幅度調制（線性調制）的原理幅度調制器的一般模型輸出已調信號的時域和頻域一般表示式為83.1.1常規(guī)調幅(AM)常規(guī)調幅(AM)時域頻譜93.1.1常規(guī)調幅(AM)10上邊帶上邊帶下邊帶下邊帶載頻分量載頻分量3.1.1常規(guī)調幅(AM)設調制信號為單頻余弦信號則調幅信號為調幅指數(shù)（調制指數(shù)）正常調制，一般在30-60%之間滿調制過調制帶寬:為基帶信號最高頻率fH的二倍113.1.1常規(guī)調幅(AM)功率設調制信號無直流分量則只有邊帶功率才與調制信號有關。因此，從功率上講，AM信號的功率利用率比較低。123.1.1常規(guī)調幅(AM)調制效率(邊帶功率與總功率之比)若則當則133.1.1常規(guī)調幅(AM)【例】已知一個AM廣播電臺輸出功率是50KW，采用單頻余弦信號進行調制，調制幅度為0.707。計算調制效率和載波功率；如果天線用50Ω電阻負載表示，求載波的峰值幅度。143.1.1常規(guī)調幅(AM)【例】解：153.1.2抑制載波雙邊帶調制（DSB-SC）Double-sidebandSuppressedCarrier將AM信號中的A0去掉，即可輸出DSB信號。163.1.2抑制載波雙邊帶調制（DSB-SC）表達式頻譜帶寬：為基帶信號最高頻率fH的二倍功率調制效率173.1.2抑制載波雙邊帶調制（DSB-SC）DSB-SC信號的波形和頻譜183.1.2抑制載波雙邊帶調制（DSB-SC）DSB-SC信號的特點（與AM信號相比）需采用相干解調(同步檢波)，不能采用簡單的包絡檢波。在調制信號m(t)的過零點處，高頻載波相位有180°的突變。DSB-SC信號功率利用率提高了，但它的頻帶寬度仍是調制信號帶寬的兩倍，與AM信號帶寬相同。193.1.3調制與解調1.調制DSB與AM調制過程均是相乘運算。核心部件是相乘器，調制過程是頻譜搬移過程。設任意周期雙極性信號c(t)，其傅氏級數(shù)為與調制信號相乘輸出表達式頻譜無載頻分量和調制信號，只有±nωC分量。203.1.3調制與解調集成模擬乘法器213.1.3調制與解調集成模擬乘法器的調制電路223.1.3調制與解調集成模擬乘法器的調制電路233.1.3調制與解調雙平衡環(huán)形調幅器實現(xiàn)DSB當載波為正半周時D1、D3導通，D2、D4截止，相乘器輸出信號極性與K(t)相同，相當K(t)乘+1；當載波為負半周時D2、D4導通，D1、D3截止，相乘器輸出信號極性與K(t)相反，相當K(t)乘-1。243.1.3調制與解調2．解調解調的目的時域：恢復調制波形；頻域：提取調制信號頻譜，頻譜搬回原點。（1）相干解調難點：提載，相干載波，DSB只能用相干解調。253.1雙邊帶調幅若本地載波與發(fā)送載波，頻差為△ω，相差為△θ。分析對解調結果的影響。設本地載波信號為ci(t)=cos(ωCt+△ωt+△θ)相乘后得SDSB(t)ci(t)=m(t)cosωCt·cos(ωCt+△ωt+△θ)=1/2[m(t)cos(△ωt+△θ)]+1/2[m(t)cos(2ωCt+△ωt+△θ)]經低通濾波后輸出為

Sd(t)=1/2[m(t)cos(△ωt+△θ)]263.1雙邊帶調幅討論：二種特殊情況：①設△ω=0，△θ≠0。Sd(t)=1/2[m(t)cos(△θ)]當二載波只存在相差時（△θ=常數(shù)），解調后輸出信號幅度被衰減，但信號不失真；當△θ=±π/2時Sd(t)=0；△θ>π/2時Sd(t)不僅幅度衰減，且反號，對模擬信號無影響，但數(shù)字信號會引起錯誤。273.1雙邊帶調幅討論：二種特殊情況：②設△ω≠0，△θ=0。Sd(t)=1/2[m(t)cos(△ωt)]當二載波只存在頻差時，解調輸出仍為雙邊帶調幅信號（此時載頻為△ω），故有明顯失真。△ω較小時,輸出受到時變衰減。如為話音輸出，音量會有周期性變化。283.1.3調制與解調（2）包絡檢波（包平方率檢波）RC的取值范圍為：其中，fm是調制信號的最高頻率，fC是載頻。

