基于中點電位環(huán)寬控制的svpwm算法研究

基于中點電位環(huán)寬控制的svpwm算法研究

0改進的svpwm算法對中點電位控制的改進中國的高速列車應(yīng)急裝置主要分為兩類：以crh2為代表的三種公共交通結(jié)構(gòu)和以crh1和crh3為代表的兩種公共交通結(jié)構(gòu)。相比于兩電平變流器,三電平變流器具有網(wǎng)側(cè)電流諧波含量低、相同直流側(cè)電壓等級情況下開關(guān)管電壓承受值降低一半等優(yōu)點［１－２］。但由于三電平中性點鉗位(neutral-point-clamped,NPC)逆變器自身結(jié)構(gòu)原因,直流側(cè)中點電位不可避免地會漂移［３－６］。中點電位不平衡問題可從硬件電路和軟件算法兩方面解決,而考慮到成本與靈活性,從優(yōu)化調(diào)制算法的角度來控制中點電位平衡更具優(yōu)勢［７］。文獻在60°坐標(biāo)系下對空間矢量脈寬調(diào)制(spacevectorpulsewidthmodulation,SVPWM)算法進行改進,提高了運算速度,而且九段式矢量作用對中點電位控制有較好的效果。但九段式SVPWM與七段式SVPWM相比,其等效開關(guān)頻率較七段式提高了1.33倍,因此開關(guān)損耗較大。文獻增加了2個控制開關(guān)器件以控制中點電位平衡,但增加了硬件體積及成本。文獻僅采用中點電位平衡因子對中點電位進行控制,中點電位平衡后存在一定振蕩。文獻對中點電位振蕩進行研究,分析中點電位振蕩是由小矢量和中矢量引起,并指出中點電位振蕩頻率為三倍基波頻率,但未分析振蕩幅值及中點電位控制對負載的影響。文獻對中點電位低頻振蕩進行分析,并給出了消除低頻振蕩的控制算法,但忽略了該算法對負載電流諧波的作用。三電平NPC逆變器中點電位控制有多種方法,改變小矢量的作用時間為常見的控制手段［１０－１１］,或采用模糊、預(yù)測控制等方法提升系統(tǒng)響應(yīng)速度［１２－１４］。在調(diào)制度較大時則可采用合成矢量的方式來削弱中矢量對中點電位的影響［１５－１６］。三電平NPC逆變器中點電位平衡仍然存在以下缺陷:①脈寬調(diào)制(PWM)算法會引起中點電位低頻振蕩,國內(nèi)外文獻較少將中點電位控制算法對中點電位振蕩的影響進行定量分析;②電流總諧波畸變率(totalharmonicdistortion,THD)等指標(biāo)的數(shù)學(xué)表示形式較為復(fù)雜,國內(nèi)外文獻鮮有對中點電位控制與負載波形諧波之間的聯(lián)系進行深入研究。本文首先介紹了基于平衡因子k的中點電位控制方法,分析了2種傳統(tǒng)SVPWM算法引起的中點電位低頻振蕩現(xiàn)象,并給出一種改進的SVPWM算法;然后針對中點電位不平衡的控制問題,在控制中點電位振蕩幅值的前提下,為獲得最小THD含量的負載電流,提出了一種中點電位控制誤差環(huán)寬設(shè)計方法;最后對所提出的SVPWM算法和中點電位控制算法進行了計算機仿真和基于TMS320F2812+dSPACE1006的半實物實驗測試。1橋臂狀態(tài)變量的計算三電平NPC逆變器空間矢量圖由27個基本矢量組成,并可劃分為6個大扇區(qū)、24個小扇區(qū),如圖1所示。由于三電平NPC拓撲結(jié)構(gòu)的逆變器存在著直流側(cè)中點電位不平衡問題,因此,在調(diào)制算法中通過合理分配冗余小矢量的作用時間,可實現(xiàn)中點電位控制功能。冗余小矢量作用時間的分配取決于流出中性點電流iｏ和中點電位誤差uｄｉｆｆ,uｄｉｆｆ定義為直流側(cè)上下兩電容的電壓差。為了確定流出中性點電流iｏ的大小和方向,首先定義一個開關(guān)函數(shù)。