反激式變壓器的設(shè)計

反激式變壓器設(shè)計第一節(jié).概述.反激式(Flyback)轉(zhuǎn)換器又稱單端反激式或"Buck-Boost"轉(zhuǎn)換器.因其輸出端在原邊繞組斷開電源時獲得能量故而得名?離線型反激式轉(zhuǎn)換器原理圖如圖.一、 反激式轉(zhuǎn)換器的優(yōu)點有：電路簡單，能高效提供多路直流輸出，因此適合多組輸出要求.轉(zhuǎn)換效率高，損失小.變壓器匝數(shù)比值較小.輸入電壓在很大的范圍內(nèi)波動時，仍可有較穩(wěn)定的輸出，目前已可實現(xiàn)交流輸入在85~265V間.無需切換而達(dá)到穩(wěn)定輸出的要求.二、 反激式轉(zhuǎn)換器的缺點有：輸出電壓中存在較大的紋波，負(fù)載調(diào)整精度不高，因此輸出功率受到限制，通常應(yīng)用于150W以下.轉(zhuǎn)換變壓器在電流連續(xù)(CCM)模式下工作時，有較大的直流分量，易導(dǎo)致磁芯飽和，所以必須在磁路中加入氣隙,從而造成變壓器體積變大.變壓器有直流電流成份，且同時會工作于CCM/DCM兩種模式，故變壓器在設(shè)計時較困難，反復(fù)調(diào)整次數(shù)較順向式多，迭代過程較復(fù)雜.第二節(jié).工作原理在圖1所示隔離反馳式轉(zhuǎn)換器(Theisolatedflybackconverter)中，變壓器"T"有隔離與扼流之雙重作用?因此"T"又稱為Transformer-choke.電路的工作原理如下：當(dāng)開關(guān)晶體管Trton時，變壓器初級Np有電流Ip,并將能量儲存于其中(E=LpIp/2).由于Np與Ns極性相反，此時二極管D反向偏壓而截止，無能量傳送到負(fù)載?當(dāng)開關(guān)Troff時，由楞次定律：(e=-N△①/△□可知，變壓器原邊繞組將產(chǎn)生一反向電勢，此時二極管D正向?qū)?，?fù)載有電流IL流通?反激式轉(zhuǎn)換器之穩(wěn)態(tài)波形如圖2.由圖可知，導(dǎo)通時間ton的大小將決定Ip、Vce的幅值：Vcemax=VIN/l-DmaxVIN:輸入直流電壓；Dmax:最大工作周期Dmax=ton/T由此可知，想要得到低的集電極電壓，必須保持低的Dmax，也就是Dmax<0.5,在實際應(yīng)用中通常取Dmax=0.4,以限制Vcemax蘭2.2VIN.開關(guān)管Tron時的集電極工作電流Ie,也就是原邊峰值電流Ip為：Ic=Ip=IL/n.因IL=Io,故當(dāng)Io一定時，匝比n的大小即決定了Ic的大小，上式是按功率守恒原則，原副邊安匝數(shù)相等NpIp=NsIs而導(dǎo)出.Ip亦可用下列方法表示：Ic=Ip=2Po/(n*VIN*Dmax)n：轉(zhuǎn)換器的效率公式導(dǎo)出如下：輸出功率：Po=LIp2n/2T輸入電壓：VIN=Ldi/dt設(shè)di=Ip,且1/dt=f/Dmax,則：VIN=LIpf/Dmax或 Lp=VIN*Dmax/Ipf

則Po又可表示為：Po=nVINfDmaxlp2/2fIp=1/2nVINDmaxIpIp=2Po/nVINDmax上列公式中：VIN:最小直流輸入電壓(V)Dmax:最大導(dǎo)通占空比Lp:變壓器初級電感(mH)Ip:變壓器原邊峰值電流(A)f:轉(zhuǎn)換頻率(KHZ)Vf:轉(zhuǎn)換頻率(KHZ)V圖2反激式轉(zhuǎn)換器波形圖由上述理論可知，轉(zhuǎn)換器的占空比與變壓器的匝數(shù)比受限于開關(guān)晶體管耐壓與最大集電極電流，而此兩項是導(dǎo)致開關(guān)晶體成本上升的關(guān)鍵因素，因此設(shè)計時需綜合考量做取舍.反激式變換器一般工作于兩種工作方式：電感電流不連續(xù)模式DCM(DiscontinuousInductorCurrentMode)或稱"完全能量轉(zhuǎn)換":ton時儲存在變壓器中的所有能量在反激周期(toff)中都轉(zhuǎn)移到輸出端.電感電流連續(xù)模式CCM(ContinuousInductorCurrentMode)或稱"不完全能量轉(zhuǎn)換":儲存在變壓器中的一部分能量在toff末保留到下一個ton周期的開始.DCM和CCM在小信號傳遞函數(shù)方面是極不相同的,其波形如圖3.實際上，當(dāng)變換器輸入電壓VIN 在一個較大范圍內(nèi)發(fā)生變化，或是負(fù)載電流IL在較大范圍內(nèi)變化時，必然跨越著兩種工作方式.因此反激式轉(zhuǎn)換器要求在DCM/CCM都能穩(wěn)定工作.但在設(shè)計上是比較困難的.通常我們可以以DCM/CCM臨界狀態(tài)作設(shè)計基準(zhǔn).，并配以電流模式控制PWM.此法可有效解決DCM時之各種問題，但在CCM時無消除電路固有的不穩(wěn)定問題?可用調(diào)節(jié)控制環(huán)增益編離低頻段和降低瞬態(tài)響應(yīng)速度來解決CCM時因傳遞函數(shù)"右半平面零點"引起的不穩(wěn)定.DCM和CCM在小信號傳遞函數(shù)方面是極不相同的，其波形如圖3.

