功率放大器及其應用課件

第5章功率放大器及其應用實訓5推挽功率放大器的組裝與測試

(一)實訓目的(1)通過組裝測試，初步了解推挽功率放大器的組成及工作特點。(2)通過觀察功放對管的電流波形，初步認識推挽電路中兩功放管交替導通的工作過程，為后面的理論學習打下“感性認識”的基礎。(三)實訓原理

1.功率放大器的分類按照功率放大管（簡稱功放管）靜態(tài)工作點Q位置的不同，功率放大器的工作狀態(tài)可分為三類。

2.推挽功率放大器功率放大器的主要任務是向負載提供足夠大的不失真功率,同時要有較高的效率。為了輸出較大功率,功放管的工作電流、電壓的變化范圍往往很大。為了提高效率，可將放大電路做成推挽式電路，并將功放管的工作狀態(tài)設置為甲乙類，以減小交越失真（關于交越失真的含義可暫不研究，待實訓后思考），如實圖5.1所示。圖中，電路結構對稱，兩個功放管V1、V2特性一致。其工作過程為：在輸入信號的正半周，V1導通、V2截止，在輸出變壓器原邊上半個繞組中產(chǎn)生電流，耦合到副邊，在負載RL中產(chǎn)生半個周期輸出信號；在輸入信號的負半周，V2導通，V1截止，在輸出變壓器原邊下半個繞組中產(chǎn)生電流，耦合到副邊，在負載RL中產(chǎn)生另半個周期輸出信號。這樣在一個信號周期內(nèi)，V1、V2“一推一挽”，輪流工作，便在負載上輸出一個完整的信號波形。這個工作過程在實訓中要重點體會。

(四)實訓內(nèi)容

1.調(diào)整靜態(tài)工作點(1)將直流毫安表接入電路。調(diào)節(jié)電位器RP，使兩管的集電極電流（即毫安表的讀數(shù)）為3mA左右。(2)將f=1kHz的正弦電壓信號接到輸入變壓器原邊，用示波器觀察負載兩端的輸出電壓波形。逐漸加大輸入信號幅度，直到負載上輸出波形剛好不失真為止。用毫伏表測出此時負載的端電壓有效值Uo，并讀取直流毫安表的指示IC。

2.觀察放大器的輸出波形及兩功放管的電流波形逐漸加大輸入信號電壓，直到輸出電壓波形剛好不失真為止，觀察并描出負載兩端不失真的最大輸出電壓波形。再觀察此時Re1及Re2上的電壓波形，由此描出兩個管子的iC波形。觀察時注意比較兩管的電流峰值是否相等，電流相位之間有何關系。將輸入變壓器中心抽頭B點接地，觀察并描出輸出電壓波形（此時波形有交越失真）。

(五)實訓報告(1)整理數(shù)據(jù)。用式分別計算放大器的最大輸出功率Pom、電源供給的功率PU及效率η。(2)繪出所觀察的波形圖。(3)根據(jù)波形圖,簡述兩個功放管交替工作、在負載上完成波形合成的工作過程。(4)參考輸入變壓器中心抽頭B點接地時的輸出電壓波形圖,試推測產(chǎn)生交越失真的原因。

(六)思考題

5.1.1功率放大器的特點1.輸出功率足夠大為獲得足夠大的輸出功率，功放管的電壓和電流變化范圍應很大。

2.效率要高功率放大器的效率是指負載上得到的信號功率與電源供給的直流功率之比。

3.非線性失真要小功率放大器是在大信號狀態(tài)下工作，電壓、電流擺動幅度很大，極易超出管子特性曲線的線性范圍而進入非線性區(qū)，造成輸出波形的非線性失真，因此，功率放大器比小信號的電壓放大器的非線性失真問題嚴重。

5.1.2功率放大器的分類功率放大器通常是根據(jù)功放管工作點選擇的不同來進行分類的，分為甲類放大、乙類放大和甲乙類放大等形式。當靜態(tài)工作點Q設在負載線線性段的中點、在整個信號周期內(nèi)都有電流iC通過時，稱為甲類放大狀態(tài)，其波形如圖5.1.1(a)所示。若將靜態(tài)工作點Q設在截止點，則iC僅在半個信號周期內(nèi)通過，其輸出波形被削掉一半，如圖5.1.1(b)所示，稱為乙類放大狀態(tài)。若將靜態(tài)工作點設在線性區(qū)的下部靠近截止點處，則其iC的流通時間為多半個信號周期，輸出波形被削掉少一半，如圖5.1.1(c)所示，稱為甲乙類放大狀態(tài)。5.2變壓器耦合功率放大器

