差分信剖析與探討

Introduction驅(qū)動(dòng)端發(fā)送兩個(gè)大小相等，方向相反的信號(hào)，接收端會(huì)有一個(gè)相減器，比較這兩信號(hào)的差值，來判斷邏輯位是0或是1，此即所謂的差分訊號(hào)[1]。而下列圖是實(shí)質(zhì)PCB的差分走線[1]。1Advantage使用差分訊號(hào)的第一個(gè)利處，就是具錯(cuò)誤改正成效[2]。由上圖知道，假如在單端訊號(hào)中有噪聲，則會(huì)直接進(jìn)入接收器，嚴(yán)重一點(diǎn)可能會(huì)造成邏輯誤判。在那些關(guān)于時(shí)序有很精細(xì)要求的系統(tǒng)中，會(huì)有很重要的影響。但是前述已知，接收端會(huì)有一個(gè)相減器，所以對差分訊號(hào)而言，即使有噪聲，其噪聲會(huì)透過相減器相消。2因?yàn)椴罘中盘?hào)的邏輯判斷，是仰賴兩個(gè)信號(hào)的交點(diǎn)，以下列圖[4]:不像單端信號(hào)依賴高低兩個(gè)電壓判斷，因此受工藝，溫度的影響小，能降低時(shí)序上的偏差，同時(shí)也更合適于低幅度信號(hào)的電路。當(dāng)前流行的LVDS（lowvoltagedifferentialsignaling）就是采納差分訊號(hào)型式[5-6]，下列圖是LVDSConnector的圖片[7]:3第二個(gè)利處，能夠有較小的EMI輻射擾亂，因?yàn)閿?shù)字信號(hào)在邏輯切換時(shí)，會(huì)因電壓變換產(chǎn)生電場，從而產(chǎn)生EMI輻射，對周邊走線造成擾亂[9,15]，以下列圖[12]:因?yàn)楦咚贁?shù)字訊號(hào)邏輯切換速度愈來愈快，而邏輯切換速度越快，則耗電流就越大，同時(shí)頻次也越高，由[9]可知，EMI輻射強(qiáng)度與電流大小，以及頻次成正比，這等同于更進(jìn)一步加大了EMI輻射擾亂。而由[11]可知，電磁波會(huì)有磁場與電場成份，這表示若能降低磁場或電場大小，便能減少EMI輻射擾亂。4而差分訊號(hào)所產(chǎn)生的磁場，會(huì)相互相消，所產(chǎn)生的電場，會(huì)因相互密切地耦合在一同，從而減少發(fā)散向外的時(shí)機(jī)[8-10]。因?yàn)椴罘钟嵦?hào)能夠減少磁場份量，以及減少發(fā)散向外的電場，從而降低EMI輻射擾亂，這也是為何高速數(shù)字訊號(hào)一般都用差分訊號(hào)[1]。5而差分訊號(hào)除了能夠產(chǎn)生較小的EMI輻射擾亂，同時(shí)也具備了較佳的抗擾亂能力[16-17]，我們以下列圖說明:B跟C為差分訊號(hào)，而A為周邊的訊號(hào)，當(dāng)A跟B、C靠得很近時(shí)，A會(huì)把能量耦合到B跟C，以S參數(shù)表示，A耦合到B為SBA，A耦合到C為SCA。當(dāng)B跟C很湊近時(shí)，則SBA=SB跟C的訊號(hào)方向相反，所以SSCA，而又因?yàn)锽A跟CA是等量又反向，亦即相互相消，這就是為何差分訊號(hào)擁有較佳的抗擾亂能力。而在射頻電路中，相較于發(fā)射訊號(hào)，接收訊號(hào)多數(shù)很輕微，所以其接收路徑多數(shù)采差分型式，以便獲取較佳的抗擾亂能力，防止敏捷度降落。6而為了獲取優(yōu)秀的頻譜利用率，到了數(shù)字通信時(shí)代，多數(shù)會(huì)利用IQ訊號(hào)，來達(dá)到SSB(Single-Sideband)的調(diào)變方式[16]，而因?yàn)镮Q訊號(hào)會(huì)影響到調(diào)變與解調(diào)的精準(zhǔn)度，所以不論是發(fā)射還接收電路，其IQ訊號(hào)都會(huì)走差分形式，防止調(diào)變與解調(diào)精準(zhǔn)度，因噪聲擾亂而降落[16]。