TV電源原理的綜合介紹

TV電源原理

品質(zhì)工程部

林愛恩

FEB-22-05

LCD

TV電源介紹

因液晶屏本身沒有發(fā)光功能，這就需要在液晶屏后加一個照明系統(tǒng)，該背光照明系統(tǒng)由發(fā)光部件、能使光線均勻照射在液晶表示面的導(dǎo)光板和驅(qū)動發(fā)光部件的電源構(gòu)成?，F(xiàn)在發(fā)光部件的主流為被稱作冷陰極管的螢光管。其發(fā)光原理與室內(nèi)照明用的熱陰管類似，但不需象熱陰管那樣先預(yù)熱燈絲，它在較低溫狀態(tài)就能點亮，因此叫冷陰極管。但要驅(qū)動這種冷陰極管需要能輸出1000~1500V交流電壓的特殊電源。由于一般市用電網(wǎng)提供的是220V/50Hz或110V/60Hz的交流電壓，而顯示器（不論是早期的CRT管，還是新興的LCD顯示器，乃至LCD－TV）的大部分電路是工作在低壓的條件下，所以需要在顯示器上專門配有電源電路。其作用就是將市電的交流電壓轉(zhuǎn)換成為12V的直流電壓輸出，從而向顯示器供電。由于顯示器內(nèi)部的主板上還有DC-DC電壓轉(zhuǎn)換器以獲得8V/5V/3.3V/2.5V電壓，所以電源輸出的12V的直流電壓就能滿足顯示器工作的要求。鑒于此，要實現(xiàn)這一特殊的電源，就要從12V直流電壓轉(zhuǎn)換到1000~1500V交流電壓，這就是Inverter。而從交流電壓轉(zhuǎn)換到12V直流電壓的即為Adapter。早期，冠捷電子采用Adapter和Inverter分開的方式實現(xiàn)對顯示器的供電。Adapter采用的PWMIC為UC3842或UC3843、Inverter采用的PWMIC為TL1451。后來，出于Costdown的考慮，采用Adapter和Inverter一體化的方案，Adapter部分采用的PWMIC為SG6841、Inverter部分采用的PWMIC為TL1451。隨著燈管的增加及所需的功率不斷增加，Inverter部分回路的設(shè)計方案得到轉(zhuǎn)變，由原來的Royer回路變?yōu)槿珮蚴交芈?，為此?yīng)用到OZ960IC。第一講、開關(guān)電源的基本工作原理開關(guān)電源是利用時間比率控制（TimeRatioControl,縮寫為TRC）的方法來控制穩(wěn)壓輸出的。按TRC控制原理，有以下三種方式：脈沖寬度調(diào)制（PulseWidthModulation,縮寫為PWM）。開關(guān)周期恒定，通過改變脈沖寬度來改變占空比的方式。脈沖頻率調(diào)制（PulseFrequencyModulation,縮寫為PFM）導(dǎo)通脈沖寬度恒定，通過改變開關(guān)工作頻率來改變占空比的方式。3）混合調(diào)制導(dǎo)通脈沖寬度和開關(guān)工作頻率均不固定，彼此都能改變的方式，它是以上二種方式的混合。在目前開發(fā)和使用的開關(guān)電源集成電路中，絕大多數(shù)也為脈寬調(diào)制型。本設(shè)計采用的就是脈寬調(diào)制型（PWM）開關(guān)穩(wěn)壓電源，其基本原理可參見右圖。對于單極性矩形脈沖來說，其直流平均電壓Uo取決于矩形脈沖的寬度，脈沖越寬，其直流平均電壓值就越高。直流平均電壓Uo可由公式計算，即Uo=Um×T1/T式中Um—矩形脈沖最大電壓值；T—矩形脈沖周期；T1—矩形脈沖寬度。脈寬調(diào)制型從上式可以看出，當(dāng)Um與T不變時，直流平均電壓Uo將與脈沖寬度T1成正比。這樣，只要我們設(shè)法使脈沖寬度隨穩(wěn)壓電源輸出電壓的增高而變窄，就可以達(dá)到穩(wěn)定電壓的目的。此外，為因應(yīng)各種不同的輸出功率，開關(guān)電源按DC/DC變換器的工作方式分又可分為反激式（Flyback）、順向式（Forward）、全橋式（FullBridge）、半橋式（HalfBridge）和推挽式（Push-Pull）等電路拓?fù)洌═opology）結(jié)構(gòu)。其中單端反激式開關(guān)電源是一種成本最低的電源電路，輸出功率為20～100Ｗ，可以同時輸出不同的電壓，且有較好的電壓調(diào)整率，應(yīng)用較為廣泛其典型的電路如圖所示。圖1-1反激式開關(guān)電源典型電路結(jié)構(gòu)藉由PWMIC控制開關(guān)管的導(dǎo)通與否，配合次級側(cè)的二極管和電容，即可得到穩(wěn)定DC電壓的輸出。Ui為含有一定交流成份的直流電壓，由開關(guān)功率管斬波和高頻變壓器降壓，將儲存于在變壓器的能量傳遞給次級側(cè)，轉(zhuǎn)換成所需電壓值的方波，最后再將這個方波電壓經(jīng)整流濾波變?yōu)樗枰闹绷麟妷?。此外改變變壓器初、次級的圈?shù)，就可以得到想要的DC電源。PWM控制電路是這類開關(guān)電源的核心，它通過取樣反饋閉環(huán)回路，調(diào)整高頻開關(guān)元件的開關(guān)時間比例即占空比，以達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。由于高頻變壓器的磁芯只有一個輸出端，而MOS開關(guān)功率管導(dǎo)通時，次級整流二極管截止，電能就儲存在高頻變壓器的初級電感線圈中；當(dāng)MOS功率管關(guān)斷時整流二極管導(dǎo)通，初級線圈上的電能傳輸給次極繞組，并經(jīng)過次級整流二極管輸出，故稱之為單端反激式。開關(guān)電源雖然具有許多優(yōu)點并得到廣泛的應(yīng)用，但由于它具有嚴(yán)重的射頻干擾,在線性電路中的應(yīng)用一直受到很大的限制。開關(guān)電源是把工頻交流整流為直流后，再通過開關(guān)變?yōu)楦哳l交流，其后再整流為穩(wěn)定直流的一種電源，這樣就有工頻電源的整流波形畸變產(chǎn)生的噪聲與開關(guān)波形產(chǎn)生的噪聲。在輸入側(cè)泄露出去就表現(xiàn)為傳導(dǎo)噪聲和輻射噪聲，在輸出側(cè)泄露出去就表現(xiàn)為紋波。同時外部噪聲會進(jìn)到電子設(shè)備中，而供給負(fù)載的電源噪聲也會泄露到外部。若電源線中有噪聲電流通過，電源線就相當(dāng)于天線向空中輻射噪聲。而這些噪聲都會影響設(shè)備的正常工作。要想使其得到更廣泛的應(yīng)用，滿足電磁兼容性的有關(guān)指標(biāo)，就需要有效地抑制開關(guān)電源的干擾。雜訊干擾的途徑有兩種：傳導(dǎo)干擾與輻射干擾。以下分別對兩種干擾的特性與抑制方法做一介紹。

