雷達對抗原理第8章-干擾機構(gòu)成及干擾能量計算共7課件

8.1單部有源干擾系統(tǒng)的基本組成和主要性能指標

8.1.1單部有源干擾機的基本組成

如上所述，有源干擾的基本原理分為遮蓋性干擾和欺騙性干擾，它們分別是從降低雷達對真目標的發(fā)現(xiàn)概率，提高雷達檢測的虛警概率，炮制錯誤的目標參數(shù)等方面來破壞和擾亂雷達的正常工作的。單部有源干擾機是指在空間集中在一起的一個干擾系統(tǒng)，它也是組成空間分布式有源干擾系統(tǒng)的基礎(chǔ)，是在戰(zhàn)場綜合電子戰(zhàn)系統(tǒng)的統(tǒng)一指揮控制、信息支援條件下，執(zhí)行作戰(zhàn)任務(wù)的基本單元。圖8-1單部有源雷達干擾系統(tǒng)的組成典型的單部有源雷達干擾系統(tǒng)組成如圖8-1所示。其中雷達偵察引導(dǎo)子系統(tǒng)是由戰(zhàn)區(qū)內(nèi)陸、海、空、天分布的各種雷達偵察平臺與本機的偵察引導(dǎo)資源共同擔(dān)任的，負責(zé)提供本干擾機所在當前戰(zhàn)場電磁環(huán)境中敵方威脅雷達的信息，并將本機偵收的結(jié)果提交上級指控中心；然后雷達系統(tǒng)綜合上級指控中心的管理控制命令和本機偵收結(jié)果，確定各威脅雷達的威脅等級，分配和調(diào)用本機所轄的干擾資源，為其制定最合適的干擾樣式和干擾參數(shù)，經(jīng)過功率合成與波束形成，向指定的空間發(fā)出各種干擾信號。

常用的干擾資源主要有：以壓控振蕩器(VCO)為代表的引導(dǎo)式干擾資源，以射頻存儲(RFM)為代表的轉(zhuǎn)發(fā)式干擾資源，以數(shù)字干擾合成為代表的數(shù)字合成(DJS)式干擾資源。1)引導(dǎo)式干擾資源的基本組成

引導(dǎo)式干擾資源的基本組成如圖8-2所示。引導(dǎo)式干擾資源的工作過程是：由干擾決策和資源管理單元提供的威脅雷達信號頻率數(shù)據(jù)f0，調(diào)頻干擾波形和參數(shù)數(shù)據(jù)FM，調(diào)幅干擾波形和參數(shù)數(shù)據(jù)AM，通過頻率設(shè)置電路產(chǎn)生對應(yīng)的直流調(diào)諧電壓U(f0)，控制VCO振蕩器的中心頻率fj0，并力求使頻率偏差Δf=|fj0－f0|盡可能小(該偏差一般稱為置頻誤差或頻率瞄準誤差)；調(diào)頻信號產(chǎn)生電路輸出指定調(diào)制波形和參數(shù)的頻率調(diào)制信號UFM(t)，使VCO以fj0為中心，產(chǎn)生指定帶寬Δfj的調(diào)頻干擾信號；調(diào)幅信號產(chǎn)生電路輸出指定調(diào)制波形和參數(shù)的幅度調(diào)制信號UAM(t)，使輸出干擾信號幅度發(fā)生相應(yīng)的變化。圖8-2引導(dǎo)式干擾資源的基本組成目前引導(dǎo)式干擾資源的VCO大多采用微波固態(tài)器件，具有較高的調(diào)頻斜率，容易獲得很大的Δfj。幅度調(diào)制主要采用固態(tài)PIN調(diào)制器，其它電路主要采用FPGA和DAC混合電路，具有良好的波形產(chǎn)生和參數(shù)設(shè)置的數(shù)字編程控制能力，簡捷可靠，價格低廉。它的主要缺點是輸出信號與雷達信號非相參，因此在相參雷達信號處理的過程中干擾能量的分布較為分散。2)轉(zhuǎn)發(fā)式干擾資源的基本組成