5.2.1單管功率放大器圖5.2.1(a)所示為變壓器耦合單管功率放大器的典型電路。它的輸入端和前級之間用一個輸入變壓器耦合，而輸出端和負載之間用一個輸出變壓器耦合。變壓器既起隔直流、通交流的作用，又起阻抗變換的作用。利用輸出變壓器耦合進行阻抗變換，將接在變壓器副邊的負載電阻RL變換（折算）到變壓器原邊，可得出其等效交流電阻R′L為式中，k=N1/N2

為變壓器的變比。由此式可知，只要適當選擇輸出變壓器的變比，就可以得到合適的R′L阻值，從而在負載上獲得較大的輸出功率。常用的一些負載如揚聲器、電動機、電磁繼電器等線圈的電阻僅為幾歐至十幾歐，若將其不經(jīng)變換而直接接入集電極電路，是不能得到足夠功率的，因而一般須進行阻抗變換。例5.2.1設圖5.2.1（a）中負載RL為8Ω的揚聲器，集電極電流交流分量的有效值Ic=10mA，輸出功率Po=20mW。試求輸出變壓器的變比。若揚聲器直接接入集電極電路中，可得到多大功率？若揚聲器直接接入集電極電路中，得到的功率為

Po=

可見，揚聲器直接接入集電極，由于其本身阻抗太小，其獲得的功率很小。圖5.2.1（a）中，輸入變壓器的作用也是耦合和阻抗變換，而電容Cb、Ce為交流旁路電容。下面對電路的輸出功率及效率進行分析估算。

1.最大不失真輸出功率Pom

功放電路的最大不失真輸出功率，是指在正弦信號輸入下，失真不超過額定要求時，電路輸出的最大信號功率，用放大電路的最大輸出電壓有效值和最大輸出電流有效值的乘積來表示，或用最大輸出電壓幅值和最大輸出電流幅值乘積的一半來表示靜態(tài)時，考慮到輸出變壓器原邊的電阻很小，發(fā)射極電阻Re也很小，均可忽略，則晶體管的直流負載線應是一條與橫軸交于UCE=UCC點、幾乎與橫軸垂直的直線，如圖5.2.1(b)所示。靜態(tài)工作點Q的位置以輸出功率的要求而定，可以通過調(diào)整Rb1、Rb2的分壓比來改變偏流IBQ，從而定出ICQ及UCEQ。為了獲得盡可能大的輸出功率，可將Q點提高到靠近PCM（集電極最大允許耗散功率）線附近。動態(tài)時，交流等效電阻為R′L(RL），故交流負載線是一條通過靜態(tài)工作點Q、斜率為-1/R′L的直線，其斜率取值多少應以輸出功率既最大又不失真為最佳，此時的R′L稱為最佳負載電阻。為此，其靜態(tài)工作點的位置必須處于交流負載線的中點，即工作于甲類放大狀態(tài)。只有這樣，輸出電壓、電流才能在線性放大區(qū)有最大振幅，才能輸出最大不失真功率。理想情況下，略管子的飽和壓降UCES、穿透電流ICEO

并使管子盡限運用時，其最大集電極—發(fā)射極交流電壓幅值UCEM約等于UCC，其最大集電極交流電流幅值ICM約等于ICQ，交流負載線是與橫軸交于2UCC、與縱軸交于2ICQ

的斜線，如圖5.2.1(b)所示此時的輸出功率最大。在這樣條件下，根據(jù)交流負載線的斜率可得出交流等效電阻

R′L=在圖5.2.1（b）中，最大輸出電壓有效值為UCEM=，最大輸出電流有效值為ICM/，故其最大不失真輸出功率為這就是變壓器耦合甲類功率放大器的最大不失真輸出功率Pom的表達式，顯然，Pom為圖中三角形ABQ的面積。

2.效率η

前已指出，功率放大器的效率是指負載得到的信號功率Po和電源供給的功率PU之比，即式中，PU為直流電源提供的功率，為由式(5.2.5)可知，功率放大器工作在甲類狀態(tài)時，其電源供給的功率PU與輸出信號電流iC無關，僅與電源電壓UCC及靜態(tài)電流ICQ有關。也就是說，無論有無信號輸入輸出，電源供給的功率是固定不變的。由此也可得出，這類功放電路的輸出功率越大，電路的效率就越高。當電路輸出最大不失真功率時，效率最高，其值為

η-m=

此式說明，甲類功率放大器的最高效率為50%。應該說明，這個數(shù)值只是個理想效率。在實際電路中，由于存在變壓器損耗、管子飽和壓降及Re上壓降等原因，實際效率還要低些。比如，設變壓器的效率為ηT（小型變壓器的ηT一般為0.75~0.85），則放大器最大輸出功率時的總效率應為

η′m=ηmηT(5.2.7)

3.