293.1.3調制與解調（2）包絡檢波（包平方率檢波）檢波器輸出近似為：

為了簡化載波分量的提取，可在發(fā)送端插入載波（插入導頻—相干載波）方式（載波功率可小于AM中載波功率），這樣可用包絡檢波。30目錄3.1雙邊帶調幅3.2單邊帶調制（SSB）3.3殘留邊帶調制（VSB）3.4線性調制和解調的一般模型3.5線性調制系統(tǒng)的抗噪聲性能313.2單邊帶調制（SSB）(Single-sideband)雙邊帶信號中任一邊帶都含調制信號的全部信息，從傳輸信息目的看，傳送其中一個邊帶就足夠了。這種方式稱單邊帶調制。單邊帶信號的產生方法：濾波法和相移法。技術難點：濾波法：濾波器要求在fc具有陡峭的截止特性。改進：采用多級調制濾波的方法。相移法：寬帶相移網絡。改進：Hilbert濾波器323.2.1.用濾波法形成單邊帶信號HSSB(ω)為單邊帶濾波器的傳遞函數(shù)上邊帶濾波器和下邊帶濾波器的傳遞函數(shù)為：333.2.1.用濾波法形成單邊帶信號343.2.1.用濾波法形成單邊帶信號353.2.1.用濾波法形成單邊帶信號實際濾波器有過渡帶△f，要求調制信號上、下邊帶間有一定間隔△B。僅當△f≤△B時濾波器方可實現(xiàn)。歸一化衰減系數(shù)α=Δf/fC，α愈小濾波器愈難實現(xiàn)(要求≥10-3).

363.2.1.用濾波法形成單邊帶信號改進：多級濾波法373.2.1.用濾波法形成單邊帶信號【例】載頻fC2=10MHz,話音300～3400Hz,濾波器歸一化衰減系數(shù)10-3.試設計SSB方案。[解]若采用一級調制、△B=600Hz，此時，α=6×10-5<10-3，無法實現(xiàn)。若采用二級調制、濾波方案，取α2=2×10-2△B2=α2×fC2=200kHzfC1=1/2（△B2）=100kHzα1=Δf/fC1=ΔB1/fC1=600/（100×10-3）=6×10-3如圖：383.2.1.用濾波法形成單邊帶信號本方法的缺點是：即使采用多級濾波法加寬了邊帶間隔，也要求信號低頻fL不能太低。當調制信號中含有直流或低頻分量時濾波法不適用。393.2.2.用相移法形成單邊帶信號（1）單頻調制（2）Hilbert變換403.2.2.用相移法形成單邊帶信號（1）單頻調制單頻調制信號：413.2.2.用相移法形成單邊帶信號（1）單頻調制423.2.2.用相移法形成單邊帶信號（2）Hilbert變換引人Hilbert變換的意義：1.實信號復數(shù)表示的必要性，利用解析信號簡化窄帶信號的分析。2.利用Hilbert傳遞函數(shù)的相移特性實現(xiàn)SSB調制。433.2.2.用相移法形成單邊帶信號（2）Hilbert變換單頻SSB調制信號：任意一個基帶波形總可以表示成許多正弦信號之和。443.2.2.用相移法形成單邊帶信號（2）Hilbert變換453.2.3.單邊帶信號的解調單邊帶信號包絡不能反映調制信號波形。單頻正弦調制時單邊帶信號也是單頻正弦信號，但頻率改變。單邊帶信號也是一種抑制載波信號，只能用相干解調。463.2.3.單邊帶信號的解調單邊帶信號時域為相乘后輸出低通濾波器輸出【例】用0~3000Hz的信號調制載頻為20.000MHz的載波產生SSB信號，用下圖超外差接收機解調，兩級混頻器的本機振蕩頻率分別為f0和fd，f0高于輸入信號頻率，中頻放大器通帶10.000~10.003MHz。求①如是上邊帶信號，試確定f0和fd

