高頻電子線路Class18課件

高頻電子線路王軍wangjun@汕頭大學電子工程系（3）場效應管混頻器

場效應管工作頻率高、動態(tài)范圍大、噪音低、單向性好、有近似平方關(guān)系的伏安特性。因此，場效應管混頻器在性能上優(yōu)于晶體管混頻器?！鴪鲂芑祛l器實際線路圖6―66場效應管混頻器的實際線路(a)阻抗匹配網(wǎng)絡。L3、C5對本振諧振阻抗匹配網(wǎng)絡。同柵注入圖6―66場效應管混頻器的實際線路(b)阻抗匹配網(wǎng)絡。L3、C5對本振諧振阻抗匹配網(wǎng)絡。圖6―67場效應管平衡混頻器電路

L、C1、C2Π型濾波器信號反相加入，本振同相加入▲場效應管平衡混頻器為了減小由于場效應管的非理想平方特性而產(chǎn)生的其他頻率分量，還可以用場效應管構(gòu)成平衡混頻器。如圖6-67。

在圖6-67的平衡混頻電路中，加在兩管柵極的交流電壓分別為：

uGS1=us+uLuGS2=uL-us

兩管的漏極交流電流分別為

iD1=a(us+uL)+b(us+uL)2

iD2=a(uL-us)+b(uL-us)2

流過變壓器T2的交流電流為

iD=iD1-iD2=2aus+4busuL可見，平衡混頻后，只剩下基頻、差頻與和頻分量?！鴪鲂墉h(huán)形混頻器

場效應管做開關(guān)時，也可以構(gòu)成環(huán)行混頻器。如圖6-68。圖6―68場效應管環(huán)形混頻器V1、V3和V2、V4是兩對開關(guān)，受本振控制。因此，相當于兩個平衡電路。該電路具有：本振功率小、變頻損耗小、動態(tài)范圍大、對稱性好、便于集成等優(yōu)點。三態(tài)門、模擬開關(guān)等6.4混頻器的干擾由于電路的非線性以及選擇性等原因，混頻器將產(chǎn)生額外的一些也接近中頻的信號，因而對有用信號形成干擾?；祛l器的主要干擾有以下幾類?！裼烧５男盘柡捅菊竦慕M合頻率產(chǎn)生接近中頻的干擾，即干擾哨聲?！裰苯訌耐饷孢M入混頻器的干擾,即外來干擾與本地振蕩信號組合形成的中頻信號，叫副波道干擾?！裢鈦砀蓴_的互相調(diào)制?！裢鈦砀蓴_與信號的交叉調(diào)制?！褡枞偷挂谆祛l。6.4.1信號與本振的自身組合干擾對混頻器而言,作用于非線性器件的兩個信號為輸入信號us(fc)和本振電壓uL(fL),則非線性器件產(chǎn)生的組合頻率分量為：(6-102)(6-103)

式中,p、q為正整數(shù)或零。當有用中頻為差頻時,即fI=fL-fc或fI=fc-fL,則可能形成干擾的組合頻率為：

這個組合干擾頻率也會通過后面的中頻放大器，然后和有用中頻差拍檢波，形成干擾哨聲。能產(chǎn)生中頻組合分量的信號頻率、本振頻率與中頻頻率之間存在著下列關(guān)系:當取fL-fc=fI時,上式變?yōu)椋寒斎C-fL=fI時,則為：(6-105)(6-104)(6-106)

fc／fI稱為變頻比?？梢姡煌淖冾l比時，存在的干擾點也不同，但嚴重的干擾還是那些p和q都比較小的低階干擾，因為p、q越大其對應分量的幅度也小(Why?)。

表6―1是fc／fI

與p、q的關(guān)系表。編號1234567891011121314151617181920p01121231234123412312q12334445555666677788fc/fI12132/33/241/21252/53/44/35/21/33/512/71/2表6―1fc／fI與p、q的關(guān)系表例如：調(diào)幅廣播收音機的中頻范圍465kHz，某電臺發(fā)射頻率為fc=931kHz，接收機本振頻率為fL=931+465=1396kHz。則干擾為：3階(編號2)和8階(編號10)干擾。這時2fC-fL=1862-1396=466,會產(chǎn)生1kHz的干擾捎聲。(若考慮邊頻呢？)