轉(zhuǎn)發(fā)式干擾資源的基本組成如圖8-3所示。轉(zhuǎn)發(fā)式干擾資源的基本干擾信號來源于被干擾的雷達發(fā)射信號，因

此自身必須具有接收機。轉(zhuǎn)發(fā)式干擾發(fā)射之前一般由干擾決策和資源管理單元提供初始引導(dǎo)，首先需要判斷當前是否存在需要干擾的威脅雷達信號，是否需要對其實施轉(zhuǎn)發(fā)式干擾。如果確實存在需要實施轉(zhuǎn)發(fā)式干擾的威脅雷達信號，則還要設(shè)置轉(zhuǎn)發(fā)式干擾資源當前的工作頻段、轉(zhuǎn)發(fā)干擾的調(diào)制樣式和調(diào)制參數(shù)等。轉(zhuǎn)發(fā)式干擾資源具有直接轉(zhuǎn)發(fā)、存儲轉(zhuǎn)發(fā)和組合轉(zhuǎn)發(fā)3種工作模式。直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾是將接收天線截獲的帶內(nèi)信號經(jīng)過帶通濾波、低噪聲放大、定向耦合器，主路輸出經(jīng)過移頻調(diào)制、激勵放大和末級功放，輸出干擾信號。定向耦合器的輔路輸出信號經(jīng)過包絡(luò)檢波、放大、門限檢測后送交干擾調(diào)制信號產(chǎn)生電路。干擾調(diào)制信號產(chǎn)生電路輸出移頻干擾的調(diào)制信號和末級功放的脈沖調(diào)制信號。因此直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號本質(zhì)上是對接收信號的移頻和放大，具有較好的相參性，也容易獲得很大的瞬時帶寬，且只要信號處于其瞬時帶寬內(nèi)，反應(yīng)十分迅速，但每次只能產(chǎn)生一個轉(zhuǎn)發(fā)信號，還必須具有良好的收發(fā)隔離度。對此將在8.4節(jié)詳細討論。圖8-3轉(zhuǎn)發(fā)式干擾資源的基本組成與直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾不同的是：存儲轉(zhuǎn)發(fā)干擾是將定向耦合器的主路輸出送給了RFM，由RFM完成射頻信號的保存和輸出，相應(yīng)的干擾調(diào)制信號產(chǎn)生電路需要產(chǎn)生對RFM的一系列控制信號。如果忽略RFM的失真，則存儲轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號也是對接收信號的多次延遲、移頻和放大，同樣具有較好的相參性。RFM的種類很多，瞬時帶寬差別很大，如果信號處于其瞬時帶寬內(nèi)，反應(yīng)也比較迅速，且每次能產(chǎn)生許多個轉(zhuǎn)發(fā)信號。詳情將在8.5節(jié)詳細討論。

組合轉(zhuǎn)發(fā)干擾綜合了直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾快速和存儲轉(zhuǎn)發(fā)干擾多次的特點，通過合路器將兩種干擾信號組合在一起，并且可以分別控制兩者轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號的功率，在一般情況下使直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾工作在線性增益狀態(tài)，以滿足收發(fā)隔離的要求；使存儲轉(zhuǎn)發(fā)干擾工作在飽和發(fā)射狀態(tài)，以獲得最大的干擾輸出功率。3)數(shù)字合成式干擾資源的基本組成

數(shù)字合成式干擾(DJS)資源是隨著近年來高速數(shù)字電路和器件技術(shù)的發(fā)展而出現(xiàn)在雷達干擾領(lǐng)域的，其基本組成如圖8-4所示。這種干擾資源的工作過程是：干擾判決管理單元提供需要同時干擾的基帶信號種類n，每一種信號的調(diào)制樣式和調(diào)制參數(shù)，或者是每一種信號的功率譜。數(shù)字干擾波形合成單元按照上述要求首先產(chǎn)生相應(yīng)的n種基帶干擾信號合成波形的連續(xù)數(shù)據(jù)流，為了獲得盡可能大的瞬時干擾帶寬，基帶干擾信號通常采用正交零中頻數(shù)字波形，直接通過雙路DAC轉(zhuǎn)換成為正交零中頻模擬信號，或者通過數(shù)字上變頻(DUC)和DAC后，成為具有一定非零載頻的基帶干擾信號，再經(jīng)過變頻、濾波達到指定的微波頻段。在理想情況下，DJS輸出的每一區(qū)干擾功率譜都是對該區(qū)內(nèi)威脅雷達信號的最佳干擾樣式。因此DJS干擾的突出優(yōu)點是：便于連續(xù)、同時干擾多威脅信號，干擾功率譜的分配和使用合理，合成干擾信號的精度高。但DJS的波形數(shù)據(jù)生成需要一定的時間，因此它的反應(yīng)時間比較長，此外它對后續(xù)模擬電路的線性要求較高，否則會引起較大的同時多信號交調(diào)。圖8-4數(shù)字合成式干擾資源的基本組成8.1.2分布組網(wǎng)式有源雷達干擾系統(tǒng)的基本組成