1.1傳導(dǎo)干擾及其抑制措施從導(dǎo)線傳入的干擾稱為傳導(dǎo)干擾，其干擾能量通過導(dǎo)電體進(jìn)行傳播，開關(guān)電源的輸入、輸出引線都是傳導(dǎo)干擾的媒介。開關(guān)電源產(chǎn)生的干擾會沿電源引線進(jìn)入電網(wǎng)，污染電網(wǎng)，使同一電網(wǎng)的電子設(shè)備受到干擾。同時電源的輸出線還將把干擾噪聲傳遞給負(fù)載，使作為電源負(fù)載的電子設(shè)備直接受到干擾，當(dāng)這種干擾幅度若大到一定程度，會影響線性電路和一些小信號電路的正常工作。由于傳導(dǎo)干擾主要是通過輸入輸出引線進(jìn)行傳播，因而相對來說傳導(dǎo)干擾的抑制要容易些，主要方法是加接輸入輸出濾波器。在開關(guān)電源的輸入側(cè)要介入電容與電感構(gòu)成的濾波器，用于抑制交流電源產(chǎn)生的EMI，而該濾波器也稱為電磁兼容（EMI）濾波器。其電路如圖2-1所示。圖2-1輸入端抑制傳導(dǎo)干擾電路（EMI）第一節(jié)開關(guān)電源的干擾特性及其抑制措施該濾波器是一典型的低通濾波器，使開關(guān)電源產(chǎn)生的一些高頻脈沖干擾經(jīng)過它后得到極大的衰減，能較好的濾除來源于電網(wǎng)或者傳入電網(wǎng)的干擾，使其符合FCC、CE、VDE等標(biāo)準(zhǔn)。圖中L901、L902為共模扼流圈，它是繞在同一磁環(huán)上的兩只獨立的線圈，圈數(shù)相同，繞向相反，在磁環(huán)中產(chǎn)生的磁通相互抵消，磁芯不會飽和，主要抑制共模干擾，感值愈大對低頻干擾抑制效果愈佳。這樣繞制的濾波電感抑制共模干擾的性能大大提高。L901、L902分別選擇感值為2.0mH和15mH的共模扼流圈。C901、C902為共模電容，主要抑制差模干擾，即火線和零線分別與地之間的干擾。電容值愈大對低頻干擾抑制效果愈好，在這里選用102PF/250V。C903、C904為差模電容，主要抑制共模干擾，即抑制火線和零線之間的干擾。電容值愈大對低頻干擾抑制效果愈佳，在這里選用0.47uF/300V。有時為了降低成本也可將C904省去。圖中CN901為插座，接電網(wǎng)電壓。F901為保險絲，電路中采用了規(guī)格為2A/250V的保險絲，它在高壓時熔斷，可防止設(shè)備在突發(fā)的高壓時引起的破壞。NR901為負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻，開機(jī)瞬間溫度低，阻抗大，防止電流對回路的浪涌沖擊。常溫下其規(guī)格為5A/5Ω。R901、R902對抗干擾電容起泄放作用，可于關(guān)機(jī)后迅速消耗掉C903儲存的電能，防止帶電損耗元件。它們的規(guī)格都為1MΩ，一般采用金屬釉材料。圖1-2輸出端抑制傳導(dǎo)干擾電路輸出端的干擾抑制，主要也是靠高頻濾波器，電路圖如下所示：