②如是下邊帶信號，試確定f0和fd

473.2.3.單邊帶信號的解調

[解]①上邊帶時，輸入為20.000~20.003MHz，因f0高于輸入信號頻率，有：

f0-(20.000~20.003)=(10.003~10.000)MHz

∴f0=30.003MHz

fd-(10.003~10.000)=(0~0.003)MHz∴fd=10.003MHz483.2.3.單邊帶信號的解調

[解]②下邊帶信號時，輸入為20.000~19.997MHz，因f0高于輸入信號頻率，有:f0-(20.000~19.997)=(10.000~10.003)MHz∴f0=30.000MHz(10.000~10.003)-fd=(0~0.003)MHz∴fd=10.000MHz493.2單邊帶調制（SSB）SSB信號的特點：不但可節(jié)省載波發(fā)射功率，而且它所占用的頻帶寬度為BSSB=fH=BDSB/2。SSB信號的解調和DSB一樣不能采用簡單的包絡檢波，需采用相干解調。濾波法中的濾波器和相移法中的寬帶相移網絡較難制作。

50目錄3.1雙邊帶調幅3.2單邊帶調制（SSB）3.3殘留邊帶調制（VSB）3.4線性調制和解調的一般模型3.5線性調制系統(tǒng)的抗噪聲性能513.3殘留邊帶調制（VSB）VestigialSideband介于SSB與DSB之間折中的一種調制方式，它既克服了DSB信號占用頻帶寬的缺點，又解決了SSB信號實現(xiàn)上的難點。保留一個邊帶的絕大部分（不是全部），同時保留另一個邊帶的一小部分（其殘留一小部分）。523.3殘留邊帶調制（VSB）DSB、SSB和VSB信號的頻譜533.3.1.殘留邊帶信號的產生從原理上，VSB可用移相法，但一般采用濾波法。543.3.2.殘留邊帶信號的解調殘留邊帶信號也是抑制載波的已調信號——只能用相干解調。乘法器輸出頻譜LPF選擇合適的截止頻率，得到553.3殘留邊帶調制（VSB）為保證相干解調結果不失真，必須滿足其中，ωH為調制信號的最高頻率要求：濾波器的衰減特性（滾降特性）滿足互補對稱性。5657陰影面積相等空白面積相等3.3殘留邊帶調制（VSB）VSB的特點：BVSB=BSSB;實現(xiàn)容易；只要HVSB(ω)在±ωc處滾降形狀具有互補對稱特性（奇對稱），采用相干解調法解調殘留邊帶信號就能夠準確地恢復所需的基帶信號。

58目錄3.1雙邊帶調幅3.2單邊帶調制（SSB）3.3殘留邊帶調制（VSB）3.4線性調制和解調的一般模型3.5線性調制系統(tǒng)的抗噪聲性能593.4線性調制和解調的一般模型線性調制的規(guī)律線性調制是指已調信號與調制信號的頻譜呈線性對應關系。線性調制信號產生的一般模型濾波法一般模型相移法一般模型線性調制信號解調的一般模型相干解調非相干解調－－包絡檢波載波插入法解調（需要相干載波）603.4.1線性調制信號產生的一般模型1.濾波法一般模型時域頻域613.4.1線性調制信號產生的一般模型2.相移法一般模型已調信號時域展開設令上式兩項均為雙邊調制。第一項為同相分量，第二項為正交分量。