FullLoadHighV]NIpk'\.z FullLoadHighV]NIpk'\.z —torr—-I ■(b)(I)DCMWaveforms1Kdc■土on-toff- T—(b)(II)CCMWavefoimg圖3DCM/CCM原副邊電流波形圖實際上，當(dāng)變換器輸入電壓VIN在一個較大范圍內(nèi)發(fā)生變化，或是負(fù)載電流IL在較大范圍內(nèi)變化時，必然跨越著兩種工作方式.因此反激式轉(zhuǎn)換器要求在DCM/CCM都能穩(wěn)定工作?但在設(shè)計上是比較困難的.通常我們可以以DCM/CCM臨界狀態(tài)作設(shè)計基準(zhǔn).，并配以電流模式控制PWM.此法可有效解決DCM時之各種問題，但在CCM時無消除電路固有的不穩(wěn)定問題.可用調(diào)節(jié)控制環(huán)增益編離低頻段和降低瞬態(tài)響應(yīng)速度來解決CCM時因傳遞函數(shù)"右半平面零點"引起的不穩(wěn)定.在穩(wěn)定狀態(tài)下，磁通增量△①在ton時的變化必須等于在"toff"時的變化，否則會造成磁芯飽和.因此，△①=VINton/Np=Vs*toff/Ns即變壓器原邊繞組每匝的伏特/秒值必須等于副邊繞組每匝伏特/秒值.比較圖3中DCM與CCM之電流波形可以知道:DCM狀態(tài)下在Trton期間,整個能量轉(zhuǎn)移波形中具有較高的原邊峰值電流,這是因為初級電感值Lp相對較低之故，使Ip急劇升高所造成的負(fù)面效應(yīng)是增加了繞組損耗(windinglose)和輸入濾波電容器的漣波電流，從而要求開關(guān)晶體管必須具有高電流承載能力，方能安全工作.在CCM狀態(tài)中，原邊峰值電流較低，但開關(guān)晶體在ton狀態(tài)時有較高的集電極電流值.因此導(dǎo)致開關(guān)晶體高功率的消耗.同時為達(dá)成CCM,就需要有較高的變壓器原邊電感值Lp，在變壓器磁芯中所儲存的殘余能量則要求變壓器的體積較DCM時要大，而其它系數(shù)是相等的.綜上所述,DCM與CCM的變壓器在設(shè)計時是基本相同的，只是在原邊峰值電流的定義有些區(qū)別(CCM時Ip=Imax-Imin).第三節(jié) FLYBACKTANSFORMERDESIGN一、FLYBACK變壓器設(shè)計之考量因素：1.儲能能力.當(dāng)變壓器工作于CCM方式時，由于出現(xiàn)了直流分量，需加AIRGAP，使磁化曲線向H軸傾斜，從而使變壓器能承受較大的電流,傳遞更多的能量.Ve:磁芯和氣隙的有效體積.orP=l/2Lp(Imax2-Imin2)式中Imax,Imin 為導(dǎo)通周期末，始端相應(yīng)的電流值.由于反激式變壓器磁芯只工作在第一象限磁滯回線，磁芯在交、直流作用下的B.H效果與AIRGAP大小有密切關(guān)聯(lián)，如圖4.在交流電流下氣隙對ABac無改變效果，但對AHac將大大增加,這是有利的一面,可有效地減小CORE的有效磁導(dǎo)率和減少原邊繞組的電感.在直流電流下氣隙的加入可使CORE承受更加大的直流電流去產(chǎn)生HDC,而BDC卻維持不變，因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯飽和，這對能量的儲存與傳遞都是有利的.當(dāng)反激變壓器工作于CCM時，有相當(dāng)大的直流成份,這時就必須有氣隙.外加的伏秒值，匝數(shù)和磁芯面積決定了B軸上ABac值；直流的平均電流值，匝數(shù)和磁路長度決定了H軸上HDC值的位置.ABac對應(yīng)了AHac值的范圍.可以看出，氣隙大AHac就大.如此，就必須有足夠的磁芯氣隙來防止飽和狀態(tài)并平穩(wěn)直流成分.圖4 有無氣隙時返馳變壓器磁芯第一象限磁滯回路傳輸功率?由于CORE材料特性，變壓器形狀（表面積對體積的比率），表面的熱幅射，允許溫升，工作環(huán)境等的不特定性,設(shè)計時不可把傳輸功率與變壓器大小簡單的作聯(lián)系，應(yīng)視特定要求作決策.