7Length由前述已知，差分信號(hào)的邏輯判斷，是仰賴兩個(gè)信號(hào)的交點(diǎn)，因此受工藝，溫度的影響小，能降低時(shí)序上的偏差，以下列圖左。但是若是該差分信號(hào)長度不相等，則會(huì)因相位差之故，致使切換電壓的時(shí)間點(diǎn)不一樣，以下列圖右的黃圈處，從而使得邏輯判斷錯(cuò)誤[4]。此外，由前述已知，數(shù)字信號(hào)在邏輯切換時(shí)，會(huì)因電壓變換產(chǎn)生電場，從而產(chǎn)生EMI輻射，對周邊走線造成擾亂，以下列圖[12]:8但差分訊號(hào)所產(chǎn)生的電場，會(huì)因相互密切地耦合在一同，從而減少發(fā)散向外的時(shí)機(jī)，從而減少EMI幅射擾亂，以下列圖左。但是若是該差分信號(hào)長度不相等，以下列圖右，此時(shí)Length2為一單端訊號(hào)，亦即邏輯切換瞬時(shí)所產(chǎn)生的電場，會(huì)發(fā)散向外，產(chǎn)生EMI輻射擾亂。若Length2越長，表示該差分訊號(hào)的相位差越大，其切換噪聲的脈沖寬度就越寬，保持時(shí)間就越長[4]。同時(shí)也由前述已知，周邊噪聲對差分訊號(hào)的耦合量，會(huì)相互相消，因此提升抗干擾能力，但是若是該差分信號(hào)長度不相等，以下列圖，則此時(shí)Length2為一單端信號(hào)，A耦合到Length2的能量沒法除去，亦即B會(huì)很簡單被A擾亂。9而前述已知，為了獲取優(yōu)秀的頻譜利用率，到了數(shù)字通信時(shí)代，多數(shù)會(huì)利用IQ訊號(hào)，來達(dá)到SSB(Single-Sideband)的調(diào)變方式，亦即頻譜上只能有一個(gè)Sideband，以下列圖[16]:且IQ訊號(hào)都會(huì)走差分形式，防止調(diào)變與解調(diào)精準(zhǔn)度，因噪聲擾亂而降落，亦即會(huì)有I+、I-、Q+、Q-四條訊號(hào)，以下列圖:10由[16]可知，I+、I-、Q+、Q-四條訊號(hào)線都一定等長，才能保證IQ訊號(hào)相位差為90度，此時(shí)便如前述，頻譜上只出現(xiàn)了一個(gè)Sideband，以下列圖左。而只需有任一訊號(hào)線不等長，那么IQ訊號(hào)相位差就不為90度，則稱為IQphaseImbalance，在頻域上，會(huì)出現(xiàn)另一個(gè)我們不要的Sideband，稱之為Image，以下列圖右[20]:而Image與主頻訊號(hào)的振幅差，稱之為SidebandSuppression，若上圖右的Length2越長，則IQphaseImbalance就越大，亦即SidebandSuppression就越小。反之，若四條訊號(hào)線都等長，亦即完好沒有IQphaseImbalance，那么理論上會(huì)完全無Image，如上圖左。11而由[16]可知，解調(diào)時(shí)，會(huì)以所謂的EVM(ErrorVectorMagnitude)，來權(quán)衡IQphaseImbalance的程度，以下列圖:而由[16]可知，EVM與SNR成反比，以下式:亦即若前述的Length2越長，那么IQphaseImbalance越大，則EVM越大，SNR越小，敏捷度就越差。