早期的雷達干擾系統(tǒng)將引導(dǎo)、指控和干擾設(shè)置在同一平臺上，無需使用無線數(shù)據(jù)鏈路，適于獨立作戰(zhàn)使用。以后加裝了簡單的通信鏈路，可以實現(xiàn)簡單的人工指揮和任務(wù)分配。隨著戰(zhàn)場電磁信號環(huán)境的日趨復(fù)雜，威脅雷達的不斷增加，迫使干擾系統(tǒng)的規(guī)模急劇膨脹，戰(zhàn)術(shù)技術(shù)指標要求越來越高，而各種限制條件卻越來越苛刻，甚至到了無法實現(xiàn)的程度。

分布組網(wǎng)式有源雷達干擾系統(tǒng)是由若干雷達偵察引導(dǎo)傳感器、指控中心和雷達干擾機通過專用或通用數(shù)據(jù)鏈路組織在一起的，它的作戰(zhàn)對象是戰(zhàn)場環(huán)境中的全體敵方威脅雷達。雷達偵察引導(dǎo)傳感器網(wǎng)絡(luò)向各級指控中心報告當前戰(zhàn)場的威脅雷達信息和威脅態(tài)勢，指控中心完成戰(zhàn)場威脅判決、干擾決策、干擾資源管理和控制，并將決策結(jié)果分發(fā)給各干擾機和干擾資源。雷達干擾系統(tǒng)一般采用地域分層組網(wǎng)原則，就近引導(dǎo)、指控和干擾，再由指控中心完成與高層系統(tǒng)的信息交互。8.1.3有源雷達干擾系統(tǒng)的主要性能指標

1．有效輻射功率(ERP)

有效輻射功率是干擾機的發(fā)射功率PJ與干擾發(fā)射天線增益GJ的乘積，即

ERP=PJGJ(8-1)

它表明了干擾機在主瓣方向上的干擾發(fā)射功率。對于采用n陣元空間發(fā)射功率合成方式的干擾機

ERP=ηPJGJn2(8-2)

式中,PJ、GJ分別為每個陣元的發(fā)射功率和增益，η為合成效率。在一般情況下，干擾機末級功放處于飽和輸出狀態(tài)，PJ就是其飽和輸出功率PJS，與接收到的雷達信號功率Pin無關(guān)(恒功率發(fā)射)。但對于直接轉(zhuǎn)發(fā)式的干擾發(fā)射機，當Pin低于飽和輸入信號功率Pins(通常Pins=PJS/KP，KP為轉(zhuǎn)發(fā)增益)時，其PJ是對Pin的線性放大(恒增益發(fā)射)；當Pin高于Pins時，輸出信號功率為飽和輸出功率PJS，即(8-3)2．干擾的工作頻率范圍ΩJF、干擾帶寬Δfj、頻率引導(dǎo)精度δfJ、引導(dǎo)時間tJF

ΩJF是指干擾發(fā)射機能夠工作的頻率范圍，通常應(yīng)包括所有預(yù)定被干擾雷達的工作頻率范圍；Δfj是指任意瞬間干擾的功率譜寬度；δfJ是指干擾發(fā)射信號與被干擾雷達中心頻率的偏差；tJF是指從被干擾雷達信號到達至發(fā)出指定干擾信號之間的時間間隔。對于引導(dǎo)式干擾資源，δfJ主要是測頻誤差δf與置頻誤差δfs的代數(shù)和：δfJ=δf+δfs。對于頻率瞄準式干擾，通常要求δfJ<Δfr/2；對于頻率阻塞式干擾，通常要求δfJ<Δfj/2。tJF主要是測頻時間tf與置頻時間tfs之和：tJF=tf+tfs。對于SFJ，通常要求tJF<2ΔRtj/c，ΔRtj為近距離干擾與目標相對于被干擾雷達的導(dǎo)前距離，以便能夠瞄準干擾捷變頻雷達；對于其它干擾，tJF應(yīng)盡可能小于被干擾雷達的變頻時間，以便采用頻率瞄準干擾。對于轉(zhuǎn)發(fā)式干擾資源，通常δfJ=0，tJF為最小轉(zhuǎn)發(fā)遲延。對于波形合成式干擾資源，由于數(shù)值計算的精度很高，δfJ主要來自測頻誤差δf，但tJF是測頻時間tf與波形數(shù)據(jù)產(chǎn)生、處理、合成輸出時間之和，需要的時間較長。3．干擾的工作空間范圍ΩJθ、干擾波束寬度ΔθJ、指向引導(dǎo)精度δθJ、指向引導(dǎo)時間tJθ