可以看出：干擾哨聲是有用信號本身與本振混頻后的組合頻率接近中頻產(chǎn)生的，因此與外來干擾無關(guān)，不能靠提高前端電路的選擇性加以抑制。要濾除這種干擾就要濾除有用信號★抑制干擾哨聲的方法（1）正確選擇中頻數(shù)值，減少干擾點，排除低階干擾。例如一個短波收音機，波段范圍為2~30MHz。選fI=1.5MHz時,變頻比為1.33~20,則干擾點為：2、4、6、7、10、11、14、15

選fI=0.5MHz時,變頻比為4~60,則干擾點為：7、11

選fI=70MHz時,變頻比為0.029~0.43,則干擾點為：12、16、19抑制鏡像干擾能力下降！可以降低干擾哨聲和抑制鏡像干擾，但給濾波帶來了問題，如何濾波呢？聲表面波濾波器等集中濾波器濾波(有什么好處？)(2)正確選擇混頻器的工作狀態(tài)，減少組合頻率分量或使組合頻率分量的幅度減小。(3)采用合理的電路形式，減少組合頻率分量或使組合頻率分量的幅度減小。二次方以上非線性項引起干擾6.4.2外來干擾與本振的組合干擾這種干擾是指外來干擾與本振信號由于混頻器的非線性而形成的假中頻。這種干擾也叫副波道干擾或寄生通道干擾。設干擾電壓為uJ(t)=UJcosωJt,頻率為fJ。接收機在接收有用信號時,某些無關(guān)電臺也可能被同時收到,表現(xiàn)為串臺,還可能夾雜著哨叫聲,在這種情況下,混頻器的輸入、輸出和本振的示意圖見圖6―69。圖6―69外來干擾的示意圖外來干擾(1)某個電臺停止發(fā)射信號后，仍然能聽到另外某個臺的信號（副波道干擾）;(2)某個電臺停止發(fā)射信號后，另外一個電臺聲音消失（交叉調(diào)制干擾）；

如果干擾頻率fJ滿足式(6―104),即：

就能形成干擾。因fL由所接收的信號頻率決定,用fL=fc+fI或fL=fc-fI

代入上式,可得：(6-107)1.中頻干擾當p=0,q=1時，fJ=fI

，顯然這是中頻干擾，為一階。如果接收機前端電路的選擇性不夠好,干擾電壓將漏到混頻器的輸入端,混頻器對這種干擾相當于一級(中頻)放大器,放大器的跨導為gm(t)中的gm0,從而將干擾放大,并順利地通過其后各級電路,就會在輸出端形成干擾。

圖6―70抑制中頻干擾的措施(a)提高選擇性(b)加中頻陷波電路★抑制中頻干擾的措施（1）提高前端電路的選擇性（2）采用高中頻，使中頻干擾頻率遠離信號頻率fC。（3）加中頻陷波器，如圖-70。中頻陷波器整體的幅頻特性是什么樣的?2．鏡像干擾當p=1，q=1時，外來干擾頻率fJ=fL+fI,這個干擾頻率與信號頻率fC相對本振頻率成鏡象關(guān)系，因此叫鏡象干擾，2階干擾。這個干擾信號uJ一旦進入混頻器，也與uL混頻，在混頻器輸出端會產(chǎn)生差頻fJ-fL=fI,從而接收機能聽到干擾電臺的聲音。fJ、fL及fI的關(guān)系如圖6―75所示。圖6―75鏡像干擾的頻率關(guān)系fJ、fC互為鏡像關(guān)系★抑制鏡像干擾的措施(最好是兩種措施同時采用)（1）提高前端電路的選擇性（2）采用高中頻，使干擾頻率遠離信號頻率fC。(為的是更容易地濾波)3．組合副波道干擾這里,只觀察p=q時的部分干擾。此時,式(6―107)變?yōu)椋?/p>