12以上皆為差分訊號(hào)若不等長的影響，所以，在設(shè)計(jì)差分訊號(hào)時(shí)，最重要的就是要等長，越是高速訊號(hào)，越要注意等長[5-6]。但是實(shí)質(zhì)上，有可能因?yàn)镮C的Pin地點(diǎn)關(guān)系，使得差分訊號(hào)會(huì)不等長[26]?；蚴菚?huì)因?yàn)檗D(zhuǎn)彎緣由，使得外側(cè)走線會(huì)多出額外的長度，致使相位差，因此產(chǎn)生額外的共模噪聲[26]。13所以往常會(huì)針對長度較短的走線，用所謂的蛇狀線，額外再增添長度，使其差分訊號(hào)達(dá)到等長的目的，以下列圖[2]:但要注意的是，其蛇狀線要位于不等長之處，以下列圖綠圈處，而不要位于等長之處，以下列圖藍(lán)圈處。因?yàn)榭v使蛇狀線，能使差分走線在接收端時(shí)的總長度等長，其相位差降到最低，但是下列圖藍(lán)圈處跟綠圈處，都會(huì)因長度不等而有相位差，進(jìn)而產(chǎn)生額外的共模噪聲。換言之，綠圈走法是接收端幾乎無相位差，但在訊號(hào)傳遞過程中，會(huì)有一次相位差，產(chǎn)生一次額外的共模噪聲。而藍(lán)圈走法是接收端幾乎無相位差，但在訊號(hào)傳達(dá)過程中，會(huì)有兩次相位差，產(chǎn)生兩次額外的共模噪聲，所以最好采綠圈處走法。而上圖是因?yàn)椴坏乳L之處在BGA的Pin里面，并沒有空間能夠走蛇狀線，所以只能將蛇狀線設(shè)計(jì)在等優(yōu)點(diǎn)。自然若空間允許，采綠圈處走法較佳[40-41]。14Separation由[23]可知，差分訊號(hào)的阻抗，與間距會(huì)相關(guān)系，以下列圖[27]:所以差分訊號(hào)的間距要保持固定，不然會(huì)因阻抗不連續(xù)而產(chǎn)生反射，從而致使EMI幅射擾亂加大[12]。15此外，差分訊號(hào)的間距，不僅與阻抗相關(guān)，也牽涉到抗擾亂能力，我們以下列圖作說明。B跟C為差分訊號(hào)，而A為周邊的訊號(hào)，當(dāng)A跟B、C靠得很近時(shí)，亦即S1很小時(shí)，A會(huì)把能量耦合到B跟C，以S參數(shù)表示，A耦合到B為SBA，A耦合到C為SCA。假如B與C靠得很近，亦即S2很小，則SBA=SCA，而又因?yàn)锽跟C的訊號(hào)方向相反，所以SBA跟SCA是等量又反向，會(huì)相互完好相消，因此將A對于B、C的擾亂降到最低。但是，若B與C離得很遠(yuǎn)，亦即S2很大，則SBA>S，CA那么SBA跟SCA便沒法完好相消，此時(shí)B會(huì)受A的擾亂。由此可知，若差分訊號(hào)要擁有最正確的抗擾亂能力，則間距一定越小越好。自然，由前述可知，間距越小，其阻抗就越小，這會(huì)使阻抗沒法控制得宜，所以，更精準(zhǔn)一點(diǎn)講，在切合阻抗控制的前提下，此間距一定越小越好，這樣才可有較佳的抗擾亂能力。此外由前述可知，差分訊號(hào)能夠減少磁場份量，以及減少發(fā)散向外的電場，從而降低EMI輻射擾亂。但是，若是S2過大，則磁場沒法完好相消，且相互間所產(chǎn)生的電場，也會(huì)因耦合量降低，從而增添發(fā)散向外的電場，致使EMI輻射擾亂加大，所以，在切合阻抗控制的前提下，此間距一定越小越好，這樣才可有較小的EMI輻射擾亂。16而前述提到，所以往常會(huì)針對長度較短的走線，額外再增添長度，使其差分訊號(hào)達(dá)到等長的目的，以下列圖:但由上圖綠圈處可知，固然等長目的達(dá)到了，但會(huì)因間距加大，致使阻抗不連續(xù)，抗擾亂能力降低，以及EMI輻射擾亂加大，該怎樣棄取呢?