ΩJθ是指干擾發(fā)射天線能夠指向的角度范圍，通常應(yīng)包括所有預(yù)定被干擾的雷達方向；ΔθJ是指任意時刻干擾波束3dB點之間的寬度；δθJ是指干擾發(fā)射天線對被干擾雷達方向的指向偏差；tJθ是指從被干擾雷達信號到達至對其方向發(fā)出干擾信號之間的時間間隔。

對于引導(dǎo)式干擾資源，δθJ主要是測向誤差δθ與方向設(shè)置誤差δθs的代數(shù)和：δθJ=δθ+δθs，通常要求δθJ<θJ/2，θJ為干擾發(fā)射天線的波束寬度。tJθ主要是測向時間tθ與方向設(shè)置時間tθs之和：tJθ=tθ+tθs。由于被干擾雷達相對于干擾發(fā)射天線的方向不會捷變，允許tJθ較長。4.干擾的極化方式FJP、極化引導(dǎo)精度δPJ、極化引導(dǎo)時間tJP

FJP是指干擾發(fā)射極化的方式。雷達干擾通常采用圓極化或橢圓極化，以適應(yīng)于各種線極化的被干擾雷達，僅存在近似為3dB的極化失配損失。由于這種圓或橢圓極化的干擾信號具有兩個近似相等的正交線極化分量，且與被干擾雷達信號的極化無關(guān)，當雷達采用變極化、正交線極化或極化對消抗干擾措施時，這種不變的圓/橢圓極化干擾會受到很大的抑制。因此近年來出現(xiàn)了極化瞄準干擾方式，使干擾信號的極化盡可能與被干擾雷達的極化一致，不僅可以挽回極化失配損失，而且可以使雷達的上述抗干擾措施失效。δPJ是指干擾發(fā)射信號與被干擾雷達信號的極化偏差；tJP是指從被干擾雷達信號到達至對其極化發(fā)出干擾信號之間的時間間隔。

對于極化引導(dǎo)式干擾資源，δPJ主要是極化測量誤差δP與方向設(shè)置誤差δPs的代數(shù)和：δPJ=δP+δPs，一般要求其小于雷達的極化鑒別能力。tJP是極化測量時間tP與極化設(shè)置時間tPs之和：tJP≈tP+tPs。5.對多威脅雷達的干擾能力

在復(fù)雜戰(zhàn)場電磁環(huán)境中，經(jīng)常會同時存在多部威脅雷達，雷達干擾系統(tǒng)首先需要通過合理的規(guī)劃和決策，充分發(fā)揮所轄各種干擾資源的干擾能力，有效地干擾多部威脅雷達。但在干擾資源有限或?qū)Χ嗤{雷達不能瞬時分辨的情況下，也需要有一種干擾資源同時干擾多種威脅雷達信號的能力。其中波形合成式干擾在對抗多威脅信號方面具有明顯的優(yōu)勢。8.2干擾系統(tǒng)的有效干擾空間

8.2.1單部干擾資源對單部雷達的基本干擾方程

假設(shè)單部干擾資源、單部雷達和目標的空間位置關(guān)系如圖8-5所示，其中雷達天線主瓣指向目標，干擾發(fā)射天線主瓣指向雷達，干擾資源、目標相對于雷達空間張角為θ，則雷達收到的目標回波信號功率Prs和干擾信號功率Prj分別為

(8-4)(8-5)式中,Pt、Gt、Ar、σ、Rt分別為雷達發(fā)射脈沖功率(W)、發(fā)射天線增益、接收天線有效面積(m2)、目標的雷達截面積(m2)、目標與雷達之間的距離(m)，λ為工作波長(m)，Ar(θ)、Gt(θ)、γJ、Rj分別為雷達天線在干擾機方向的等效面積(m2)、等效增益、極化失配損失(圓極化對線極化為0.5)、干擾機至雷達的距離(m)。

干擾機能夠?qū)走_實施有效干擾的空間能量條件和時間條件分別是：

(8-6)圖8-5空間關(guān)系示意圖式中,KJ定義為在雷達接收機輸入端的壓制系數(shù)，對于矩形譜的干擾帶寬Δfj和矩形響應(yīng)的雷達接收機帶寬Δfr,

(8-7)trj、trs、Δt分別為干擾反應(yīng)時間、雷達對目標信息的檢測時間和雷達的時間分辨力。滿足式(8-6)的目標所在空間稱為在單部雷達、單部干擾機條件下的有效干擾空間Ω1,1EJ，即它滿足干擾方程：(8-8)