sｊ與橋臂狀態(tài)變量Sｊ(j=a,b,c)的對應(yīng)關(guān)系為:則流出中性點電流iｏ和中點電位誤差uｄｉｆｆ可以表示為:式中:iｊ(j=a,b,c)為三相負載電流。若中間直流側(cè)2個電容值相等,電容值為C,則中點電位誤差uｄｉｆｆ可表示為:以第1扇區(qū)內(nèi)的小扇區(qū)Ⅲ為例來說明冗余小矢量的分配原則,如圖2所示。當(dāng)合成電壓矢量uｒｅｆ位于扇區(qū)Ⅲ時,uｒｅｆ可由V１,V２和V３合成,其作用時間分別為T１,T２和T３。其中,矢量V３有2個冗余小矢量onn和poo。定義一個中點電位平衡因子k,且滿足0<k<1,在一個開關(guān)周期Tｓ內(nèi),矢量onn的作用時間為kT３,矢量poo的作用時間為(1-k)T３。由式(1)和式(2)可知,當(dāng)采用矢量onn時,流出中性點的電流iｏ=iａ;當(dāng)采用矢量poo時,流出中性點的電流iｏ=iｂ+iｃ=-iａ,計算中以其基波電流值iａ０,iｂ０和iｃ０近似。因此,中點電位平衡因子k可以通過以下原則來選取。1)當(dāng)中點電位uｄｉｆｆ=0時,取k=0.5,則矢量poo和onn的作用時間相同。2)當(dāng)iａ０uｄｉｆｆ>0時,取k<0.5,則增大矢量poo的作用時間,減小矢量onn的作用時間。3)當(dāng)iａ０uｄｉｆｆ<0時,取k>0.5,則減小矢量poo的作用時間,增大矢量onn的作用時間。因此,該中點電位控制的基本原理是通過判斷流入中性點電流方向和中點電位誤差,對中點電位平衡因子k的大小進行調(diào)節(jié),從而重新分配控制冗余小矢量的作用時間,以達到直流側(cè)兩電容上電壓平衡的目的。2合成電壓的求解在每個大扇區(qū)下的Ⅰ,Ⅱ兩個小扇區(qū)中,冗余矢量一共有兩對。以扇區(qū)1內(nèi)的Ⅰ小扇為例,矢量onn與poo為一對冗余矢量,矢量oon與ppo為另一對冗余矢量。該扇區(qū)的七段式矢量順序共有兩種模式,如下所示。且定義開關(guān)順序①為第1種調(diào)制模式,開關(guān)順序②為第2種調(diào)制模式,以下標(biāo)區(qū)分:①onn→oon→ooo→poo→ooo→oon→onn;②oon→ooo→poo→ppo→poo→ooo→oon。在開關(guān)頻率fｓ遠大于調(diào)制頻率f時,可近似認(rèn)為在一個開關(guān)周期Tｓ內(nèi)三相負載電流基波值iａ０,iｂ０和iｃ０保持不變,由式(2)和式(3)可得在一個開關(guān)周期Tｓ內(nèi)中點電位變化量Δuｄｉｆｆ１和Δuｄｉｆｆ２分別為:因此,在一個開關(guān)周期內(nèi),中點電位將發(fā)生偏移,且中點電位變化量Δuｄｉｆｆ隨調(diào)制模式的不同而不同。在第1大扇區(qū)第Ⅰ小扇區(qū)內(nèi),不進行中點電位控制,即k=0.5時,在一個開關(guān)周期Tｓ內(nèi)中點電位變化量Δuｄｉｆｆ１及Δuｄｉｆｆ２分別為:由調(diào)制波和負載電流的波形周期性不難證明,在三分之一個調(diào)制周期內(nèi),中點電位總變化量為零。因此,在中點電位初始不平衡的情況下,只有通過中點電位控制才能使其平衡。為有效減小中點電位變化量幅值,當(dāng)合成電壓位于Ⅰ,Ⅱ小扇區(qū)時,構(gòu)造第3種調(diào)制模式。第3種調(diào)制算法的開關(guān)順序與第N種調(diào)制算法的等價關(guān)系由合成電壓矢量uｒｅｆ的角度?決定,角度?與N的關(guān)系如式(6)所示:式中:k=0,1,…,5。