因此用面積乘積法求得之AP值通常只作一種參考.有經(jīng)驗之設(shè)計者通常可結(jié)合特定要求直接確定CORE之材質(zhì)，形狀，規(guī)格等.原，副邊繞組每匝伏數(shù)應(yīng)保持相同?設(shè)計時往往會遇到副邊匝數(shù)需由計算所得分?jǐn)?shù)匝取整,而導(dǎo)致副邊每匝伏數(shù)低于原邊每匝伏數(shù).如此引起副邊的每匝伏秒值小于原邊，為使其達(dá)到平衡就必須減小ton時間，用較長的時間來傳輸電能到輸出端.即要求導(dǎo)通占空比D小于0.5.使電路工作于DCM模式.但在此需注意：若Lp太大，電流上升斜率小，ton時間又短（＜50%），很可能在"導(dǎo)通"結(jié)束時，電流上升值不大，出現(xiàn)電路沒有能力去傳遞所需功率的現(xiàn)象.這一現(xiàn)象是因系統(tǒng)自我功率限制之故.可通過增加AIRGAP和減小電感Lp,使自我限制作用不會產(chǎn)生來解決此問題.電感值Lp?電感Lp在變壓器設(shè)計初期不作重點考量.因為Lp只影響開關(guān)電源的工作方式.故此一參數(shù)由電路工作方式要求作調(diào)整.Lp的最大值與變壓器損耗最小值是一致的.如果設(shè)計所得Lp大，又要求以CCM方式工作，則剛巧合適.而若需以DCM方式工作時，則只能用增大AIRGAP,降低Lp來達(dá)到要求，這樣，一切均不會使變壓器偏離設(shè)計.在實際設(shè)計中通過調(diào)整氣隙大小來選定能量的傳遞方式(DCM/CCM).若工作于DCM方式，傳遞同樣的能量峰值電流是很高的.工作中開關(guān)Tr,輸出二極體D以及電容C產(chǎn)生最大的損耗，變壓器自身產(chǎn)生最大的銅損(I2R).若工作于CCM方式，電感較大時，電流上升斜率低雖然這種狀況下?lián)p耗最小,但這大的磁化直流成分和高的磁滯將使大多數(shù)鐵磁物質(zhì)產(chǎn)生磁飽和.所以設(shè)計時應(yīng)使用一個折衷的方法，使峰值電流大小適中，峰值與直流有效值的比值比較適中.只要調(diào)整一個合適的氣隙，就可得到這一傳遞方式，實現(xiàn)噪音小，效率合理之佳況.磁飽和瞬時效應(yīng).在瞬變負(fù)載狀況下，即當(dāng)輸入電壓為VINmax而負(fù)載電流為Iomin時,若Io突然增加，則控制電路會立即加寬脈沖以提供補充功率.此時,會出現(xiàn)VINmax和Dmax并存，即使只是一個非常短的時間，變壓器也會出現(xiàn)飽和，引起電路失控.為克服此一瞬態(tài)不良效應(yīng)，可應(yīng)用下述方法：變壓器按高輸入電壓(VINmax),寬脈沖(Dmax)進行設(shè)計.即設(shè)定低的△B工作模式，高的原邊繞組匝數(shù)，但此方法之缺點是使變壓器的效率降低.高Bs、高Bs、低損耗、低成本CCM/DCM二、變壓器設(shè)計流程(TransformerDesignProcedure)Ap=礙=(P,*12)/2AB*f*J*Kun二VIll(roiR)/(Vo+Vf)*[D_/(l-D呃J]△ipp=△isp/n;△Isq=△Isb+L?=n2Ls; Ls=(%+Vf)*(l-Dffl?)TS/△【sb=21QB/(1-DmJNp二Lp*Alpp/(AR*Ae);Ns=Np/n1E=0?4兀*Lp*Ipp/(AB*Ae)=Np2*klo*Ae/Lpdw=h（4鴿/兀）綜合考量安規(guī)、成本、易制性、電氣性能、機械儀度等.第四節(jié)FlybackTransformerDesignExample一.設(shè)計歩驟:stepOSPEC：VIHr fs.孔，I… JXmit,CCtffiDCI,Load^a.stepl選擇CORE材質(zhì),磺定△氐step2碉定OORB燈亂和TYPE.step3碉定臨界電瘟IOB.step!設(shè)定匝數(shù)比x,CHECKDmax.stepSDa/沏臨界時二次側(cè)峰低電4SAI.SB計算.sttpG計算風(fēng)副邊m?