前陳述過，差分訊號(hào)不等長，會(huì)造成邏輯判斷錯(cuò)誤，而由[4]可知，間距不固定對邏輯判斷的影響，幾乎是微不足道。而阻抗方面，間距不固定固然會(huì)有變化，但其變化往常在10%之內(nèi)，只相當(dāng)于一個(gè)過孔的影響。至于EMI幅射擾亂的增加，與抗擾亂能力的降落，可在間距變化之處，用GNDFill技巧，并多打過孔直接連到MainGND，以減少EMI幅射擾亂，以及被擾亂的時(shí)機(jī)[24]。如前述，差分訊號(hào)最重要的就是要等長，所以若沒法兼?zhèn)涔潭ㄩg距與等長，則需以等長為優(yōu)先考慮。17Bend前述提到，差分走線有可能會(huì)因?yàn)檗D(zhuǎn)彎緣由，使得外側(cè)走線會(huì)多出額外的長度，致使相位差，因此產(chǎn)生額外的共模噪聲，所以最常有的方法即是再轉(zhuǎn)一次彎，使本來內(nèi)側(cè)走線變?yōu)橥鈧?cè)走線，增添額外長度，來達(dá)到等長之效[1]。但上圖的轉(zhuǎn)彎方式，不論是第一次轉(zhuǎn)彎仍是第二次，都不盡理想，因?yàn)?0度的轉(zhuǎn)角，會(huì)造成阻抗不連續(xù)，從而產(chǎn)生反射[42]。18此外，由[43]可知，理想的差分訊號(hào)，是不存在模態(tài)變換，但90度轉(zhuǎn)角會(huì)惹起相位差，致使部分訊號(hào)會(huì)差模轉(zhuǎn)共模，產(chǎn)生額外的共模噪聲，從而產(chǎn)生EMI輻射擾亂。19且由[42,44]可知，若上漲時(shí)間越短，其90度轉(zhuǎn)角惹起的共模噪聲就越大。而下列圖中的L越長，其90度轉(zhuǎn)角惹起的共模噪聲也越大[42]。20而若以眼圖分析，因?yàn)?0度轉(zhuǎn)角會(huì)阻抗不般配，以及部分訊號(hào)會(huì)差模轉(zhuǎn)共模，所以會(huì)有消耗。且又因相位差而產(chǎn)生Jitter，換言之，90度轉(zhuǎn)角會(huì)使眼圖的眼高跟眼寬都變窄[12]。所以在走線過程中，要全力防止90度轉(zhuǎn)角。21自然，實(shí)質(zhì)的PCB走線，不行能重新到尾都直線，沒有轉(zhuǎn)彎，換言之，轉(zhuǎn)彎是無可防止的，所以可利用45度轉(zhuǎn)角，以及圓滑轉(zhuǎn)角，來取代90轉(zhuǎn)角。比如前述的二次轉(zhuǎn)彎，可用下列圖右的方式取代[2]?；蚴且駼GA的Pin不對稱，需靠轉(zhuǎn)彎來達(dá)到等長之效時(shí)，可用下列圖方式完成[41]。22由[44]可知，轉(zhuǎn)角所造成的相位差，以90度轉(zhuǎn)角最大，45度轉(zhuǎn)角次之，圓滑轉(zhuǎn)角最小。而圓滑轉(zhuǎn)角所產(chǎn)生的共模噪聲，也的確比90度轉(zhuǎn)角來得小一些[42]。由此我們可知，只假如轉(zhuǎn)角，就會(huì)有消耗，相位差跟共模噪聲的產(chǎn)生，充其量只是程度多寡，理想受騙然盡量防止使用，但如前述，實(shí)質(zhì)的PCB走線，轉(zhuǎn)彎無可防止，所以只能靠45度轉(zhuǎn)角跟圓滑轉(zhuǎn)角來將危害降低[44]。23由前述可知，差分訊號(hào)最重要的就是等長，固然蛇狀線與轉(zhuǎn)角，都會(huì)有消耗，相位差跟共模噪聲的產(chǎn)生，但倒是為了保證等長，所不得不采納的舉措。但是若以危害程度而言，蛇狀線的危害比轉(zhuǎn)角小一些，所以若空間允許，盡量用蛇狀線代替轉(zhuǎn)角，來完成等長的目的[41]。