SI(t)、SQ(t)分別為同相分量和正交分量的幅度。623.4.1線性調制信號產生的一般模型I:in-phase，Q:quadratureHI(ω)和HQ(ω)是同相和正交基帶濾波器DSBHI(ω)=1，HQ(ω)=0SSBHI(ω)=1，HQ(ω)為Hilbert濾波器VSBHI(ω)=1，HQ(ω)為正交濾波器633.4.2線性調制信號解調的一般模型1.相干解調相干解調適合所有線性調制，但接收必須產生與調制載波同頻同相的相干載波。643.4.2線性調制信號解調的一般模型2.非相干解調－－包絡檢波僅適用于AM調制，因包絡中含有調制信號的信息。3.載波插入解調在接收端插入足夠大的相干載波，再用包絡檢波解調瞬時幅度與瞬時相位:653.4.2線性調制信號解調的一般模型由于載波幅度遠大于信號幅度瞬時幅度簡化對sa(t)包絡檢波，得A(t)；再濾去直流，得載波可在接收端插入，也可在發(fā)送端插入。后者使接收機簡化，如地面電視廣播亮度信號采用殘留邊帶調制，可用包絡檢波。66目錄3.1雙邊帶調幅3.2單邊帶調制（SSB）3.3殘留邊帶調制（VSB）3.4線性調制和解調的一般模型3.5線性調制系統(tǒng)的抗噪聲性能673.5線性調制系統(tǒng)的抗噪聲性能用dB值表示信噪比:10lg(S/N)，無量綱聲音功率倍數(shù)：增強10倍；增強100倍；增強1000倍人耳的感覺：增加1倍；增加2倍；增加3倍人耳的感覺與聲音功率倍數(shù)的對數(shù)成正比，使用dB值符合人體感官規(guī)律。對于不同調制方式，定義信噪比增益在相同的輸入功率條件下，通過比較不同系統(tǒng)的信噪比增益，能說明系統(tǒng)的抗噪聲性能。68帶通濾波器中心頻率3.5.1通信系統(tǒng)抗噪聲性能分析模型ni(t)為平穩(wěn)窄帶高斯白噪聲均值方差平均功率693.5.1通信系統(tǒng)抗噪聲性能分析模型帶通濾波器傳遞函數(shù)若白噪聲的雙邊功率譜密度為n0/2，則有703.5.2線性調制相干解調的抗干擾性能1．雙邊帶調制相干解調解調器輸入信號窄帶噪聲713.5.2線性調制相干解調的抗干擾性能相乘輸出低通濾波器輸出輸入信號平均功率輸入噪聲平均功率（W為調制信號m(t)帶寬）輸入信噪比723.5.2線性調制相干解調的抗干擾性能輸出信號平均功率輸出噪聲平均功率輸出信噪比DSB信噪比增益結論：DSB信噪比增益為2，即用DSB方式信噪比改善一倍。這是因為用相干解調，使輸入噪聲中的一個正交分量被消除。733.5.2線性調制相干解調的抗干擾性能2．單邊帶調制相干解調解調器輸入信號（“-”為上邊帶，“+”為下邊帶）窄帶噪聲743.5.2線性調制相干解調的抗干擾性能2．單邊帶調制相干解調相乘輸出（以上邊帶為例）753.5.2線性調制相干解調的抗干擾性能低通濾波器輸出輸出信號平均功率輸出噪聲平均功率輸出信噪比763.5.2線性調制相干解調的抗干擾性能輸入信號平均功率與兩者幅度譜相同，只是相位譜不同。輸入噪聲平均功率773.5.2線性調制相干解調的抗干擾性能輸入信噪比SSB信噪比增益DSB、SSB的抗干擾性能比較：GSSB=1，GDSB=2并不等于DSB的抗干擾性能優(yōu)于SSB。DSB輸入信號平均功率SSB輸入信號平均功率78DSBSSBSSB’BG211相干解調抗噪聲性能比較793.5.3常規(guī)調幅包絡檢波的抗干擾性能解調器輸入信號輸入信號功率輸入噪聲輸入噪聲功率803.5.3常規(guī)調幅包絡檢波的抗干擾性能解調器輸入信噪比解調器輸入端信號和噪聲合成波形理想包絡檢波器輸出為E(t)

,它與信號和噪聲間存在非線性關系，包絡檢波器輸出分兩種情況討論。813.5.3常規(guī)調幅包絡檢波的抗干擾性能1.大信噪比情況輸出信號平均功率輸出噪聲平均功率823.5.3常規(guī)調幅包絡檢波的抗干擾性能輸出信噪比信噪比增益結論：1.一般情況所以GAM總小于1，說明解調器對輸入信噪比無改善，而是惡化了。2.調制信號為單頻時信噪比增益GAM恰好是調制效率ηAM的二倍。833.5.3常規(guī)調幅包絡檢波的抗干擾性能3.可以證明，若采用相干解調時，AM信號的信噪比增益GAM與上面給出的結果相同。由此可見，對于AM調制系統(tǒng)，在大信噪比時，采用包絡檢波器解調時的性能與同步檢波器（相干解調）時的性能幾乎一樣。但應該注意，后者的信噪比增益不受信號與噪聲相對幅度假設條件的限制。2.小信噪比情況843.5.3常規(guī)調幅包絡檢波的抗干擾性能式中冪級數(shù)展開得853.5.3常規(guī)調幅包絡檢波的抗干擾性能信噪比小到一定程度，上式中不存在單獨的m(t)項，即信號與噪聲無法分開。這時無法通過包絡檢波恢復出信號（信號被噪聲淹沒）。這種現(xiàn)象稱“門限效應”。是由包絡檢波的非線性解調引起。輸出信噪比近似公式863.5.3常規(guī)調幅包絡檢波的抗干擾性能設AM信號包絡檢波抗噪聲性能的特點：存在門限效應，