濾波電感由于工作在直流大電流狀態(tài)下，磁芯在較大的磁場強(qiáng)度下工作，容易包含，一旦飽和，電感即失去濾波作用。因此必須采用飽和磁場強(qiáng)度很大的恒μ磁心，如鐵鎳鉬磁粉芯等金屬磁芯。[2]由于輸出干擾的頻譜相當(dāng)豐富，從幾十赫茲到幾十兆赫茲均含分量。由于在高頻的情況下，濾波電容等效由純電容（C）、等效串聯(lián)電阻（RES）和等效串聯(lián)電感（LES）構(gòu)成的串聯(lián)電路。在工作頻率f超過電容器的自諧振頻率fr時，電容器就起到電感的作用。1.2輻射干擾及其抑制措施從空間傳入的干擾稱為輻射干擾，一般是指耦合干擾，即干擾能量通過空間介質(zhì)進(jìn)行近場感應(yīng)。由于開關(guān)電源一般工作在低壓大電流情況下，因而磁場干擾大于電場干擾。主要由開關(guān)變壓器的漏感、開關(guān)功率管在開關(guān)轉(zhuǎn)換時的大電流脈沖、開關(guān)二極管反向恢復(fù)的硬特性等引起。輻射干擾的抑制主要靠屏蔽。對電場可采用導(dǎo)電良好的材料，而磁場屏蔽則應(yīng)采用導(dǎo)磁率較高的材料。在本文中就不作詳細(xì)論述。抑制干擾最有效的方法，是盡量減少干擾源的干擾能量。對開關(guān)電源變壓器要減少其漏感，并選擇開關(guān)參數(shù)優(yōu)良的晶體管和軟恢復(fù)的開關(guān)二極管。值大的濾波電容對低頻干擾比較敏感，相反，值小的濾波電容吸收高頻干擾的效果比較好。因此不能光采用大電解電容濾波C923，還必須加接自諧振頻率很高的電容器C924。此外，輸出干擾的幅度還與PCB板的布線有很大關(guān)系，不合理的布線往往會使干擾幅度大幾倍，尤其是接地點的安排特別重要。2.1PWM控制器SG6841簡介目前，開關(guān)電源的集成化與小型化已成為現(xiàn)實，早期的PWMIC大多采用UC384X系列（如UC3842、UC3843），但由于新產(chǎn)品越來越積體化及環(huán)保和安規(guī)要求越來越嚴(yán)苛的趨勢下，出現(xiàn)了384XG及684X等具有GreenFunction的IC。GreenFunction為環(huán)保功能的意思，亦稱之為BlueAngel，其要求是在滿載70W以下的電源產(chǎn)品，當(dāng)負(fù)載沒有輸出功率的情況下，輸入電源仍照常供應(yīng)時，電路消耗功率必需小于1W以下。SG6841是由SystemGeneral崇貿(mào)科技開發(fā)的一款高性能固定頻率電流模式控制器，專為離線和DC－DC變換器應(yīng)用而設(shè)計。它屬于電流型單端PWM調(diào)制器，具有管腳數(shù)量少、外圍電路簡單、安裝調(diào)試簡便、性能優(yōu)良、價格低廉等優(yōu)點，可精確地控制占空比，實現(xiàn)穩(wěn)壓輸出，還擁有低待機(jī)功耗和眾多保護(hù)功能，所以，為設(shè)計人員提供只需最少的外部元件就能獲得成本效益高的解決方案，在實際中得到廣泛的應(yīng)用。SG6841有下列性能特點：第二節(jié)脈寬調(diào)制控制器SG6841在無負(fù)載和低負(fù)載時時，PWM的頻率會線性降低進(jìn)入待機(jī)模式以實現(xiàn)低功耗，同時提供穩(wěn)定的輸出電壓。由于采用BiCMOS，啟動電流和正常工作電流減少到30μA和3mA，因此可大大提高電源的轉(zhuǎn)換效率。SG6841是固定頻率的PWM控制器，它的工作頻率通過一個外接電阻來決定，改變電阻值可輕易改變頻率。內(nèi)建同步斜率補(bǔ)償電路，可保證連續(xù)工作模式下電流回路的穩(wěn)定性。內(nèi)建電壓補(bǔ)償電路可在一個較大的AC輸入范圍內(nèi)實現(xiàn)功率限制控制，并提供過載、短路保護(hù)功能。此外，還設(shè)有低電壓鎖定（UVLO）功能，使工作更穩(wěn)定、可靠?？赏ㄟ^外接一個負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻（NTCR）來傳感環(huán)境溫度以實現(xiàn)過溫保護(hù)，也可利用該功能實現(xiàn)過壓保護(hù)。具有圖騰柱（即推拉輸出電路）輸出極，可實現(xiàn)良好的EMI。其最大輸出電壓鉗位在18V。常見的SG6841有8腳DIP和SO兩種封裝，其各引腳功能分別如下所示：GND：接地。FB：反饋電壓輸入端。用于提供PWM調(diào)節(jié)信息，PWM占空比就是由它控制。Vin：啟動電流輸入端。SG6841開始工作必須在該端要提供一個啟動電壓。RI：參考設(shè)置端。通過連接一個電阻接地來為SG6841提供一個恒定的電流，改變電阻阻值將改變PWM的頻率。RT：溫度保護(hù)端。該端輸出一個恒定的電流。在該端接一NTCR接地來傳感溫度，當(dāng)該端電壓下降到一定值時會啟動過溫保護(hù)。在本設(shè)計中，該功能被用于高壓保護(hù)。Sense：電流傳感端。當(dāng)該端電壓達(dá)到一個閾值時芯片會停止輸出,從而實現(xiàn)過流保護(hù)。VDD：電源供電端。Gate：PWM脈沖輸出端。圖騰柱（即推拉輸出電路）輸出極驅(qū)動功率開關(guān)管。振蕩器SG6841的PWM頻率范圍為50KHz～100KHz。RI端通過連接一個電阻Ri接地來為SG6841提供一個恒定的電流，改變電阻阻值將改變PWM的頻率。2.2SG6841內(nèi)部結(jié)構(gòu)與工作原理圖2-1SG6841內(nèi)部框圖在本設(shè)計中，取Ri＝24k，SG6841的PWM頻率為70.42kHz。2）欠壓鎖定SG6841采用了欠壓鎖定比較器來保證輸出級被驅(qū)動之前，集成電路已完全可用。欠壓鎖定回路其實質(zhì)是一個滯回比較器，以防止在通過它們各自的門限時產(chǎn)生錯誤的輸出動作。它的開啟電壓為16V，關(guān)閉電壓為10V。在啟動過程中，比較器反向輸入端為16V，當(dāng)VDD﹤16V時，比較器輸出為低電平，SG6841無法工作。當(dāng)VDD升到16V時，欠壓鎖定器輸出為高電平，SG6841正常工作，同時MOS管導(dǎo)通，使比較器反向輸入端為10V。當(dāng)VDD下降至10V時，欠壓鎖定器的輸出回到低電平，整個電路停止工作。SG6841的7腳端設(shè)置了一個32V的齊納二極管，保證內(nèi)部電路絕對工作在32V以下，以防電壓過高損壞芯片。3）輸出部分