管耗PT

功放電路的管耗PT主要是功放管消耗的功率，發(fā)生在集電結上，是集電極耗散功率。PT可由下式求出：PT=

式中,uCE、iC為總瞬時值，即

uCEQ=UCEQ-Ucemsinωt

iC=ICQ+Icmsinωt

在圖5.2.1所示放大器中，UCEQ=UCC，故

PT=UCCICQ-Po

此式說明，當未加輸入信號時，輸出功率Po=0，管耗最大，為UCCICQ，電源給出的功率全部損耗在管子上。而當加入信號時，輸出功率Po≠0，管耗減小，所減小的部分正是輸出的信號功率Po。當輸出最大功率時，管耗則最小。

5.2.2推挽功率放大器對于前述單管功率放大器，當其工作于甲類狀態(tài)時，即使是最理想情況，其效率也只有50%。這個數(shù)值在以功率輸出為主的功放電路中是不理想的。在甲類放大電路中，靜態(tài)電流ICQ是造成管耗高、效率低的主要原因。降低靜態(tài)電流，使管子工作于乙類狀態(tài)，可以減少管耗、提高效率，但這樣會使輸出波形被削掉一半，出現(xiàn)嚴重失真。若采用工作于乙類或甲乙類的推挽功率放大器，既可提高放大電路的效率，同時又能減少信號的波形失真。下面就來討論這種電路。圖5.2.2是一個典型的推挽功率放大電路。兩只晶體管V1和V2型號相同，參數(shù)一致。輸入變壓器T1副邊設有中心抽頭，以保證輸入信號對稱地輸入，使V1

和V2

兩管的基極信號大小相等、相位相反。輸出變壓器T2

的原邊亦設有中心抽頭，以分別將V1和V2的集電極電流耦合到T2的副邊，向負載輸出功率。圖中，兩個功放管V1、V2

工作在甲乙類放大狀態(tài)，靜態(tài)工作點靠近截止區(qū)，因而靜態(tài)電流IC1、IC2很小，可近似為零。當有正弦信號ui輸入時，通過輸入變壓器T1

的耦合，在T1的副邊感應出大小相等、極性相反（對中心抽頭而言）的信號，分別加在V1與V2的輸入回路中。比如，在ui的正半周，設A點電位高于B點電位，即uAO>0、uBO<0，于是V1工作、V2截止；在ui的負半周，B點電位高于A點電位，即uAO<0、uBO>0，于是V2工作、V1截止。這樣，在一個信號周期內(nèi)，兩個管子輪流導通、交替工作，兩管集電極電流iC1、iC2按相反方向交替流過輸出變壓器原邊的上、下半個繞組，并經(jīng)副邊輪流向負載輸出。由于電路對稱，iC1與iC2大小相等、流向相反，它們在副邊回路中輪流產(chǎn)生正、負半個周期的正弦信號，這樣，在負載上就可得到一個完整的正弦波信號。其各主要電壓和電流波形見圖5.2.3。這里需要說明，上述推挽功率放大器的工作狀態(tài)之所以設為甲乙類而不是乙類，其目的是為了減少“交越失真”。若設置為乙類狀態(tài)，由于兩管的靜態(tài)工作點取在晶體管輸入特性曲線的截止點上，因而沒有基極偏流。這時由于管子輸入特性曲線有一段死區(qū)，而且死區(qū)附近非線性又比較嚴重，因而在有信號輸入、引起兩管交替工作時，在交替點的前后便會出現(xiàn)一段兩管電流均為零或非線性嚴重的波形；對應地，在負載上便產(chǎn)生了如圖5.2.4(a)所示的交越失真。將工作狀態(tài)設置為甲乙類（如圖5.2.2所示）便可大大減少交越失真。這時，由于兩管的工作點稍高于截止點，因而均有一很小的靜態(tài)工作電流ICQ。這樣，便可克服管子的死區(qū)電壓，使兩管交替工作處的負載中電流能按正弦規(guī)律變化，從而克服了交越失真，波形如圖5.2.4（b）所示。由于ICQ1與ICQ2大小相等，它們在輸出變壓器原邊中的流向相反，因而不會在鐵芯中產(chǎn)生直流磁勢，工作時不致產(chǎn)生飽和現(xiàn)象。另外，圖5.2.2中，電阻Rb1、Rb2、Re的數(shù)值均比電壓放大器取的小得多。Rb1一般為幾千歐，Rb2約為幾十歐至幾百歐，Re是穩(wěn)定工作點用的，約為幾歐至十幾歐。