由式(5)和式(6)分析可得,若開關(guān)頻率fｓ遠大于調(diào)制頻率f,設(shè)調(diào)制度m<0.433,負載功率因數(shù)角θ滿足0<θ<π/6,則3種調(diào)制模式對應(yīng)的中點電位誤差幅值A(chǔ)１,A２和A３的計算公式如下:式中:Uｄｃ為直流側(cè)電壓值;ω為調(diào)制波角頻率;ZＬ為每相等效負載阻抗。阻抗ZＬ與等效負載電阻RＬ及電感LＬ的關(guān)系為:由式(7)可知,在負載功率因數(shù)角θ滿足0<θ<π/6的情況下,第3種調(diào)制算法引起的中點電位誤差幅值A(chǔ)３最小,該調(diào)制算法優(yōu)于前兩種調(diào)制算法。同時,第3種調(diào)制算法下直流側(cè)電容上電壓更為均衡,由直流側(cè)電容電壓不平衡而引起的電流負載諧波含量也相應(yīng)減小,負載電流THD值也將更小。3環(huán)寬控制律設(shè)計三電平NPC逆變器在工作過程中,由于輸入電壓波動、負載參數(shù)變化等多方面因素的影響,中點電位會隨之發(fā)生變化。因此,只有通過中點電位控制才能將其控制平衡,以滿足逆變器及其負載正常工作的要求。且第2節(jié)中給出的第3種調(diào)制算法在中點電位平衡下中點電位誤差幅值最小,電流諧波含量較低,本節(jié)以該算法為研究對象進行展開。在本文第2節(jié)中,介紹了中點電位可通過對中點電位平衡因子k的設(shè)置進行控制。而當(dāng)k≠0.5時,調(diào)制波的平衡性將被打破,只要uｄｉｆｆ≠0,就對調(diào)制波進行調(diào)整。但冗余小矢量的分配不均將造成負載電流諧波含量的增加。而且當(dāng)k=1或k=0時,負載電流THD值最大。負載電流THD值將直接影響逆變器負載的工作狀況,使負載不能正常工作,尤其當(dāng)負載為電機時,電機輸出轉(zhuǎn)矩將發(fā)生嚴(yán)重抖動,甚至損壞電機。由式(4)可知,當(dāng)k越接近0.5,每個開關(guān)周期對中點電位控制就越小,從中點電位不平衡至平衡的控制時間也越長。為了既保證負載電流最小的諧波含量,又使中點電位從不平衡至平衡的控制時間較小,本文提出了中點電位誤差的環(huán)寬控制算法。定義給定中點電位誤差環(huán)寬為UｄｉｆｆＭ,使反饋的uｄｉｆｆ及中點電位平衡因子k滿足以下條件:UｄｉｆｆＭ值的選擇對環(huán)寬控制起決定性作用,當(dāng)UｄｉｆｆＭ較小時,中點電位不平衡能得到較好的抑制,但由于onn/poo等小矢量對作用時間的頻繁改變,隨之造成負載電流THD值較大,當(dāng)UｄｉｆｆＭ=0時,負載電流THD值最大;當(dāng)UｄｉｆｆＭ較大時,onn/poo等小矢量對作用時間接近,開關(guān)矢量作用時間較為平衡,負載電流THD值較小,但中點電位誤差會在±UｄｉｆｆＭ的范圍內(nèi)抖動,中點電位不能得到較好的控制。一般情況下,中點電位平衡時中點電位幅值A(chǔ)與直流側(cè)電壓值Uｄｃ比值小于2%,而此時盡可能地降低中點電位控制對負載的影響成為主要因素。根據(jù)分析可知,取UｄｉｆｆＭ=A時,中點電位誤差幅值為A,負載電流諧波含量最低,則可有效地降低中點電位控制對負載的影響。4仿真結(jié)果驗證為驗證3種不同調(diào)制算法對中點電位幅值和負載電流諧波含量的影響,及中點電位環(huán)寬控制對中點電位平衡和負載電流諧波含量控制的有效性和可行性,本文分別通過MALTAB/Simulink軟件和dSPACE半實物平臺對3種調(diào)制算法及環(huán)寬控制算法進行了仿真與實驗研究。取每相負載電阻RＬ=10Ω、負載電感LＬ=10mH,直流側(cè)電壓Uｄｃ=3000V,直流側(cè)電容C=3.3mF,調(diào)制波角頻率ω=157.08rad/s,開關(guān)頻率fｓ=1kHz。