SG6841的8腳為輸出腳，它是一個單圖滕柱輸出級，專門設(shè)計用來直接驅(qū)動功率MOSFET的，具有降低熱損耗、提高效率和增強(qiáng)可靠性的作用。在芯片內(nèi)部有一18V的穩(wěn)壓管與Gate端相連使輸出電壓鉗位在18V，可保護(hù)MOSFET免被擊穿。通過控制PWM脈沖的上升與下降時間，可有效減少開關(guān)噪聲，提高電源的EMI，并提供穩(wěn)定的MOSFET管Gate極驅(qū)動。在1.0nF負(fù)載時，它能提供高達(dá)±1.0A的峰值驅(qū)動電流和典型值為250ns的上升時間和50ns的下降時間。還附加了一個內(nèi)部電路，使得任何時候只要欠壓鎖定有效，輸出就進(jìn)入灌模式，這個特性使外部下拉電阻不再需要。4）電流取樣比較器和脈沖調(diào)制鎖存器SG6841作為電流模式控制器工作，輸出開關(guān)導(dǎo)通由振蕩器開始振蕩起始，當(dāng)峰值電感電流到達(dá)FB反饋端電平時終止。這樣在逐周基礎(chǔ)上誤差信號控制峰值電感電流。所用的電流取樣比較器-脈寬調(diào)制鎖存配置確保在任何一定的振蕩周期內(nèi)，僅有一個單脈沖出現(xiàn)在輸出端。電感電流通過插入一個與輸出開關(guān)Q901的源極串聯(lián)的以地為參考的取樣電阻Rs轉(zhuǎn)換成電壓。此電壓由電流取樣輸入端Pin6Sense監(jiān)視，并與來自Pin2FB端電平相比較。通常取樣電阻Rs為一小電阻。在正常的工作條件下，峰值電感電流由管腳1上的電壓控制，其中：Ipk=（VFB–1.0V）/3RS其中，VFB為FB端電壓，1.0V為在兩個二極管上的壓降，1/3為經(jīng)兩個電阻后的分壓比。當(dāng)電源輸出過載或者如果輸出電壓取樣丟失時，異常的工作條件將出現(xiàn)。在這些條件下，電流取樣比較器門限將被內(nèi)部箝位至0.85V。因此最大峰值開關(guān)電流為：Ipk（max）=0.85V/Rs當(dāng)輸入電壓很大時，取樣電流將非常小，這時可通過高壓補(bǔ)償回路來調(diào)節(jié)。在電路中，通過R904與R905（均為1MΩ來提高Sense端電平，實現(xiàn)高壓補(bǔ)償。當(dāng)負(fù)載短路或其它原因引起功率管電流增加，并使取樣電阻Rs上的電壓升高。當(dāng)Sense端的電壓達(dá)到0.85V時，RS觸發(fā)器的R端輸入為低電平，從而Q非輸出低電平，SG6841即停止脈沖輸出，可以有效的保護(hù)功率管不受損壞，從而實現(xiàn)過流保護(hù)。由此可得Ipk（max）＝0.85V/Rs，改變Rs值即可改變其最大的輸出功率。在本設(shè)計中取Rs＝0.3Ω，可得Ipk（max）＝2.83A。在SG6841的Sense端產(chǎn)生的噪聲會引起PWM輸出脈沖的不穩(wěn)定。在芯片內(nèi)部Sense端經(jīng)過一個斜率補(bǔ)償電路后，才接至比較器同相輸入端，這能有效地降低噪聲的影響。良好的PCB布線和避免元件管腳太長也有利于減少噪聲。而在UC3841的應(yīng)用電路中則需要在Sense端增加一個RC濾波器來解決同樣的問題，可見SG6841的功能更強(qiáng)，外圍電路更簡單。當(dāng)SG6841正常工作時，其內(nèi)部振蕩器產(chǎn)生振蕩信號，此信號一路直接加到圖騰柱電路的輸入端，另一路加到PWM脈寬調(diào)制RS觸發(fā)器的S端，RS型PWM脈寬調(diào)制器的R端接電流檢測比較器輸出端。當(dāng)峰值電感電流未達(dá)到FB反饋端電平時，比較器輸出低電平，此時R端為低電平，Q非端輸出低電平；當(dāng)峰值電感電流達(dá)到FB反饋端電平時，比較器輸出高電平，此時R端為高電平，Q非端輸出高電平。可見，F(xiàn)B端電壓越高，Q非端脈沖越寬，同時Gate端輸出脈寬也越寬（占空比增大）；FB端電壓越低，Q非端脈沖越窄，同時Gate端輸出脈寬也越窄（占空比變?。?，從而實現(xiàn)PWM控制，使輸出電壓穩(wěn)定。2.3SG6841的啟動與供電SG6841需要在啟動時給Pin3Vin提供一30μA的啟動電流以使芯片進(jìn)行有效的自舉。在電路中，將Pin3通過兩個1MΩ的電阻接至PFC級的DC輸出端，便可在AC輸入90V～264V的范圍內(nèi)實現(xiàn)SG6841的有效啟動。在SG6841正常工作后，其Pin7VDD端必須提供10V～30V電壓為芯片供電。2.4高壓保護(hù)電路SG6841的Pin5RT端恒定輸出一電流IRT：IRT＝2×（1.3V/Ri）RT端可串聯(lián)一負(fù)溫度系數(shù)的熱敏電阻（NTCR）接地，RNTC隨溫度上升而降低，這時當(dāng)IRT×RNTC<0.65V時啟動過溫保護(hù)功能。當(dāng)RT端電壓略低于0.65V，PWM脈沖的占空比會減少，從而降低電源輸出電壓來降低溫度；當(dāng)環(huán)境溫度過高，RT端電壓大大低于0.65V時，PWM脈沖的占空比會減少至零，從而使電源完全停止輸出。同時我們可以利用SG6841的該功能實現(xiàn)電源的高壓保護(hù)。圖2-2高壓保護(hù)回路部分電路圖高壓保護(hù)回路如圖2-2所示。當(dāng)電網(wǎng)電壓升高超過最大值時，自饋線圈輸出的電壓也將升高。若電壓超過20V，此時ZD901被擊穿，R912就會產(chǎn)生壓降。當(dāng)這個壓降有0.6V時將使Q902導(dǎo)通，拉低Q901的基極電位，使Q901也導(dǎo)通，這樣SG6841Pin5通過D903、Q903直接接地，使SG6841迅速關(guān)斷脈沖輸出。同時Q901的導(dǎo)通也拉低了輸入到SG6841Pin7的電壓，使SG6841停止工作。2.5待機(jī)工作模式SG6841具有GreenFunction，支持BlueAngel模式。當(dāng)?shù)拓?fù)載和無負(fù)載情況下，F(xiàn)B端電壓會有所降低時，當(dāng)其低于一個閾值電壓時，會進(jìn)入節(jié)能模式，SG6841的PWM工作頻率會迅速降低至10kHz左右，此時仍有穩(wěn)定的12V電壓輸出。如圖所示即為待機(jī)時功率開關(guān)管D極的電壓波形。FB端電壓會有所降低時，當(dāng)其低于一個閾值電壓時，會進(jìn)入節(jié)能模式，SG6841的PWM工作頻率會迅速降低至10kHz左右，此時仍有穩(wěn)定的12V電壓輸出。如圖所示即為待機(jī)時功率開關(guān)管D極的電壓波形。開關(guān)電源中的調(diào)整管工作于開關(guān)狀態(tài)，必然存在開關(guān)損耗，而且損耗的大小隨開關(guān)頻率的提高而成比例增加。另一方面，開關(guān)電源中的變壓器、電抗器等磁性元件及電容元件的損耗，也隨頻率的提高而增加。因此通過降低其工作頻率可有效降低其待機(jī)時的功耗。圖2-13待機(jī)模式功率開關(guān)管D極的電壓波形DC/DC變換器用于開關(guān)電源時，很多情況下要求輸入與輸出間進(jìn)行電隔離，這時必須采用變壓器進(jìn)行隔離，稱為隔離變換器。這類變換器把直流電壓或電流變換為高頻方波電壓或電流，經(jīng)變壓器升壓或降壓后，再經(jīng)整流平滑濾波變?yōu)橹绷麟妷夯螂娏鳌Ｒ虼?，這類變換器又稱為逆變整流型變換器。