2.輸出功率、效率及管耗估算1）最大不失真輸出功率Pom

為了簡化討論，可以忽略功放管的靜態(tài)電流，即將功放管的工作狀態(tài)按乙類電路考慮。同時，由于推挽電路兩管完全對稱，在作定量分析時，只要分析一個管子的情況就行了。每個管子都是半周導通、半周截止。每管導通那半周的工作情況和單管變壓器耦合電路的工作情況相同。忽略飽和壓降UCES及穿透電流ICEO，則一個推挽管的工作波形如圖5.2.5所示。由圖5.2.5可求出最大輸出功率為其中,R′L是單管集電極回路等效負載電阻。設輸出變壓器原邊匝數(shù)為2N1，副邊匝數(shù)為N2，k=N1/N2，則R′L=2）效率η

為了計算效率，先求電源供給的功率PU,由此式可以看出，推挽功率放大器中電源給出的功率與輸出信號電流的幅值Icm

成正比。當電路輸出最大功率Pom時，Ucem=UCEM=UCC，Icm=ICM，電源給出最大功率PUm={2UCCICM/π}，則此時效率為

ηm=

與單管（甲類）功率放大器的最高效率50%相比，推挽功率放大器的效率提高了很多。當然，考慮到變壓器損耗、飽和壓降、Re上壓降等因素，推挽功率放大器的實際效率還要低。比如，設輸出變壓器效率為ηT，則最大輸出功率時的總效率應為

η′m=ηmηT3)管耗PV

電源提供的功率PU中，一部分轉換為放大器的輸出信號功率Po，另一部分則為管耗PV，消耗在管子內(nèi)部變?yōu)闊崮埽碢V=PU-Po。由于電源供給功率與輸出信號功率都隨信號而變，故可用求極值的方法求出可能出現(xiàn)的最大管耗，并應按它來選擇管子的最大允許耗散功率。由即每只管子的管耗PVm1、PVm2為總管耗PVm的一半，則

PVm1=PVm2≈0.2Pom。所選功放管的集電極最大允許耗散功率PCM應大于這個值，并留有一定的余量。綜上所述，變壓器耦合功率放大器可以較好地解決負載與放大器輸出級的阻抗匹配問題。單管甲類功放電路效率低，適用于小功率輸出，或作為大功率放大器的推動級。乙類（或甲乙類）推挽電路效率較高，可用于較大功率輸出。但是，由于變壓器體積大、有損耗、頻率特性差、不易集成化等，使得變壓器耦合功率放大器難以進一步提高質量。因此，采用無輸出變壓器功率放大器已成為近年來功率放大器發(fā)展的一個方向。5.3互補對稱功率放大器

5.3.1乙類基本互補對稱功率放大器

1.電路原理基本的互補對稱功率放大器電路如圖5.3.1所示。圖中V1、V2是兩個特性一致的NPN型和PNP型三極管。兩管基極連接輸入信號，發(fā)射極連接負載RL。兩管均工作在乙類狀態(tài)。這個電路可以看成是由兩個工作于乙類狀態(tài)的射極輸出器所組成。無信號時，因V1、V2特性一致及電路對稱，因而發(fā)射極電壓UE=0，RL中無靜態(tài)電流。又由于管子工作于乙類狀態(tài)，IBQ=0，ICQ=0，故電路中無靜態(tài)損耗。有正弦信號ui輸入時，兩管輪流工作。正半周時，V1因發(fā)射結正偏而導通，在負載RL上輸出電流ic2，如圖中實線所示，V2