Ω1,1EJ在平面上的典型示意圖如圖8-6(a)所示，它以雷達和干擾機所在位置為參考，在不同方向的邊界線與雷達的距離取決于雷達天線的方向圖特性。在干擾機方向的距離最近。如果干擾機近似與被掩護目標同方向，Gt(θ)≈Gt，則干擾方程中的能量條件成為

(8-9)如果將雷達天線的旁瓣用平均旁瓣描述，則旁瓣干擾不等式為(8-10)圖8-6能量條件下的平面有效干擾區(qū)示意圖如圖8-6(b)所示，除了在主瓣方向的邊界線較近以外，其它方向是圓弧。為了充分發(fā)揮干擾能量的作用，應(yīng)盡可能將干擾機配置在目標方向，這也是各種干擾功率設(shè)計及其相對空間配置的基本原則。在一般情況下，隨隊、伴飛、拖曳干擾機主要伴隨在目標附近；近距離干擾不僅配置在目標方向上，且應(yīng)盡可能抵近雷達，Rj=Rt，從而利用距離優(yōu)勢擴大Ω1,1EJ或節(jié)省干擾功率；對于自衛(wèi)干擾，由于Rj=Rt，不等式可簡化為

(8-11)滿足不等式(8-9)、(8-11)中取等號條件的目標距離稱為最小干擾距離，(8-12)它總是出現(xiàn)在雷達、目標、干擾機共線的方向上。

KJ稱為在雷達接收機輸入端實現(xiàn)有效干擾的干擾信號功率與目標回波信號功率之比，簡稱為壓制系數(shù)，它是干擾信號調(diào)制樣式、調(diào)制參數(shù)和雷達信號形式、參數(shù)和信號處理方法等諸多因素的復(fù)雜函數(shù)(詳見第6、7章內(nèi)容)。在理論上，雷達只需要發(fā)射一個脈沖就可以確定目標的距離，單脈沖雷達還可以確定目標的方向，因此trs就是雷達通過收發(fā)一個射頻脈沖就可檢測目標信息的時間，

(8-13)對于在收到當前雷達發(fā)射脈沖之前就可利用先期引導(dǎo)信息發(fā)出的干擾(如寬帶阻塞干擾、掃頻干擾和對固定頻率雷達的瞄準干擾等)，只要先期引導(dǎo)成功，就可以始終滿足時間條件；對于必須利用雷達當前發(fā)射脈沖信息才能實時引導(dǎo)的干擾(如典型的DRFM干擾，對捷變頻雷達的頻率瞄準干擾等)，則需要有電波空間傳播和引導(dǎo)處理的時間,(8-14)其中，Δtj是干擾機的實時引導(dǎo)時間，也稱為最小反應(yīng)時間。實時引導(dǎo)干擾的時間條件是將Ω1,1EJ限制在以雷達為圓心，以ctrj/2為半徑的球面之外的空間，其平面投影如圖8-7所示。圖8-7干擾方程的時間條件根據(jù)式(8-13)，減小trj的主要措施分別是采用近距離抵近干擾和減小信號處理時間。

實際雷達為了獲取目標速度信息和改善檢測信噪比，一般都采用n個脈沖積累,特別是相干脈沖積累檢測，其連續(xù)發(fā)射的若干個脈沖的頻率和調(diào)制都是相同的，如果由于引導(dǎo)時間的存在，使同頻脈沖串中的第1個脈沖未受到干擾，而后續(xù)的脈沖受到了干擾，則對總的干擾效果影響較小，也等效于放寬了對trj的約束條件。這對在頻率成組捷變雷達的干擾中是可以采用的。8.2.2多部干擾資源對多部雷達的有效干擾空間

假設(shè)t時刻第i部干擾資源對第j部雷達的有效干擾空間為Ωi,jEJ(t)，該時刻對該雷達實施干擾的多部干擾資源子集為

Jj(t)，則Jj(t)對該雷達的有效干擾空間為各干擾資源對該雷達干擾功率非相干合成后的有效作用空間：(8-15a)式中,Prj，i(t)、trj，i、Δti分別為該雷達收到i干擾源的功率、i干擾信號的傳輸遲延和i干擾機的實時引導(dǎo)時間。由于式(8-15a)的計算較復(fù)雜，有時采用各有效干擾空間的合并來近似。即只要有一部干擾資源能夠有效干擾的空間就是多資源干擾的有效干擾空間：

(8-15b)對于由m部雷達組成的雷達網(wǎng)，在最苛刻的條件下，可以認為必須是對各雷達有效干擾空間的相交空間才是對該雷達網(wǎng)的有效干擾空間。即必須是對所有雷達都能有效干擾的空間才是對組網(wǎng)雷達的有效干擾空間：(8-16)8.3干擾機的收發(fā)隔離與效果監(jiān)視