變壓器T901因為有氣隙之故，其初級圈具有隔離、變壓和儲能電感的三重功能。當(dāng)SG6841的Gate端輸出PWM控制脈沖，控制Q903做開關(guān)狀態(tài)。當(dāng)Gate端輸出高電平時，開關(guān)管Q903導(dǎo)通，此時T901的初級線圈有電流流過，產(chǎn)生上正下負(fù)的電壓，則次級產(chǎn)生下正上負(fù)的感應(yīng)電動勢，但這時次級上的二極管D910、D911截止，此階段為儲能階段；而當(dāng)Gate端輸出低電平時，開關(guān)管Q903截止，初級線圈上的電流在瞬間變?yōu)?，初級線圈的電動勢為下正上負(fù)，在次級線圈上感應(yīng)出上正下負(fù)的電動勢，此時D910、D911導(dǎo)通，有電壓輸出。第三節(jié)直流變換電路及工作過程圖3-1直流變換電路由于在開關(guān)管關(guān)斷時，初級線圈還有電流，因此為防止隨開關(guān)啟-閉所發(fā)生的電壓浪涌，可采用R-C或L-C緩沖器。本設(shè)計中在變壓器的輸入端需設(shè)有緩沖電路，它由D901、R903與C906組成。在開關(guān)管關(guān)斷的瞬間，電感上的電流通過D901向C906充電；為了確保在開關(guān)管截止期間，不能因為C906的充電而減小鐵芯向負(fù)載釋放的能量，即充電時間應(yīng)小于Toff；另外，為了避免在開關(guān)管在關(guān)斷的過程中工作在高電壓大電流區(qū)，充電時間應(yīng)大于或等于Toff。因此綜合考慮上述兩方面的因素，應(yīng)取C906的充電時間等于Toff。因此取C906的值為152pF，它的耐壓值為1KV。在開關(guān)管導(dǎo)通的瞬間，電容C906通過R與開關(guān)管放電，放電的時間常數(shù)г=RC906，為了減輕開關(guān)管在完全導(dǎo)通時所承受的電流，應(yīng)在開關(guān)管開啟的時間Ton內(nèi)放掉C906上的大部分能量。圖3-2SG6841Pin8Gate輸出波形（InputAC90V/60Hz）圖3-3SG6841Pin8Gate輸出波形（InputAC264V/50Hz）圖3-4Q901D極波形（InputAC264V/90Hz）圖3-2和圖3-3分別為輸入電壓為AC90V/60Hz和264V/50Hz時的Gate端輸出PWM脈沖的波形。在輸入AC電壓不同時，脈沖頻率幾乎不變，接近70KHz，但占空比隨輸入電壓的不同而不同，開關(guān)電壓正是利用這種脈寬調(diào)制的方式在較廣的輸入電壓范圍內(nèi)實現(xiàn)12V的穩(wěn)定輸出。輸入電壓為AC90V/60Hz時占空比為29.28%，而264V/50Hz時的占空比16.55%，可見輸入電壓大時開關(guān)管的導(dǎo)通時間大，從而變壓器次級輸出電壓占空比更小。圖3-4為輸入AC264V/90Hz開關(guān)MOS管D極電壓波形。由于開關(guān)功率管Q901功耗較大，為防止它們被在高溫條件下連續(xù)工作積累的熱量燒毀或工作異常，需加一散熱片。在變壓器的輸出端設(shè)有輸出整流濾波回路，對直流變換后的電壓進(jìn)行整流與濾波，使之得到穩(wěn)定的輸出。因為整流二極管D存在著反向恢復(fù)時間，在導(dǎo)通瞬間會引起較大的尖峰電流，它不僅增加了D本身的功耗，而且使開關(guān)管流過過大的浪涌電流，增加了開通瞬間的功耗。一般采用快速恢復(fù)二極管或肖特基二極管作為整流二極管。在低電壓、大電流輸出的開關(guān)電源中整流二極管的功耗是其主要功耗之一。因此，當(dāng)U0≤8V時，一般選用肖特基二極管來整流，其優(yōu)點是，導(dǎo)通電壓Uon≈0.4～0.6V，為一般PN結(jié)的一半，反向恢復(fù)快且有足夠的反向電壓。當(dāng)U0＞8V時，一般選用快速恢復(fù)二極管整流，它的反向耐壓可達(dá)到數(shù)百伏。同時，D的電流平均值應(yīng)大于輸出電流。依據(jù)上述的要求，采用了兩個同樣的二極管集成塊。它們分別由兩個規(guī)格為10A/100V的快速恢復(fù)二極管并聯(lián)而成。這樣可使整流達(dá)到較佳的效果。當(dāng)輸出整流二極管兩端加反壓時，由于二極管中貯存電荷，也將有較大的浪涌電流產(chǎn)生，因此在二極管及輸出電壓中將有很大的噪聲。在整流二極管上并接一RC（R919、R920、C913）回路，可吸收上述干擾。圖3-5次級整流濾波電路圖3-6變壓器次級繞組輸出電壓波形L903、C916和C917組成輸出端抑制傳導(dǎo)干擾電路，這在上文已做了詳細(xì)介紹。由于整流二極管D910、D911功耗較大，為防止它們被在高溫條件下連續(xù)工作積累的熱量燒毀或工作異常，需加一散熱片。此外，若在變壓器次級在增加一些繞組，通過選用合適的匝數(shù)比，便可得到不同等級的直流電壓輸出，為顯示器的其它電路提供電壓，但這會使電壓取樣反饋回路顯得復(fù)雜，且穩(wěn)壓效果較差。除此以外，還可外加一些DC－DC轉(zhuǎn)換電路來將12V的輸出電壓轉(zhuǎn)換為5V等其它需要的直流電壓。如圖4-1所示的電路圖為電壓取樣和反饋回路。該電路主要通過光電耦合器（IC902）和精確電位調(diào)節(jié)器（IC903）將輸出端電壓反饋回SG6841PIN2FB端。L903接自次級整流濾波電路的輸出端。在介紹該電路之前，先介紹一下TL431（IC903）。TL431為精確電位調(diào)節(jié)器，其內(nèi)部原理圖如圖4-1所示。其內(nèi)部有一個電壓比較器，該電壓比較器的反相輸入端接內(nèi)部基準(zhǔn)電壓2.495V±2%。該比較器的同相輸入端接外部控制電壓，比較器的輸出用于驅(qū)動一個NPN的晶體管，使晶體管導(dǎo)通，電流就可以從Cathode端流向Anode。第四節(jié)電壓取樣和反饋回路圖4-1TL431內(nèi)部原理圖當(dāng)電源的輸出端電壓超過12V時，由于REF>2.5V,則TL431內(nèi)部比較器的輸出高電平從而使NPN管導(dǎo)通。IC902即光電耦合器的2腳電位隨著降低，顯然這種變化勢必會使得流過光電耦合器的發(fā)光二極管的電流有所增大。由于光電耦合器PC123Y24P的CTR（電流傳感系數(shù)即流過發(fā)光二極管的電流與流過光敏三極管的電流的比值）≈1，使得從PC123Y24P中的光敏三極管的4腳流過的電流也有所增大，這導(dǎo)致SG6841PIN2FB端電壓降低，于是PIN6Gate端的輸出脈沖占空比變小，使次級輸出電壓降低，所以達(dá)到降壓的目的。輸出端電壓下降；同理，當(dāng)輸出端電壓降低時，TL431內(nèi)部比較器的輸出低電平從而使NPN管截止，從而使得流過光電耦合器的發(fā)光二極管的電流減小，可使SG6841PIN2FB端電壓升高，于是PIN6Gate端的輸出脈沖占空比變大，輸出電壓上升。此外，由R936、C929組成阻抗匹配電路，起到高頻補(bǔ)償作用。電壓輸出端12V電壓由R925和R926分壓后輸入TL431的REF端，其中R925的阻值為4.3K，R926的阻值為2.4K。當(dāng)電源正常工作時，輸出5V的電壓經(jīng)分壓后剛好為2.5V輸入TL431。（MitsubishiTV電源電路圖）