24Termination由[12]可知，數(shù)字訊號(hào)會(huì)因阻抗不般配，而產(chǎn)生Overshoot與Undershoot現(xiàn)象，致使波形失真，以及使得系統(tǒng)的NoiseMargin變小，亦即系統(tǒng)抗噪聲擾亂的能力變?nèi)?。同時(shí)也會(huì)產(chǎn)生EMI輻射，產(chǎn)生噪聲，造成擾亂，所以需作阻抗般配。25但是除了走線的阻抗控制，若要達(dá)到阻抗般配，則需進(jìn)一步仰賴般配組件的協(xié)助，有別于RF走線，會(huì)利用電感與電容來作阻抗般配[25]，高速數(shù)字訊號(hào)，主假如利用電阻來作終端般配[7,16]，以降低反射。而差分訊號(hào)的終端電阻，一般都跨接在兩信號(hào)之間，以下列圖[32]:至于終端電阻的值，一般都在90奧姆到130奧姆之間。而做完終端般配后，在時(shí)域上，其信號(hào)Undershoot與Overshoot的現(xiàn)象大為改良，而在頻域上，其噪聲成份也減少很多[12]。26EMIFilter固然關(guān)于高速數(shù)字的差分差訊分訊號(hào)，我們利用了終端電阻來作般配，但是實(shí)質(zhì)上在信號(hào)傳達(dá)過程中，其阻抗很難重新到尾保持固定，比如會(huì)因?yàn)橐鼙荛_開過過孔，而致使阻抗不連續(xù)[33]，以及過孔跟連結(jié)器，所致使致使的阻抗不連續(xù)[24]，換言之，阻抗不連續(xù)的情的況狀況無可防止，反射是必定會(huì)有，所以高速數(shù)高速數(shù)字訊號(hào)的EMI輻射擾亂，依舊很很大大，在手機(jī)中，關(guān)于射頻訊號(hào)，依舊有很大危很大危害。27比如手機(jī)常用的MDDI，或MIPI接口，有可能會(huì)透過天線，擾亂接收訊號(hào)，致使敏捷度降落，以下列圖[20]:而以時(shí)域而言，其高頻噪聲會(huì)致使波形失真[22]:所以一定進(jìn)一步透過其余手段來克制噪聲，最常有的，就是EMIFilter，接下來介紹其應(yīng)用[12]。28差分訊號(hào)的噪聲，主要有分兩種，共模與差模:29但是，因?yàn)椴罘钟嵦?hào)也是采差模形式傳達(dá)，若克制其差模噪聲，則可能會(huì)連其訊號(hào)也一并衰減，而克制共模噪聲，則對訊號(hào)幾乎不會(huì)衰減，以下列圖:此外，相較于差模噪聲，共模噪聲的擾亂更大，所以針對差分訊號(hào)，往常側(cè)重于共模噪聲的克制，所以在EMIFilter眾多種類中間，我們會(huì)用CommonModeChoke，來克制其共模噪聲，其構(gòu)成以下列圖，多數(shù)會(huì)以LC電路構(gòu)成。30以時(shí)域而言，增添了EMIFilter后，其訊號(hào)波形便潔凈很多，降低了失真度，如下列圖[22]。以頻域而言，增添了EMIFilter后，其NoiseFloor便顯然降落很多，以下列圖[22]。31而以手機(jī)而言，當(dāng)LCMOn時(shí)，會(huì)產(chǎn)生噪聲使敏捷度降落，所以能夠在其MIPI訊號(hào)上，增添CommonModeChoke，以下列圖[12,20]:32由前述知，差分訊號(hào)往常側(cè)重于共模噪聲的克制，所以在精選CommonModeChoke時(shí)，盡量精選共模噪聲衰減量大一點(diǎn)的，以下列圖[12]:下列圖黃色曲線，是原來的CommonModeChoke，能夠看到仍有一些Channel超標(biāo)，而換了一個(gè)共模噪聲衰減量較大的CommonModeChoke后，大概上整體皆有所改良，且已無任何Channel超標(biāo)，如綠色曲線。