8.3.1干擾機的收發(fā)隔離

干擾機的收發(fā)隔離程度稱為收發(fā)隔離度，簡稱為隔離度。

通常在干擾機的發(fā)射天線輸入端(或發(fā)射機輸出端)和接收

天線輸出端(或接收機輸入端)測量，如圖8-8中的A、B兩點，隔離度g一般用分貝(dB)表示(8-17)圖8-8收發(fā)隔離示意圖式中,Pj、Pr分別為發(fā)射天線端口的輸出信號功率和接收天線端口的輸入信號功率。干擾機對收發(fā)隔離度的基本要求(或稱為隔離度門限gJ)為(8-18)式中,Pj、Prmin分別是干擾發(fā)射機的輸出功率和偵察接收機靈敏度。如果干擾機的實際隔離度高于該門限,即g>gJ，則可以保證干擾機工作時不會發(fā)生收發(fā)自激(但不能保證偵收信號信噪比不降低)；如果g≤gJ，則會出現(xiàn)干擾機收發(fā)自激。1.降低收發(fā)天線之間的耦合

收發(fā)天線間的耦合包括直接耦合(由發(fā)射天線直接傳播到接收天線)和間接耦合(發(fā)射天線經(jīng)由其它路徑傳播到接收天線)。降低各種耦合的主要措施有：

(1)增大收發(fā)天線間的距離。

(2)減小收發(fā)天線相互指向的旁瓣電平。

(3)極化隔離。

(4)在收發(fā)天線之間增加吸收性隔離屏，使其不能直接傳播；對發(fā)射天線周圍的金屬材料表面進行電波吸收處理，降低間接耦合。2.采用收、發(fā)時分工作方式

由于隔離度的門限要求很高，而提高實際隔離度又受到各種因素的限制，因此在許多干擾機中普遍采用收、發(fā)時分工作方式，即對干擾機的發(fā)射時間開窗(Lookthrough)，在窗口寬度tW內(nèi)關(guān)閉干擾發(fā)射，保證偵察機在窗口內(nèi)具有足夠的偵察引導(dǎo)工作時間。窗口寬度之外為干擾發(fā)射時間，此時閉鎖偵察接收機。窗口周期TW應(yīng)視偵察接收機的工作需要設(shè)定，但總的工作比(8-19)3.靈敏度—發(fā)射功率控制

該方法是根據(jù)當前接收信號功率和干擾發(fā)射功率之間的需求關(guān)系，動態(tài)地調(diào)整接收機靈敏度和干擾發(fā)射功率，使其滿足式(8-18)的要求。該方法特別適合于轉(zhuǎn)發(fā)式自衛(wèi)干擾機，當接收雷達信號功率小時，目標距離遠，需要的干擾功率也可以適當減小；接收雷達信號功率大時，目標距離近，需要的干擾功率也要增大。只要保持轉(zhuǎn)發(fā)增益低于隔離度門限，就可以有效地達到收發(fā)隔離的目的。8.3.2干擾效果的監(jiān)視

效果監(jiān)視的主要任務(wù)是：

(1)監(jiān)視周圍威脅雷達信號環(huán)境有無變化。這些變化包括出現(xiàn)了新的威脅雷達信號，原有的威脅雷達信號消失了，威脅雷達信號的參數(shù)或威脅程度發(fā)生了變化等。

(2)監(jiān)視被干擾的威脅雷達信號參數(shù)變化，以便實時調(diào)控干擾參數(shù)，分析和判斷干擾效果，修訂干擾樣式和對干擾資源的分配決策控制命令等。

(3)監(jiān)視干擾信號和被干擾雷達信號之間的調(diào)控狀態(tài)，如頻率是否對準，方向是否對準等。8.4載頻移頻技術(shù)

1．工作頻率范圍

目前具有動目標信號處理能力的雷達很多，頻率覆蓋范圍很寬，干擾機需要盡可能干擾各種頻率的雷達，其工作頻率范圍也很寬，一般為1到幾個倍頻程。2．fdj的范圍、精度δf和步進Δf

作為速度欺騙干擾，fdj的范圍與動目標回波信號中多普勒頻率的范圍一致，一般為數(shù)十千赫，毫米波頻段可達兆赫級。fdj的精度δf與雷達對動目標信號的測量、跟蹤精度相對應(yīng)，一般為數(shù)十赫。fdj的步進Δf與雷達速度檢測跟蹤波門的寬度有關(guān)，一般取為速度跟蹤波門寬度的1/3，以便在進行速度波門拖引干擾時能夠形成近乎連續(xù)的速度變化。3．載波抑制比Dc和雜散抑制比Dd