Royer回路

全橋式回路

第二章

Inverter原理以前，我們公司的INVERTER設(shè)計大部分還是采用傳統(tǒng)的Royer回路，而MitsubishiTV則采用一種全橋式的電路。下面我來簡單地介紹一下Royer回路與全橋式回路的不同工作原理：Royer回路是根據(jù)通過啟動電阻R224/R225提供開關(guān)晶體管的基極電流使其通、斷工作，并利用變壓器的飽和特性，要求采用矩形磁滯回線的鐵芯，這種變換器的電路結(jié)構(gòu)簡單，使用時鐵芯飽和，不僅鐵芯損耗大，而且晶體管在截止前出現(xiàn)較大IC峰值電流，開關(guān)管損耗大。適用于幾十W輸出功率的電源，目前我們采用Royer電路的轉(zhuǎn)化效率大約為75％～85％。(1)全橋式電路是采用4個開關(guān)晶體管Q1/Q2和Q3/Q4接成橋路，采用Q1/Q4和Q2/Q3交替通/斷工作，變壓器初級繞組上施加交流電壓的方式，適用從幾十W到幾千W的輸出功率，由于它采用了零電壓切換方式，因此開關(guān)管的功率損耗很小，其轉(zhuǎn)化效率大約在80％以上。第一節(jié)

全橋式回路工作原理

傳統(tǒng)開關(guān)管與采用零電壓切換開關(guān)晶體管的差異，如下圖：

Stage0:初始狀態(tài)時Q1=>On;Q4=>On電流方向：Q1TrC1Q4GND

Stage1:Q1=>Off;D(Q2)=>On;Q4=>On;當(dāng)Q1＝Off時，由于變壓器一次側(cè)存在自感電壓，使得變壓器一次側(cè)的電流不能立即中斷，故當(dāng)Q1=Off時，Q2自身的二極管D被打開，此時電流方向：GNDQ2TrC1Q4

Stage2:Q2=>On;Q4=>On,當(dāng)Q2自身二極管被打開時，在二極管的Source和Drain之間電壓大約為VDS＝－0.7V，這時Q2晶體管被打開，因此，Q2開關(guān)晶體管有零電壓切換功能。此時電流方向：Q2TrC1Q4GND

Stage3:Q2=>On;Q4=>Off;DQ3=>On,此時，由于變壓器一次側(cè)的電流不能立即中斷，只能打開Q3自身二極管進(jìn)行續(xù)流，電流流向：GNDQ2TrC1DQ3