（LpftLs）.step?求0臨時副邊蜂值電毓△【曲.steps求CCH時原邊瞳值電YSAlpp.step9鯛定耶，Ns.stepll計彈線笹，怙尊銅窗占用率.stepl2估算損耗及爲(wèi)升“step因結(jié)擱設(shè)計.戦epldSAMPLE制作,結(jié)構(gòu)琬認(rèn).steplS斑及設(shè)計優(yōu)化.例：60wattsADAPTERPOWERMAINX'FMRINPUT:90~264Vac 47~63HZ;OUTPUT:DC19V 0~3.16A ; Vcc=12VDC0.1An=0.83；fs=70KHZ;Dutycylceover50%△tW40o（表面）@60W; X'FMR限高21mm.CASESurfaceTemperatureW78°C.Note:ConstantVoltage&CurrentDesign (CR6848,CR6850)Stepl.選擇CORE材質(zhì)，確定AB本例為ADAPTERDESIGN,由于該類型機散熱效果差，故選擇CORE材質(zhì)應(yīng)考量高Bs,低損耗及高卩i材質(zhì),結(jié)合成本考量，在此選用FerriteCore,以TDK之PC40orPC44為優(yōu)選，對比TDKDATABOOK,可知PC44材質(zhì)單位密度相關(guān)參數(shù)如下：Ji=2400±25% Pvc=300KW/m2 @100KHZ,100°CBs=390mT Br=60mT @100C Tc=215C為防止X'FMR出現(xiàn)瞬態(tài)飽和效應(yīng)，此例以低AB設(shè)計.選AB=60%Bm,即AB=0.6*(390—60)=198mT=0.2TStep2確定CoreSize和Type.1＞求coreAP以確定sizeAP=AW*Ae=(Pt*104)/(2AB*fs*J*Ku)=[(60/0.83+60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2)=0.59cm4式中Pt=Po/n+Po傳遞功率；J:電流密度A/cm2(300~500);Ku:繞組系數(shù)0.2~0.5.2＞形狀及規(guī)格確定.形狀由外部尺寸，可配合BOBBIN,EMI要求等決定，規(guī)格可參考AP值及形狀要求而決定，結(jié)合上述原則，查閱TDK之DATABOOK,可知RM10,LP32/13,EPC30均可滿足上述要求，但RM10和EPC30可用繞線容積均小于LP32/13，在此選用LP32/13PC44,其參數(shù)如下：Ae=70.3mm2 Aw=125.3mm2肛=2630±25%le=64.0mmAP=0.88cm4 Ve=4498mm3 Pt=164W(forward)Step3估算臨界電流IOB(DCM/CCMBOUNDARY)本例以IL達(dá)80%Iomax時為臨界點設(shè)計變壓器.即：IOB=80%*Io(max)=0.8*3.16=2.528AStep4求匝數(shù)比nn=[VIN(min)/(Vo+Vf)]*[Dmax/(1-Dmax)] VIN(min)=90*丿2-20=107V=[107/(19+0.6)]*[0.5/(1-0.5)]=5.5=6匝比n可取5或6,在此取6以降低鐵損,但銅損將有所增加.CHECKDmax:Dmax=n(Vo+Vf)/[VINmin+n(Vo+Vf)]=6*(19+0.6)/[107+6*(19+0.6)]=0.52Step5求CCM/DCM臨△ISB=2IOB/(1-Dmax)=2*2.528/(1-0.52)=10.533Step6計算次級電感Ls及原邊電感LpLs=(Vo+Vf)(l—Dmax)*Ts/AISB=(19+0.6)*(1—0.52)*(1/70000)/10=12.76uHLp=n2Ls=62*12.76=459.4uH=460此電感值為臨界電感，若需電路工作于CCM,則可增大此值，若需工作于DCM則可適當(dāng)調(diào)小此值.Step7求CCM時副邊峰值電流AispIo(max)=(2AIs+AISB)*(1—Dmax)/2 