由于原理、電路和器件等多方面原因，在移頻干擾的輸出信號中除了頻率為f0+fdj、功率為Ps的信號以外，還有功率為Pc的原載波信號和其它頻率分量的信號，若其它頻率信號中功率最大的為Pd，則載波抑制比Dc和雜散抑制比Dd分別為

(8-20)Dc和Dd是衡量載頻移頻信號質(zhì)量的重要指標,一般應(yīng)為20dB以上。實現(xiàn)載頻移頻的技術(shù)主要有調(diào)相移頻技術(shù)、IQ調(diào)制移頻技術(shù)和變頻移頻技術(shù)等。

8.4.1調(diào)相移頻技術(shù)

理想的調(diào)相移頻電路的基本組成如圖8-9(a)所示，輸入信號s(t)經(jīng)過移相器與相移因子ej2πfdjt相乘，輸出信號為s(t)

ej2πfdjt。根據(jù)傅立葉變換的頻移不變性質(zhì)，輸出信號頻譜僅僅是對輸入信號頻譜的簡單頻移。對寬帶輸入射頻信號的調(diào)相主要有寬帶模擬調(diào)相和寬帶數(shù)字調(diào)相兩類。

在圖8-9(b)中，假設(shè)射頻輸出信號相位增量ψ(t)與模擬移相器輸入調(diào)制電壓u(t)具有無惰性的線性相位關(guān)系,(8-21)式中k為調(diào)相斜率(rad/V)。當u(t)為負向、周期為Td的鋸齒波時,(8-22)圖8-9模擬調(diào)相移頻示意圖就可以得到[ψ0，ψ0+2π)之間的線性相移為(8-23)對該相位增量求導(dǎo)，可得到輸出信號的頻率增量(頻移)(8-24)其中的負號表示相位是隨著時間減小或輸出頻率升高的。常用的調(diào)相移頻器件和電路主要有：模擬固態(tài)移相器和行波管螺線電極移相調(diào)制電路，雖然它們產(chǎn)生射頻相移的物理機理不同，但都能夠?qū)崿F(xiàn)對輸入射頻信號的調(diào)相移頻功能。在實際工程中使用最多的是固態(tài)數(shù)字移相器，它是由PIN管、變?nèi)莨堋⒀┍拦艿劝雽?dǎo)體器件與驅(qū)動電路共同組成的一種微波器件，可以在較寬的頻帶內(nèi)將[0，2π)的相位均勻量化為2n個子區(qū)間，n一般為4~6。在忽略相位誤差的情況下，由相位量化誤差限制的信噪比為

(8-25)固態(tài)數(shù)字移相器的移相控制電路如圖8-10(a)、(b)所示。圖(a)中采用n位二進制可逆計數(shù)器，計數(shù)器的n位輸出經(jīng)驅(qū)動電路，分別控制移相器中的各相移元件。在fck計數(shù)時鐘頻率下，其移頻頻率fdj和相移周期Tdj分別為(8-26)適當選擇fck和正負計數(shù)方向，可產(chǎn)生需要的fdj絕對值和方向。圖(b)是實際工程中應(yīng)用最多的電路。在時鐘fck作用下，m位相位累加器對加數(shù)N進行連續(xù)累加，累加和的最高位接相移π控制引腳，其余次高n－1位順序接其它相移控制引腳。該電路的最小頻率步進Δf和能夠遍歷每個相位狀態(tài)的最大移頻值fdjmax分別為

(8-27)移頻頻率fdj取決于加數(shù)N，N取負數(shù)(補碼)時的移頻方向為輸出頻率增高,(8-28)圖8-10固態(tài)數(shù)字移相器的相移控制電路

8.4.2IQ調(diào)制移頻技術(shù)

IQ調(diào)制移頻的關(guān)鍵器件是IQ調(diào)制器，它是一種模擬器件，如圖8-11(a)所示，輸入射頻信號經(jīng)90°電橋分為正交的兩路輸出，分別與輸入的正交信號I(t)、Q(t)相乘，兩路乘積信號再經(jīng)過合成，輸出一路上邊帶或下邊帶信號，而另一邊帶信號則通過匹配負載吸收。