圖6-72畫出了p=q=2，3，4時干擾頻率的分布。(6-108)圖6―72組合副波道干擾的頻率分布★抑制組合副波道干擾的措施（1）提高前端電路的選擇性（2）采用高中頻，使干擾頻率遠離信號頻率fC。fIfI提高fI，提高了該間距，相當于提高了濾波器允許的通帶寬度，從而降低了對濾波器的要求，或相同的濾波器可以達到更好的效果6.4.3交叉調(diào)制干擾(交調(diào)干擾)

當干擾信號進入混頻器時，它和有用信號就會形成交叉調(diào)制，產(chǎn)生干擾。

現(xiàn)象是當收聽信號臺時，可同時收聽到有用信號和干擾信號的聲音。但一旦有用信號消失后，干擾信號也隨之消失。其本質(zhì)是干擾信號的包絡轉(zhuǎn)移到了有用信號的載波上，然后和本振混頻，產(chǎn)生中頻，而形成干擾。因此，信號頻率和干擾頻率間沒有固定的關(guān)系。設干擾和有用信號同時進入混頻器，且：設：為另外一個電臺信號，并假設為AM信號由非線性器件的i=f(t)展開成泰勒級數(shù)為：

因為中頻信號的組合頻率系數(shù)之和為2。所以只有偶次方項才能產(chǎn)生中頻信號，且：注：相連乘積項可產(chǎn)生中頻合并后，得到能產(chǎn)生中頻的各項為：

可以看出，式中前3項是有用信號產(chǎn)生的，第4項和干擾有關(guān)，因此：因此，由干擾信號產(chǎn)生的交調(diào)干擾為：中頻輸出信號在原有的中頻信號基礎上疊加了一個受干擾信號影響的中頻信號形成后面所說的“包絡失真”由此概括出來：（1）交調(diào)干擾實際上是通過非線性作用，將干擾信號的調(diào)制信號解調(diào)出來后再調(diào)制到有用信號載頻上。（2）交叉調(diào)制是由泰勒多項式中的4次以上偶次方產(chǎn)生的。（3）有用信號消失，US=0，交調(diào)干擾也消失。（4）交調(diào)干擾幅度與干擾電壓的幅度平方成正比。（5）交調(diào)干擾和有用信號間沒必然聯(lián)系（頻率之間沒有固定關(guān)系），只要足夠強便可產(chǎn)生。因此增益越高，干擾越嚴重。（6）干擾和本振及信號幅度成正比，有用信號強，干擾也增大。（7）高頻放大器也可能產(chǎn)生交調(diào)干擾，但由于沒有本振信號，故是由3次方產(chǎn)生的。因此習慣上稱為三階交調(diào)。圖6-73是交調(diào)干擾的頻率變換過程。

圖6―73交調(diào)干擾的頻率變換★抑制交調(diào)干擾的措施（1）提高前端電路的選擇性（僅對fJ和fc離得比較遠時可行）（2）正確選擇混頻器的工作狀態(tài)、采用的器件與合理的電路形式減少組合頻率分量或使組合頻率分量的幅度減小。6.4.4互調(diào)干擾當兩個或兩個以上干擾信號進入混頻器后，經(jīng)混頻器的非線性產(chǎn)生接近中頻的組合分量而產(chǎn)生的干擾。設：

則可能的組合頻率為：顯然，最嚴重的干擾是p=1,q=0時產(chǎn)生的互調(diào)干擾如果滿足條件則和本振信號混頻后有：只能產(chǎn)生3階、5階、7階等互調(diào)干擾（很容易證明r+s必須是奇數(shù)階的），尤以3階最為嚴重，即：r=2,s=1,或r=1,s=2。(6-109)