AIs=Io(max)/(1—Dmax)-(AISB/2)AIsp=AISB+AIs=Io(max)/(1—Dmax)+(AISB/2)=3.16/(1—0.52)+10.533/2=11.85AStep8求CCM時原邊峰值電流AIppAIpp=AIsp/n=11.85/6=1.975AStep9確定Np、Ns1>NpNp=Lp*AIpp/(AB*Ae)=460*1.975/(0.2*70.3)=64.6Ts因計算結(jié)果為分?jǐn)?shù)匝，考慮兼顧原、副邊繞組匝數(shù)取整，使變壓器一、二次繞組有相同的安匝值，故調(diào)整 Np=60Ts OR Np=66Ts考量在設(shè)定匝數(shù)比n時，已有銅損增加，為盡量平衡Pfe與Pcu,在此先選Np=60Ts.2>NsNs=Np/n=60/6=10Ts3>Nvcc求每匝伏特數(shù)Va Va=(Vo+Vf)/Ns=(19+0.6)/10=1.96V/TsNvcc=(Vcc+Vf)/Va=(12+1)/1.96=6.6Step10計算AIRGAPlg=Np2*yo*Ae/Lp=602*4*3.14*10-7*70.3/0.46=0.69mmStepll計算線徑dw1>dwpAwp=Iprms/J Iprms=Po/n/VIN(min)=60/0.83/107=0.676AAwp=0.676/4 J取4A/mm2 or 5A/mm2=0.1(取①0.35mm*2)2>dwsAws=Io/J=3.16/4(①1.0mm)量可繞性及趨膚效應(yīng)，采用多線并繞，單線不應(yīng)大于①0.4,①0.4之Aw=0.126mm2,則0.79(即Ns采用①0.4*6)3>dwvcc Awvcc=Iv/J=0.1/4上述繞組線徑均以4A/mm2之計算,以降低銅損，若結(jié)構(gòu)設(shè)計時線包過胖，可適當(dāng)調(diào)整J之取值.4>估算銅窗占有率.0.4Aw=Np*rp*n(1/2dwp)2+Ns*rs*n(l/2dws)2+Nvcc*rv*n(l/2dwv)20.4Aw三60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)211.54+7.54+0.178=19.260.4*125.3=50.1250.12>19.26 OKStep12估算損耗、溫升求出各繞組之線長.求出各繞組之RDC和Rac @100°C求各繞組之損耗功率加總各繞組之功率損耗(求出Total值)如：如：Np=60Ts,LP32/13BOBBIN繞線平均匝長4.33cm貝HINP=60*4.33=259.8cm Ns=10Ts則INS=10*4.33=43.3cmNvcc=7Ts貝I」INvc=7*4.33=30.31cmTOC\o"1-5"\h\z查線阻表可知：①0.35mmWIRE RDC=0.00268Q/cm @100°C①0.40mmWIRE RDC=0.00203Q/cm @100C①0.18mmWIRE RDC=0.0106Q/cm @100CR@100C=1.4*R@20C求副邊各電流值.已知Io=3.16A.副邊平均峰值電流：Ispa=Io/(1-Dmax)=3.16/(1-0.52)=6.583A副邊直流有效電流：Isrms=丿〔(1-Dmax)*I2spa〕=丿(1-0.52)*6.5832=4.56A副邊交流有效電流：Isac=丿(I2srms-Io2)=丿(4.562-3.162)=3.29A求原邊各電流值：Np*Ip=Ns*Is原邊平均峰值電流：Ippa=Ispa/n=6.58/6=1.097A原邊直流有效電流：Iprms=Dmax*Ippa=1.097*0.52=0.57A原邊交流有效電流：Ipac=丿D*I2ppa=1.097*^0.52=0.79A求各繞組交、直流電阻.原邊：RPDC=(lNp*0.00268)/2=0.