因發(fā)射結反偏而截止。同理，在負半周時，V2因發(fā)射結正偏而導通，在負載RL上輸出電流ic2，如圖中虛線所示，V1

因發(fā)射結反偏而截止。這樣，在信號ui的一個周期內(nèi)，電流ic1和ic2以正、反兩個不同的方向交替流過負載電阻RL，在RL上合成為一個完整的略有點交越失真的正弦波信號。由此可見，在輸入電壓作用下，互補對稱電路利用了兩個不同類型晶體管發(fā)射結偏置的極性正好相反的特點，自行完成了反相作用，使兩管交替導通和截止。此外，互補對稱電路聯(lián)成射極輸出方式，具有輸入電阻高、輸出電阻低的特點，低阻負載可以直接接在放大電路的輸出端。

2.最大輸出功率、效率及管耗估算上述乙類互補對稱電路的工作情況與變壓器耦合乙類推挽電路的工作情況是相對應的，所不同的只是前者負載直接接在了發(fā)射極，而后者是經(jīng)變壓器變換后折算到功放管的輸出回路中。因此，在忽略功放管的UCES和ICEO的理想情況下，其單管工作波形仍可用圖5.2.5描述，最大輸出功率則可將式(5.2.9)中的R′L改為RL后使用,即直流電源給出的功率可按式(5.2.11)估算，即在放大器輸出最大功率時，忽略管子飽和壓降，Icm=ICM=UCC/RL，電源給出最大功率，為電路在最大輸出功率時的效率為結果與式（5.2.12）完全相同。最大管耗與最大輸出功率之間也滿足式(5.2.15)的關系。即例5.3.1在圖5.3.1所示乙類互補對稱功放電路中，設UCC=12V，RL=8Ω，{試求：}(1)當輸入信號足夠大，使集電極電壓能夠充分運用時的Pom、PUm、ηm、PV；(2)當輸入信號電壓有效值為4V時的Po、PU、η、PV;(3)若三極管飽和壓降UCES=1V，不可忽略，再計算（1）問中各量。解（1）輸入信號足夠大時，忽略管子飽和壓降，輸出電壓幅值約等于電源電壓，可輸出最大功率。由式（5.3.1）最大輸出功率為

Pom=此時的效率為雙管總管耗為

PV=PUm-Pom=11.5-9=2.5W(2）若輸入電壓有效值為4V，即其幅值為Uim

考慮到射極輸出器的輸出電壓近似等于輸入電壓，故Uom≈Uim=5.7V，輸出功率為效率為

5.3.2單電源互補對稱功率放大器圖5.3.1所示互補對稱功率放大器中需要正、負兩個電源。但在實際電路中，如收音機、擴音機中，為了簡化，常采用單電源供電。為此，可采用圖5.3.2所示單電源供電的互補對稱功率放大器。這種形式的電路無輸出變壓器，而有輸出耦合電容，簡稱為OTL電路（英文OutputTransformerless的縮寫，意即無輸出變壓器）。而圖5.3.1所示電路簡稱為OCL電路（英文OutputCapacitorless的縮寫，意即無輸出電容）。圖5.3.2電路中，管子工作于乙類狀態(tài)。靜態(tài)時因電路對稱，兩管發(fā)射極e點電位為電源電壓的一半UCC/2，負載中沒有電流。動態(tài)時，在輸入信號正半周，V1導通，V2截止，V1

以射極輸出的方式向負載RL提供電流iO=iC1，使負載RL上得到正半周輸出電壓，同時對電容C充電。在輸入信號負半周，V1截止，V2導通，電容C通過V２、RL放電，V２也以射極輸出的方式向RL提供電流iO=iC2，在負載RL上得到負半周輸出電壓。電容器C在這時起到負電源的作用。為了使輸出波形對稱，即iC1與iC2大小相等，必須保持C上電壓恒為UCC/2不變，也就是C在放電過程中其端電壓不能下降過多，因此，C的容量必須足夠大。

由上述分析可知，單電源互補對稱電路的工作原理與正、負雙電源互補對稱電路的工作原理相似，不同之處只是輸出電壓幅度由UCC降為UCC/2，因而前面（5.3.1）至（5.3.4）各式中，只要將UCC改為UCC/2，就可用于單電源互補對稱功率放大器。

5.3.3甲乙類互補對稱功率放大器與變壓器耦合的乙類推挽功率放大器一樣，乙類互補對稱功率放大器也存在晶體管輸入特性死區(qū)電壓引起的交越失真，因而也需要給功放管加上偏置電流，即使其工作于甲乙類放大狀態(tài)，以此來克服交越失真。圖5.3.3為常見的幾種甲乙類互補對稱功率放大器。（a）圖為OCL電路，(b)圖為OTL電路。在（a）、（b）兩圖中，V3為推動級，V3的集電極電路中接有兩個二極管VD1和VD2，利用V3集電極電流在VD1、VD2的正向壓降給兩個功放管V1、V2提供基極偏置，從而克服交越失真。