33此外，當(dāng)CameraOn時(shí)，也會(huì)產(chǎn)生噪聲使敏捷度降落，以下列圖[21]:這時(shí)可在Camera模塊的差分訊號(hào)上，擺放EMIFilter，來克制噪聲，而由下列圖也看出，擺放EMIFilter后，其敏捷度的確改良[21]。34GND由[35]可知，任何訊號(hào)都會(huì)有回流電流，整體形成一個(gè)關(guān)閉回路，以下列圖:而電流流經(jīng)關(guān)閉回路的磁場，會(huì)構(gòu)成磁通量，其磁通量與電流的比值，便構(gòu)成了電感，而電感又與感抗相關(guān)[12,36]。??????由上式可知，回路面積與感抗成正比，若回路面積越小，則感抗就越小。35而由[38-39]可知，低頻訊號(hào)的回流電流，會(huì)走最小電阻路徑。而高頻訊號(hào)的回流電流，會(huì)走最小感抗路徑，以下列圖[39]:前述已知，回路面積越小，則感抗就越小，亦即高頻訊號(hào)的回流電流，會(huì)走能夠構(gòu)成最小回路面積的路徑。所以，如上圖，固然高頻訊號(hào)的回流路徑，比低頻訊號(hào)的回流路徑來得長，但整體構(gòu)成的回路面積較小，所以我們得悉，高頻訊號(hào)的回流電流，會(huì)直接沿著原訊號(hào)路徑[38]。36而由仿真結(jié)果也證明，當(dāng)訊號(hào)為低頻時(shí)，其回流電流只集中在Load到Source這段路徑，但當(dāng)訊號(hào)為高頻時(shí)，其回流電流會(huì)合中在原路徑下方[38]。37但是由下列圖可知，其差分訊號(hào)的回流電流，亦即GNDCurrent，卻幾乎為零。那么，能否差分信號(hào)不需要GND作為回流路徑，直接以相互為回流路徑[1,5]?由[5]可知，差分線除了有對地的耦合以外，還存在互相之間的耦合，而前述可知，高頻訊號(hào)的回流電流，會(huì)走能夠構(gòu)成最小回路面積的路徑。換言之，能使差分訊號(hào)擁有最小回路面積的路徑，即是回流路徑。38以AnyLayer的十層板為例，其訊號(hào)走線與GND的距離為2.8mil，就算基層挖空，也只有5.6mil[23]。但由前述可知，表層走線若要達(dá)到100奧姆，此間距差不多要10mil，因?yàn)榕cGND的距離較近，亦即對GND的耦合，會(huì)比相互間的耦合來得強(qiáng)，這表示以GND為回流路徑的時(shí)機(jī)大得多。39而由[42]的模擬結(jié)果可知，剎不時(shí)，其回流電流都集中在差分訊號(hào)原路徑下方的GND。所以差分訊號(hào)的回流電流，的確是存在于GND，而不是相互。但是因?yàn)椴罘钟嵦?hào)在GND的回流電流，亦即下列圖的i1與i2，大小相等且方向相反，所以會(huì)相消，所以剎不時(shí)，會(huì)有回流電流都集中在差分訊號(hào)原路徑下方的GND，但穩(wěn)態(tài)時(shí)，其GNDCurrent，卻幾乎為零[4]。40[17]:因?yàn)閱味擞嵦?hào)中，所謂的正電壓或負(fù)電壓，是跟GND(電位=0)比較出來的，所以若GND的電位非恒為0，會(huì)有所謂的GNDBounce[12]，而差分訊號(hào)中，所謂的正電壓或負(fù)電壓，是相互間比較出來的，以下列圖所以關(guān)于GND的電位變化較不敏感，但如前述，因?yàn)椴罘钟嵦?hào)的回流電流，確實(shí)是存在于GND，換言之，GND關(guān)于差分訊號(hào)，仍有必定的影響。由[44]可知，當(dāng)差分訊號(hào)的GND為一完好平面時(shí)，其ReturnLoss起碼有-20dB，而InsertionLoss也不大。