利用IQ調(diào)制器實現(xiàn)移頻的電路如圖8-11(b)所示，經(jīng)電橋后的兩路輸出信號分別為(8-29)由正交直接數(shù)字合成器(DDS)輸出的一對I(t)、Q(t)信號分別為(8-30)分別相乘再取和、差后可以輸出一對上、下邊帶信號，它們?yōu)?8-31)由于電路的幅相平衡和誤差等影響，在寬帶工作時該電路的載波抑制和雜散抑制一般為20dB~30dB。圖8-11IQ調(diào)制器及其移頻調(diào)制電路8.5數(shù)字射頻存儲(DRFM)干擾技術(shù)

1.工作頻率范圍ΩRF和瞬時帶寬ΔΩRF

ΩRF是指RFM最大可輸入和輸出的頻率范圍，ΔΩRF是指其在任一時刻可輸入和輸出的頻率范圍。

2.存儲脈寬τc和儲頻精度Δf

τc是指RFM可存儲的最大和最小射頻脈沖寬度，Δf是指RFM輸入與輸出信號的頻率差。3.最小輸入信號功率Simin、動態(tài)范圍Dc和雜散抑制dsc

Simin是指RFM正常工作時需要的最小輸入信號功率，Dc是指RFM允許輸入的最大功率Simax與Simin之比(以分貝表示)：(8-32)dsc是指RFM輸出中需要的主信號功率Pm與不需要的最大雜散功率Psc之比(以分貝表示)：(8-33)4.最小轉(zhuǎn)發(fā)遲延Δtmin與最大保存時間Tc

Δtmin是指從射頻信號輸入到射頻干擾信號輸出之間的最小遲延時間，Tc是指輸入信號在RFM中的最大可保存時間。

此外還有部件的體積、重量、價格、功耗等要求。根據(jù)射頻信號保存原理的差別，RFM主要分為模擬儲頻(ARFM)技術(shù)和數(shù)字儲頻(DRFM)技術(shù)兩類，其中采用光纖、體聲波器件、射頻電纜等保存模擬信號的ARFM技術(shù)已在第7章中討論，它們具有τc和Dc范圍大、Δtmin小、響應(yīng)快、原理和技術(shù)較為簡便、成熟等特點，特別是采用光纖延遲的ARFM，ΩRF和ΔΩRF很大，體積小、重量輕，至今仍然是ARFM的主要方式。8.5.1DRFM的基本組成與工作原理

圖8-12為DRFM部件的基本組成。輸入信號一般為固定中頻的基帶信號，定向耦合器將其主路信號分給正交下變頻器，輔路信號分給檢波/對數(shù)視放(DLVA)和門限檢測電路。穩(wěn)定本振對準輸入信號的中心頻率，經(jīng)正交下變頻和低通濾波后輸出一對零中頻正交信號I(t)，Q(t)，ADC對兩信號連續(xù)采樣，在信號高于檢測門限時，通過寫控制電路將此時的采樣數(shù)據(jù)I(n)，Q(n)寫入存儲器。門限檢測信號同時觸發(fā)讀控制電路和調(diào)制電路，其中讀控制電路按照預(yù)定的方式輸出存儲器的讀出信號(可以進行多次讀出)，將存儲器內(nèi)寫入并保存的數(shù)據(jù)依次讀出，通過干擾調(diào)制器進行各種時間、幅度、相位調(diào)制后，經(jīng)兩路DAC和低通濾波后恢復(fù)成為正交模擬信號，再由正交上變頻與穩(wěn)定本振混頻、濾波，恢復(fù)成為基帶干擾信號。圖8-12DRFM部件的基本組成采用模擬正交變頻和采樣的優(yōu)點是可以獲得比較大的瞬時帶寬，但對上下變頻和模擬電路的幅相一致性具有較高要求。如果采樣頻率為fck，則在理論上,

ΔΩRF=fck(8-34)

實際工程中為了保證雜散抑制滿足指標要求，通常取fck=(1.5~2)ΔΩRF。

如果ΔΩRF要求較窄，則也可以采用如圖8-13所示的單通道DRFM。假設(shè)輸入窄帶信號頻率范圍為,

，為了對最高頻率信號采樣不發(fā)生頻譜混疊，在理論上要求:(8-35)由于基帶信號還要經(jīng)過變頻才能達到輸出頻段，為了抑制變頻過程中的高次交調(diào)，一般要求:(8-36)(8-37)(8-38)即代入式(8-35),可得在ADC輸入信號滿量程變換的條件下，量化噪聲引起的信噪比(S/N)q與量化位數(shù)的關(guān)系近似為(8-39)圖8-13單通道采樣DRFM部件的基本組成8.5.2DRFM的讀寫方式

DRFM中讀寫控制電路的