Stage4:Q3=>On;Q2=>On,當(dāng)DQ3=On,開關(guān)晶體管Q3的Source和Drain之間的電壓VDS=-0.7V,這時開關(guān)晶體管Q3被打開，因此，晶體管Q3具有零電壓切換功能。電流流向：Q3C1TrQ2GNDStage5:Q2=>Off;DQ1=>On;Q3=>On,當(dāng)Q2=Off時

由于變壓器一次側(cè)存在自感電壓，使得變壓器一次側(cè)的電流不能立即中斷，故當(dāng)Q2=Off時，Q1自身的二極管D被打開，電流流向：Q3C1TrDQ1Q3Stage6:Q1=>On;Q3=>On,開關(guān)晶體管Q3的Source和Drain之間的電壓VDS=-0.7V,這時開關(guān)晶體管Q3被打開，因此，晶體管Q3具有零電壓切換功能。

Stage7:Q1=>On;Q3=>Off;DQ4=>On,當(dāng)Q3=Off時

由于變壓器一次側(cè)存在自感電壓，使得變壓器一次側(cè)的電流不能立即中斷，故當(dāng)Q2=Off時，Q4自身的二極管D被打開，電流流向：GNDDQ4C1TrQ1

Stage8:開關(guān)晶體管Q4的Source和Drain之間的電壓VDS=-0.7V,這時開關(guān)晶體管Q4被打開，因此，晶體管Q4具有零電壓切換功能。電流流向：Q1TrC1Q4GND

第二節(jié)OZ960應(yīng)用分析

1.PIN1為CTIMR:此PIN外接一個大約為1uF電容到地，當(dāng)OVP腳PIN的電壓達(dá)到2.0V時，第一PIN的IC內(nèi)部開關(guān)被打開，一個為3.0uA電流對電容C239進(jìn)行充電，當(dāng)CTIMR電壓達(dá)到3V時，IC啟動內(nèi)部的保護(hù)功能，這時IC就被關(guān)閉，通過選擇C239電容的值應(yīng)可以確定IC被保護(hù)的一個時間點，下面就來說說如何計算IC的保護(hù)時間點：

因為Q=I*t=V*C=>t=(V*C)/I當(dāng)C239電壓被沖到3v,C239=1uF時,t=(3v*1uF)/3.0uA=1秒

2.PIN2為OVP:此PIN為過電壓保護(hù)PIN，輸出電壓被反饋到這一PIN上，當(dāng)燈管被OPEN或是燈管壞掉時，OVP的電壓就會升到2V，此時CTIMR電容被充電，當(dāng)CTIMR被充到3V時，IC就會啟動內(nèi)部的保護(hù)功能，IC停止工作。下面就來計算如下圖2所示電圖V0到底多大才能使OVP腳到達(dá)2V。V1＝[C4/(C4+C6)]*V0V1=VOVP+VD=2.0+0.7=2.7VV0=[(C4+C6)/C4]*V1=[(12p+18n)/12p]*2.7=4100VP-P也就是說只有輸出電壓的峰－峰值達(dá)到大于4100以上時，OVP電壓才能到達(dá)2V。圖2中R207/C204為峰值檢測電路，其C204有對電壓起到平滑的作用。

3.PIN3為ENA：IC啟動電路，當(dāng)ENA>1.5V=>IC=On當(dāng)ENA<0.8V＝>IC=Off如下圖3所示，其中C8的作用是讓ENA腳慢慢地升到1.5V,電容C8充電從0V到1.5V大約需要0.6mS4.PIN4為SST:該P(yáng)IN做為軟啟動，接聯(lián)一個電容C221到地提供一個軟啟動功能，當(dāng)INVERTER啟動時，它提供一個6uA的電流對C221進(jìn)行充電，SST的電壓不斷的上升，變壓器一次測的Duty也慢慢的增大，即輸出電壓隨著SST電壓的上升而上升，當(dāng)輸出電壓增加到啟動電壓時，燈管被打開，這就減少了在啟動時的沖擊電流，避免了對INVERTER零件和CCFL燈管在Turn-On時不必要的損壞。如下圖4所示，另外Q201和Q202的作用是在輸入低壓時能夠重新進(jìn)行軟啟動，其原理是：當(dāng)輸入電壓VIN變小時，IC停止工作，且Q201基極電壓變得很低，此時Q201工作在截止區(qū)，這時Q202基極電壓升高為VDD，Q202導(dǎo)通，SST電位被拉低約為0V，當(dāng)INVERTER輸入電壓又恢復(fù)到較高如12V時，ZD904電流增大，Q201的基極電位被升高一定值時，Q201導(dǎo)通，接著Q202基極電位被拉低較低時，Q202又截止，此時，IC內(nèi)部一個6uA的電流對C221進(jìn)行充電，當(dāng)充到一定值時，隨著變壓器二次側(cè)電壓不斷升高，升到啟動電壓時，燈管又被點亮，故此電路是一個重新軟啟動的回路。在正常啟動或是在燈管開路和壞掉等不正常情況來分析SST/OUT/FB/CMP的波形。

5.PIN7為REF:此PIN輸出2.5V的基準(zhǔn)時壓，因電壓不太穩(wěn)定，故通常不連到任何電路中，只在此PIN串一個電容。

6.PIN8為RT1:此PIN串一電阻為INVERTER啟動時提供一個更高頻率的輸出頻率以便讓啟動電壓更高。在啟動時該P(yáng)IN與RT和CT共同決定輸出電壓的頻率。在啟動時，RT1在IC內(nèi)部被連接到地，此時RT=R217//R245IC輸出頻率FS=(70*104)/(RT[KΩ]*C220[pF])當(dāng)正常工作后RT1與IC內(nèi)部地斷開，此時IC輸出頻率FP=(70*104)/(R217[KΩ]*C220[pF])又因為RT<R217,所以FS>FP即啟動頻率大于工作頻率。