在調(diào)制度m=0.4時,由式(7)和式(8)計算得到3種調(diào)制模式下中點電位誤差幅值A(chǔ)１=29.67V,A２=33.42V,A３=14.15V。圖3和圖4分別給出了3種調(diào)制模式下中點電位誤差仿真與實驗波形。由圖3所示的仿真波形可知,中點電位誤差為A１ｓ=34.42V,A２ｓ=37.55V,A３ｓ=16.46V;由圖4所示的實驗波形可知,中點電位誤差為A１ｅ=34.72V,A２ｅ=35.95V,A３ｅ=17.79V。計算值與仿真結(jié)果保持一致,實驗結(jié)果與仿真結(jié)果相對誤差分別為0.87%,4.26%,8.08%,仿真值與實驗值基本相同。仿真與實驗結(jié)果保持一致,證明了理論計算的正確性。圖5(a)和圖5(b)分別給出了仿真與實驗下3種調(diào)制算法的中點電位變化量幅值與調(diào)制度m的關(guān)系曲線;圖6(a)和圖6(b)分別給出了仿真與實驗下3種調(diào)制算法的負載電流THD含量與調(diào)制度m的關(guān)系曲線。由圖5和圖6所示的仿真及實驗結(jié)果可知,在第3種調(diào)制模式下,中點電位誤差幅值最低、負載電流諧波含量最低。仿真中,中點電位誤差幅值最高降低69.27%,THD值最高降低2.65%;實驗中,中點電位誤差幅值最高降低69.65%,THD值最高降低4.31%。第3種調(diào)制算法優(yōu)于第1種和第2種調(diào)制算法。同時,實驗結(jié)果與仿真結(jié)果保持一致。為驗證平衡因子k取值對負載電流諧波的影響,圖7給出了第3種調(diào)制算法在調(diào)制度m=0.4時不同k值下負載電流THD值的變化情況。由圖7所示仿真和實驗曲線可知,在相同的調(diào)制算法及調(diào)制度下,負載電流諧波含量隨k接近0.5而減小。同時,由第4節(jié)分析可得,當(dāng)k取0或1時,負載電流THD值最大,且曲線關(guān)于k=0.5軸對稱。為驗證中點電位環(huán)寬控制算法的有效性,圖8從仿真和實驗給出了在第3種調(diào)制模式調(diào)制度m=0.4和k=0或1時,不同的環(huán)寬設(shè)定值UｄｉｆｆＭ下,系統(tǒng)穩(wěn)定后中點電位誤差平均值uｄｉｆｆａｖｇ和負載電流的諧波含量THD值的對比。由圖8可知,中點電位平均誤差值udiffavg隨給定環(huán)寬的增大而增大,負載電流THD值隨環(huán)寬給定值的增大而減小。同時,由圖3可知,該條件下中點電位誤差幅值A(chǔ)３為16.46V,且當(dāng)UｄｉｆｆＭ=A３時既保證了中點電位誤差平均值較小,又使負載電流THD值最小,中點電位環(huán)寬控制能有效降低負載電流的總諧波含量,且實驗波形與仿真波形保持一致。為測試中點電位環(huán)寬控制的性能,直流側(cè)電容C１上電壓uｃ１的初始值設(shè)為1600V,電容C２上電壓的初始值uｃ２設(shè)為1400V,初始中點電位不平衡。圖9(a)和圖9(b)分別為仿真及半實物實驗下直流側(cè)電容電壓uｃ１和uｃ２的波形。由圖9(a)仿真波形可知,該中點電位控制策略在約0.012s內(nèi)將直流側(cè)電壓誤差降低為0;由圖9(b)實驗波形可知,該中點電位控制策略在約0.013s內(nèi)將直流側(cè)電壓誤差降低為0。實驗波形與仿真波形基本相同,仿真與實驗結(jié)果都驗證了該中點電位控制策略具備了直流側(cè)兩電容的電壓平衡能力。5中點電位振蕩理論中點電位不平衡為NPC結(jié)構(gòu)三電平逆變器的固有缺點,且中點電位平衡控制方法與中點電位振蕩