態(tài)時，因V1、V2兩管電路對稱，兩管靜態(tài)電流相等，負載上無靜態(tài)電流，輸出電壓Uo=0。當有交流信號輸入時，VD1和VD2

的交流電阻很小，可視為短路，從而保證了V1和V2兩管基極輸入信號幅度基本相等。由于二極管正向壓降具有負溫度系數(shù)，因而這種偏置電路具有溫度穩(wěn)定作用，可以自動穩(wěn)定輸出級功放管的靜態(tài)電流。圖5.3.3(c)是另一種常見的為互補對稱功率放大器設置靜態(tài)工作點的電路，稱為“UBE擴大電路”。由圖可知，當IB4《IR1=IR2時，有所以，兩功放管基極之間電壓為可見，調(diào)節(jié)電阻R2就可調(diào)節(jié)兩功放管基極間電壓，從而方便地調(diào)節(jié)兩功放管的靜態(tài)電流。同樣，由于UBE4的負溫度系數(shù)，也使電路具有穩(wěn)定靜態(tài)電流的作用。由于甲乙類功率放大器的靜態(tài)電流一般很小，與乙類工作狀態(tài)很接近，因而甲乙類互補對稱功率放大器的最大輸出功率、效率以及管耗等量的估算均可按乙類電路有關公式進行。

5.3.4復合管互補對稱功率放大器在上述互補對稱電路中，若要求輸出較大功率，則要求功放管采用中功率或大功率管。這就產(chǎn)生了如下問題。一是大功率的PNP和NPN兩種類型管子之間難以作到特性一致；二是輸出大功率時功放管的峰值電流很大，而功放管的β不會很大，因而要求其前置級有較大推動電流，這對于前級是電壓放大器的情況是難以作到的。為了解決上述問題，可采用復合管互補對稱電路，如圖5.3.4所示。由第1章的學習可知，復合管的類型及電極均由第一只晶體管決定，復合管的電流放大系數(shù)為兩管電流放大系數(shù)的乘積。因而，采用復合管作為功放管，既可降低前級推動電流，又可容易用同類型大功率管組成配對的NPN和PNP管。圖5.3.4（a）中為同類型管組成的復合管，它可降低對前級推動電流的要求。不過，其直接向負載RL提供電流的兩個末級對管V3、V4的類型仍然不同，大功率情況下兩者很難選配到完全對稱。圖5.3.4（b）則與之不同，其兩個末級對管是同一類型的(圖中均為NPN型)，因而比較容易配對。這種電路又稱為準互補對稱電路。電路中Re1、Re1的作用是使V3和V4能有一個合適的工作點。

5.3.5集成功率放大器近些年來，隨著集成技術的發(fā)展，集成功率放大器產(chǎn)品越來越多。由于集成功放成本不高、使用方便，因而被廣泛應用在收音機、錄音機、電視機及直流伺服系統(tǒng)中的功率放大部分。這里只介紹常用的5G37與LM386集成功率放大器。

1.單片音頻功率放大器5G375G37是一塊集成音頻功率放大器，其最大不失真輸出功率為2~3W，可作為收音機、錄音機、電唱機的功率放大器，也可用于電視機的幀輸出電路，應用非常廣泛。其內(nèi)部電路如圖5.3.5所示。圖中，V1、V2互補組成PNP型復合管，構成整個放大器的前置級（也是輸入級）；V3、V4組成NPN型復合管，構成放大器的激勵級；V8、V9、V10、V11、V12構成準互補推挽輸出級。V5、V6、V7是為消除小信號交越失真而設的二極管偏置電路。圖5.3.6為5G37的典型應用電路。2腳為信號輸入端，經(jīng)耦合電容C1輸入信號。7腳接正電源。電阻R′1、R′2的作用是決定中點電位，調(diào)節(jié)R′1,可使加到兩個推挽管上的集電極與發(fā)射極之間電壓相等，亦即使6腳的直流電位值等于UCC/2。負載RL一端經(jīng)耦合電容C5接6腳，另一端接正電源。

C′3

為消振電容，用來防止高頻自激。R′3、C′2支路與片內(nèi)