上式表明，當兩個干擾信號頻率都接近有用信號頻率，且都大于或都小于有用信號頻率時，并三者距離相等，就可形成三階互調(diào)干擾因此互調(diào)干擾為：由前面的分析，可以得到，3階互調(diào)必然由泰勒式中的4次方產(chǎn)生。而且由4次方中的以下兩項產(chǎn)生。由此可以總結(jié)出：（1）互調(diào)干擾是由多個接近信號頻率的干擾信號進入混頻器后，互相調(diào)制產(chǎn)生接近有用信號頻率后再與本振信號混頻產(chǎn)生的。（2）互調(diào)干擾是由泰勒多項式中的4次以上偶次方產(chǎn)生的。（3）互調(diào)干擾幅度與干擾電壓的幅度平方和本振信號振幅成正比。（4）互調(diào)干擾和有用信號無關(guān)，只要足夠強便可產(chǎn)生。因此增益越高，干擾越嚴重。（5）高頻放大器也可能產(chǎn)生互調(diào)干擾，但由于沒有本振信號，故是由3次方產(chǎn)生的。因此習慣上稱為三階交調(diào)。圖6-74是互調(diào)干擾的示意圖。

圖6―74互調(diào)干擾的示意圖干擾信號1被干擾信號2的某倍頻頻譜搬移到fc附近，然后這個搬移后的信號又被fL搬移到中頻，形成干擾★抑制互調(diào)干擾的措施（1）提高前端電路的選擇性（2）正確選擇混頻器的工作狀態(tài)、采用的器件與合理的電路形式減少組合頻率分量或使組合頻率分量的幅度減小。（3）本振信號幅度不要過大。6.4.5包絡失真和阻塞干擾

與混頻器非線性有關(guān)的另外兩個現(xiàn)象是包絡失真和阻塞干擾。1.包絡失真包絡失真是指由于混頻器的“非線性”,使的輸出中頻信號包絡與輸入信號包絡不成正比。當輸入信號為一振幅調(diào)制信號時(如AM信號),混頻器輸出包絡中出現(xiàn)新的頻率分量。因為：當輸入AM信號時?？梢娪纱藥淼闹蓄l分量為：(6-136)(6-135)

從上式發(fā)現(xiàn)，除了Ω基頻外，還出現(xiàn)了2Ω、3Ω諧波分量，使信號產(chǎn)生失真。包絡反映在邊帶上，現(xiàn)在邊帶變化了，從而包絡的形狀也將發(fā)生改變2.阻塞當有強干擾進入混頻器后，使的晶體管的跨導下降，或可能完全進入進入飽和或截止區(qū)，這樣就造成了混頻器的輸出有用信號減小，甚至是晶體管完全阻塞，輸出為0。另外，如果混頻器前端是電容耦合，在強干擾作用下，電容上的電壓也可能是晶體管暫時飽和或截止而不能工作。這種現(xiàn)象就稱為阻塞。參見第二章內(nèi)容6.4.6倒易混頻在混頻器中還存在一種稱之為倒易混頻的干擾。其表現(xiàn)為當有強干擾信號進入混頻器時,混頻器輸出端的噪聲加大,信噪比降低。任何本振信號源都不是純正的正弦波，而是在振蕩頻率附近有一定的噪音電壓。在強干擾作用下，噪音信號和干擾信號混頻，一部分噪音落在了中頻頻帶內(nèi)，而混頻后的噪音幅度與干擾大小成正比。因此會使輸出信噪比下降。減小這種干擾的措施是提高本振的譜純度，設法減小干擾信號電平。圖-75說明了倒易混頻的過程。圖6―75倒易混頻的產(chǎn)生過程

fL

-fJ第7章頻率調(diào)制與解調(diào)7.1調(diào)頻信號分析7.2調(diào)頻器與調(diào)頻方法7.3調(diào)頻電路7.4鑒頻器與鑒頻方法7.5鑒頻電路7.6調(diào)頻收發(fā)信機及特殊電路7.7調(diào)頻多重廣播教學學時:8學時調(diào)頻（FrenquencyModulation,簡稱FM）：由調(diào)制信號線性地控制高頻載波的頻率。調(diào)相（PhaseModulation,簡稱PM）：由調(diào)制信號線性地控制高頻載波的相位。調(diào)頻和調(diào)相的特點：抗干擾能力強、失真小、但所占的頻帶寬度要比調(diào)幅信號寬。干擾信號很容易疊加到信號的幅度上，但調(diào)制信號是反映在信號的頻率時變上，這樣可以通過一個限幅電路，去掉幅度上的干擾。7.1調(diào)頻信號分析7.1.1調(diào)頻信號的參數(shù)與波形設調(diào)制信號為單一頻率信號uΩ(t)=UΩcosΩt,未調(diào)載波電壓為uC=UCcosωct,根據(jù)頻率調(diào)制的定義,調(diào)頻信號的瞬時角頻率為：(7-1)