7.PIN9為FB;此PIN接受一個半波整流平均電壓，這個電壓可以決定燈管輸出電流通過一個Sense電阻R258,FB的反饋電壓與IC內(nèi)部一個1.25V的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，內(nèi)部誤差放大器輸出腳CMP用來控制Powermosfetdrive脈沖方波的移位來調(diào)整變壓器一次側(cè)的Duty,就這樣燈管電流不斷地被調(diào)整。以便當(dāng)DIM為定值時，能夠輸出一個較穩(wěn)定的電流。

PIN10為頻率補(bǔ)嘗腳，它是IC內(nèi)部誤差放大器的輸出端通過一個電容C11（大約為560pF）與FB腳進(jìn)行連接作為反饋回路的補(bǔ)嘗（該頻率補(bǔ)嘗電路實際是一個積分電路，詳見清華大學(xué)編寫的模擬電子技術(shù)基礎(chǔ)P332頁），COM腳控制Powermosfetdrive脈沖方波的移位來調(diào)整燈管電流。在燈管啟動時，此PIN的電壓是個高電位（大于2.75V），因為在啟動時沒有燈管電流被檢測到，這樣FB是個低電位，當(dāng)燈管點燃后，F(xiàn)B腳電位上升且CMP電位下降到正常的工作電位，在正常工作時，CMP也提供一個觸發(fā)信號為燈管開路保護(hù)，如：在INVERTER工作時燈管被突然移開或是燈管壞掉，F(xiàn)B電位下降，且CMP上升，當(dāng)CMP上升到大于2.75V時，IC被關(guān)閉。下面我們再來計算一下INVERTER燈管電流：設(shè)u0為整流二極管在整流之前的瞬時表達(dá)式，Vrms=U2為整流二極管在整流之前的有效值;如果燈管電流最大值Irms為7mA,那么Rsense＝R258應(yīng)該取多大值呢？我們從圖7可以看出該誤差放大器具有深度負(fù)反饋，故工作在線性區(qū)域，根據(jù)運入工作在線性區(qū)具有虛斷的特點可知

U0=VFB=V-=V+=1.25Vuo=1.414*Vrms*Sin(wt)d(t)∫Sin(wt)d(t)=∫-Cos(wt)

所以：Irms*R258=U21.25v=0.45*7mA*R258故R258＝396Ω，通常我們會選擇一個400Ω的電阻

8.如圖8所示，PIN14為DIM,該P(yáng)IN為控制低頻PWM信號產(chǎn)生低頻Burst-Mode方波;PIN15為LCT，該P(yáng)IN外接一個電容C224到地，產(chǎn)生一個最低為1V，最高為3V的三角波,該P(yáng)IN的電位和DIM電位進(jìn)行比較來控制LPWM的占空因子且所產(chǎn)生的頻率F=1490/C224;PIN13為LPWM，當(dāng)DIM>3V時，LPWM=LOW;當(dāng)DIM<1V時，LPWM=HIGH;當(dāng)1V<DIM<3V時，LPWM輸出脈沖波,如8.1圖所示。

下面如圖8所示，我們來討論一下當(dāng)VDIM的范圍確定時，怎樣來選擇電阻R1/R2/R3的阻值大小。當(dāng)燈管電流I=3.5mA-8.0mADuty-cycle=43%-100%VDIM=0.9V-2.1V如果Vadj=0v時，則有：0.9/R1+0.9/R3=(5-0.9)/R2如果Vadj=5v時，則有：（5－2.1）/R1+(5-2.1)/R2=2.1/R3當(dāng)我們選定R1=270K時，就可以算出R2=360K,R3=111.7K,通常會選擇R3=100K.圖8.2為INVERTER調(diào)光一個大概的原理圖

9.PIN11和PIN20為N溝道MOSFET驅(qū)動輸出;PIN12和PIN19為P溝道MOSFET驅(qū)動輸出;圖9是由C214/R204/ZD201和C215/R205/ZD202組成了水平－移位電路，因為PDRV_A和PDRV_C的輸出高電位是5V，而P-MOS做開關(guān)切換時需大于5V,故PDR的電位必須被移位

第三節(jié)

輸出端諧振電路(一)圖12為LC串聯(lián)諧振電路，此部分電路是將變壓器一次側(cè)的方波都過LC諧振，使轉(zhuǎn)化成正弦波，此電路的實質(zhì)是將方波分解出來的一次諧波以后的諧振波通過漏感與電容C(電容在頻率很高時，相當(dāng)于短路，故方波分解出來的高次諧波直接通過電容C流到地)給吸收了（任何一個方波都可用傅里葉公式F(t)=(4Am/3.14)*(Sinwt+1/3Sin3wt+……….+1/kSinkwt)展開,其式中Am為方波的振幅，k為奇數(shù)，其第一項（4Am/3.14）*Sinwt為基波，第二項(4Am/3.14)*1/3Sin3wt為一次諧波）

OZ960在MitsubishiTV中的應(yīng)用如下圖

（MitsubishiTVInverter電路圖）

THEEND!《化妝品術(shù)語》起草情況匯報中國疾病預(yù)防控制中心環(huán)境與健康相關(guān)產(chǎn)品安全所一、標(biāo)準(zhǔn)的立項和下達(dá)時間2006年衛(wèi)生部政法司要求各標(biāo)委會都要建立自己的術(shù)語標(biāo)準(zhǔn)。1ONE二、標(biāo)準(zhǔn)經(jīng)費標(biāo)準(zhǔn)研制經(jīng)費：3.8萬三、標(biāo)準(zhǔn)的立項意義術(shù)語標(biāo)準(zhǔn)有利于行業(yè)間技術(shù)交流、提高標(biāo)準(zhǔn)一致性、消除貿(mào)易誤差，作為標(biāo)準(zhǔn)體系中的基礎(chǔ)標(biāo)準(zhǔn)，術(shù)語標(biāo)準(zhǔn)在各個領(lǐng)域的標(biāo)準(zhǔn)體系中均起著重要的作用。隨著我國化妝品衛(wèi)生標(biāo)準(zhǔn)體系建設(shè)逐步加快，所涉及的術(shù)語和定義的數(shù)量也在迅速增長，在此情形下，化妝品術(shù)語標(biāo)準(zhǔn)的制定就顯得尤為重要。四、標(biāo)準(zhǔn)的制訂原則1.合法性遵守