41但當(dāng)差分訊號(hào)的GND有一開槽時(shí)，其ReturnLoss幾乎都不到-20dB，而InsertionLoss也顯然變大很多，以下列圖[44]:由[23]可知，其差分訊號(hào)與GND的距離會(huì)影響阻抗，換言之，當(dāng)差分訊號(hào)經(jīng)過開槽時(shí)，會(huì)因?yàn)樽杩共贿B續(xù)，產(chǎn)生反射，因此ReturnLoss變差。而由[44]可知，其開槽可等效于電感，因?yàn)殡姼袝?huì)衰減高頻訊號(hào)，故當(dāng)差分訊號(hào)經(jīng)過開槽時(shí)，其能量會(huì)衰減，因此InsertionLoss變大。42由[12]可知，GNDBounce，會(huì)使輸出波形失真，以及影響邏輯運(yùn)作的正確性，從而使系統(tǒng)穩(wěn)固度變差，以下列圖:而由[42]可知，差分訊號(hào)經(jīng)過開槽時(shí)，會(huì)產(chǎn)生GNDBounce。由以上的例子可知，GND關(guān)于差分訊號(hào)，仍有必定的影響，所以一定好像單端訊號(hào)一般，GND要保持完好性。43固然差分訊號(hào)在GND的回流電流會(huì)因相消而幾乎為零，但會(huì)因Crosstalk，將能量耦合過去，在其差分訊號(hào)正下方的GND，感覺出一個(gè)方向相反，關(guān)閉回路的感覺電流[4]。而由[12]可知，若采納3WRule，可降低70%的Crosstalk，那么，能否透過拉大差分訊號(hào)與GND間的距離，來削弱感覺電流的強(qiáng)度?由前述可知，差分訊號(hào)的回流電流，的確是存在于GND，若是將差分訊號(hào)與GND間的距離拉大，這樣便等同于將差分訊號(hào)的回路面積擴(kuò)大，必然會(huì)增添EMI輻射擾亂，這類作法弊大于利[5]。而由[35]可知，EMI輻射擾亂強(qiáng)度，與回路面積相關(guān)，同時(shí)感覺電流的回路面積，亦等同于差分訊號(hào)的回路面積，所以，差分走線的長度要盡可能短，間距要盡可能小(但要切合阻抗控制)，這樣才能減少差分走線與感覺電流的回路面積[4]，換言之，應(yīng)當(dāng)是透過減少差分訊號(hào)回路面積的方式，來降低感覺電流EMI輻射擾亂的強(qiáng)度，而不是直接將差分訊號(hào)與GND間的距離拉大。44ReferencePart5–BASICDIFFERENTIALSIGNALLINGDifferentialSignaling,Ruey-BeeiWuThedifferential-signaladvantageforcommunicationssystemdesignDIFFERENTIALTRACESANDIMPEDANCEPCBlayout中的走線策略LVDS原理與應(yīng)用簡介LVDS技術(shù)原理與設(shè)計(jì)ReducingEMIwithdifferentialsignalingDesignForEMI,INTELBoardDesignGuidelinesforLVDSSystems,AlteraFieldandWaveElectromagnetics,DavidK.Cheng[12]磁珠(Bead)_電感(L)_電阻(R)_電容(C)于噪聲克制上之分析與商討,52RDLVDSReducesEMI,FAIRCHILD差分信號(hào)的介紹以及差分線在PCB設(shè)計(jì)中的應(yīng)用DifferentialSignaling,LatticeIntroductiontoIQSignal,52RDEMIcounter