它是在ωc的基礎上,增加了與uΩ(t)成正比的頻率偏移。式中kf為比例常數(shù)，稱為調(diào)制靈敏度，單位為Hz/V，或rad/S/V。則調(diào)頻信號的瞬時相位φ(t)是瞬時角頻率ω(t)對時間的積分。即：(7-2)

式中,φ0為信號的起始角頻率。為了分析方便,不妨設φ0=0,則式(7-2)變?yōu)?(7-3)則FM波的表示式為：(7-4)Noticing!調(diào)制頻率與最大頻偏之間的關(guān)系?從分析可以知道FM波的特點：（1）調(diào)頻信號的瞬時頻率與調(diào)制信號成線性關(guān)系，而瞬時相位與調(diào)制信號的積分成線性關(guān)系。

與調(diào)制信號的振幅成正比，表示受調(diào)制信號的控制程度。FM信號瞬時頻率最大變化量為2Δfm（2）最大頻偏

調(diào)頻指數(shù)實際上是最大的相位偏移，它與調(diào)制信號的振幅成正比，與調(diào)制頻率成反比，它等于最大頻偏除以調(diào)制頻率。

圖7-1是調(diào)頻波的波形，圖7-2調(diào)頻波Δfm、mf與F的關(guān)系

（3）調(diào)頻指數(shù)mf與調(diào)制信號的頻率無關(guān)與調(diào)制信號的幅度有關(guān)

圖7-1是調(diào)頻波的波形圖7―2調(diào)頻波Δfm、mf與F的關(guān)系

7.1.2調(diào)頻波的頻譜

1．調(diào)頻波的展開式

式中Jn(mf)是宗數(shù)為mf的n階第一類貝塞爾函數(shù),它可以用無窮級數(shù)進行計算:(7-5)(7-6)因為：它隨mf變化的曲線如圖7―3所示,并具有以下特性:圖7―3第一類貝塞爾函數(shù)曲線n為偶數(shù)n為奇數(shù)不同的mf不同的頻譜分量因此，調(diào)頻波的級數(shù)展開式為：(7-7)2．調(diào)頻波的頻譜結(jié)構(gòu)和特點（1）單一頻率調(diào)制的調(diào)頻信號是由載波分量和無窮多對對稱于載頻兩側(cè)的邊頻率分量組成的，每個變頻分量的間隔為調(diào)制頻率Ω或F。因此調(diào)頻是非線性頻譜的搬移。（2）載波分量和每對邊頻分量的振幅由對應的各階貝塞爾函數(shù)來確定，mf不同，它們的振幅也發(fā)生變化，在某些mf值時，可能會使某些頻率分量振幅為零。（3）偶數(shù)的邊頻分量符號相同。如將這對邊頻分量相加，則可合成為一DSB信號，且相位與載波相同。奇數(shù)的邊頻分量符號相反。如將一對奇頻分量相加，則合成矢量與載波垂直，是正交窄帶調(diào)頻NBFM。見圖7-5。（4）當mf越大，具有較大振幅的邊頻分量數(shù)目就越多(見圖7-3)。圖7-4說明了通過改變調(diào)Ω和Δωm而改變mf對頻譜的影響。圖7―4單頻調(diào)制時FM波的振幅譜（a）Ω為常數(shù);（b）Δωm為常數(shù)

通過改變F來改變mf時，F(xiàn)越小，mf就越大，邊頻數(shù)目就越多，但邊頻間隔也變小，因此頻譜并沒展寬。這說明信號帶寬幾乎不受調(diào)制頻率的影響。

通過改變Δωm來改變mf時，Δωm

越大，mf就越大，邊頻數(shù)目就越多，但邊頻間隔不變小，因此頻譜被展寬。mf增加，邊頻增加，但幅度減小圖7―5調(diào)頻信號的矢量表示

頻率的變化不僅可以體現(xiàn)在幅度變化上，也可以體現(xiàn)在瞬時頻率變化上7.1.3調(diào)頻波的信號帶寬雖然FM波有無窮多個邊頻分量，但對于一給定的mf，高到一定次數(shù)的邊頻分量的振幅已經(jīng)小的可以忽略不記，因此通常采用的準則是：信號的頻帶寬度應包括幅度大于未調(diào)載波1%以上的邊頻分量,即：

|Jn(mf)|≥0.01(7-8)

由圖7-6可見,當mf很大時,n/mf趨近于1。因此當mf>>1時,即為寬帶調(diào)制時，應將n=mf的邊頻包括在頻帶內(nèi),此時帶寬為：Bs=2nF=2mfF=2Δfm

(7-9)當mf很小時,如mf<0.5,為窄頻帶調(diào)頻,此時：

Bs=2F

(7-10)圖7―6|Ｊn(mf)|≥0.01時的n/mf曲線

對于一般情況,帶寬為：Bs=2(mf+1)F=2(Δfm+F)

式(7-11)稱為卡森(Carson)帶寬公式，在寬帶和窄帶調(diào)頻時，可用公式(7-9)和(7-10)來近似。

當調(diào)制信號不是單一頻率時,由于調(diào)頻是非線性過程,其頻譜要復雜得多。比如有F1、F2兩個調(diào)制頻率,則根據(jù)式(7-7)可寫出(7-11)對于復雜信號的調(diào)頻，帶寬的表示為：Bs=2(mfmax+1)Fmax=2(Δfmmax+Fmax)(7-12)(7-13)7.1.4調(diào)頻波的功率調(diào)頻信號uFM(t)在電阻RL上消耗的平均功率為:等于各個頻率分量的平均功率之和。由式（7―7）可得：(7-14)(7-15)

這個結(jié)果表明：FM信號的平均功率等于未調(diào)制的載波平均功率。調(diào)制的過程只是進行功率的再分配，而分配原則與mf有關(guān)。7.1.5調(diào)頻波與調(diào)相波的比較1．調(diào)相波

調(diào)相波是其瞬時相位以未調(diào)載波相位φc為中心按調(diào)制信號規(guī)律變化的等幅高頻振蕩。設uΩ(t)=UΩcosΩt,并令φ0=0,則其瞬時相位應隨調(diào)制信號線性變化，因此為：

φ(t)=ωct+Δφ(t)=ωct+kpuΩ(t)=ωct+kpUΩcosΩt

=ωct+ΔφmcosΩt=ωct+mpcosΩt

（7―16）從而得到調(diào)相信號為：

uPM(t)=UCcos(ωct+mpcosΩt)

（7―17）式中kp

叫調(diào)相靈敏度，單位為rad/V,mp=kpUΩ叫調(diào)相指數(shù)，也就是最大的相偏。則調(diào)相波的瞬時頻率為：從分析可以知道FM波的特點：（1）調(diào)相信號的瞬時相位與調(diào)制信號成線性關(guān)系，而瞬時頻率與調(diào)制信號的微分成線性關(guān)系。（2）調(diào)制指數(shù)與調(diào)制信號的振幅成正比，表示相位受調(diào)制信號的控制程度。（3）最大頻偏與調(diào)制頻率成正比，等于調(diào)制指數(shù)乘調(diào)制頻率。圖7-7是調(diào)相波的波形，圖7―8調(diào)相波Δfm、mp與F的關(guān)系(7-18)注意:瞬時頻率的變化超前瞬時相位變化90度Noticing!區(qū)別最大頻偏與信號頻率之間的關(guān)系與調(diào)頻的有什么不同?與調(diào)制靈敏度和調(diào)制信號的幅度有關(guān)，與調(diào)制信號的頻率無關(guān)

圖7―7調(diào)相波波形