dcdc變換器電流采樣電路的設(shè)計與仿真

dcdc變換器電流采樣電路的設(shè)計與仿真

1電流錄像檢測開關(guān)式變換器廣泛應(yīng)用于pda、掌上電腦、手機等便攜式電子產(chǎn)品中，以最大化這些設(shè)備的使用壽命。用于buck-d換換器的控制模式主要包括電壓控制和電流控制。在輸出電源兩端的電壓控制中，電壓控制以輸出電流的兩個輸出電流作為反饋量。由于只有一個控制環(huán)，設(shè)計相對簡單，但瞬態(tài)壓力計的設(shè)計復雜性較低。電流控制不僅需要使用電壓控制環(huán)，還需要將感性電流作為反饋量，以增加電流控制環(huán)，相應(yīng)增加設(shè)計的復雜性。同時，它具有良好的封閉式穩(wěn)定性和快速動態(tài)響應(yīng)的優(yōu)點，受到越來越多的應(yīng)用。同時，為了最大限度地減少便攜式設(shè)備的體積和重量，需要提高ec-d變換器的開關(guān)頻率，以減少片外設(shè)備的體積。這必須及時檢測電壓和輸出電壓的狀態(tài)，提高電流采樣電路的采樣速度和精度。在現(xiàn)有的眾多電流采樣技術(shù)中,電流鏡像技術(shù)是一種低功耗高精度的電流采樣方法,其原理如圖1所示,利用采樣管Mps成比例鏡像采樣主功率管Mp的電流.其中Mp與Mps有相同的溝道長度,其寬長比為M∶1,M>>1.如果利用其他電路迫使VA和VB兩點的電壓相同,那么電流Ip與Ips的比值為M∶1.這種技術(shù)沒有工作在大電流通路上的采樣電阻,和其他采樣技術(shù)相比功耗較低,提高了變換器的轉(zhuǎn)換效率,且具有較高的采樣精度,便于片上集成等優(yōu)勢被廣泛應(yīng)用于DC-DC變換器中,文獻就是采用電流鏡像技術(shù)進行采樣的.2有運放電流采樣電路電流鏡像式電流采樣電路根據(jù)有無運放分為兩類,下面分別舉例簡單分析其優(yōu)缺點.采用有運放的電流鏡像技術(shù)對電流進行采樣,其中文獻中的電流采樣電路如圖2所示,利用運放來保證VA與VB兩點電位相等,使采樣管MPS與主功率開關(guān)管MP的漏端電壓相等,實現(xiàn)精確比例采樣.但在有運放的電流采樣電路中,運放內(nèi)部較大的補償電容導致運放電路自身的帶寬受限,這就降低了整個電路的采樣速度,因此此類采樣電路不適用于高開關(guān)頻率的DC/DC變換器.采用無運放的電流鏡采樣技術(shù)對電流進行采樣,文獻提出的采樣電路如圖3所示,相對于有高增益運放的電流采樣電路而言,該電路沒有運放,大大簡化了電路結(jié)構(gòu),降低了功耗,提高了變換器的轉(zhuǎn)換效率.但該電路的一個固有缺點是,在主功率開關(guān)管截止時,VA與VB變?yōu)榈碗娖?而在下一個周期開啟功率管時,需要VA、VB為高電平,這就需要一個建立時間對VA、VB點進行充電,以恢復到開啟時的電壓,影響了采樣的精度與速度.下面對上述兩個電路的精度進行簡單分析,其中,所期望的電感電流IL是感應(yīng)電流Isen的M倍,如式(1)所示:IL=M×Isen(1)根據(jù)第一部分所述的電流鏡像電流采樣技術(shù)和基爾霍夫電流定律可以得到圖2與圖3中IL與Isen的關(guān)系分別如式(2)、式(3)所示:IL=M×Isen+Isen-Ib(2)IL=M×Isen+(M-1)×Ib(3)對應(yīng)的圖2與圖3電路的采樣誤差率分別為式(4)、式(5)所示:誤差率(%)=Isen?IbIL×100%(4)(%)=Ιsen-ΙbΙL×100%(4)誤差率(%)=(M?1)×IbIL×100%(5)(%)=(Μ-1)×ΙbΙL×100%(5)式(4)、式(5)中,電流Isen、Ib均為微安級,且M>>1.從式(4)與式(5)可以看出,文獻提出的有運放電流采樣電路的采樣精度明顯高于文獻中提出的無運放電流采樣電路.但在有運放電流采樣電路中,受運放內(nèi)部較大補償電容限制的運放帶寬又限制了整個電路的帶寬,加大了運放的設(shè)計難度,且運放將會消耗額外的功耗,降低整片DC/DC變換器的轉(zhuǎn)換效率.文獻中提出的無運放采樣電路只有一個高阻抗節(jié)點位于MS的柵極,所以電路有良好的穩(wěn)定性且不需要補償,電路響應(yīng)速度優(yōu)于前者.但當負載工作電流較小時,(M-1)×Ib的大小接近電感電流,采樣精度變差,采樣誤差率將變大.鑒于上述兩種電流采樣技術(shù)的優(yōu)缺點,本文提出了一種新穎的無運放的高精度采樣電路,該電路省去了放大器環(huán)節(jié),簡化了電路結(jié)構(gòu),降低了功耗,同時引入補償電流,提高了采樣精度.3電流采樣控制設(shè)置本文提出的無運放高精度的電流采樣電路如圖4所示,其中MN2/MN3/MN4,MP4/MP5,MP2/MP3的寬長比分別相同,Q與XQ為兩相相反的采樣開關(guān)信號,MP與MN分別為主功率開關(guān)管和同步整流開關(guān)管,MP1為采樣管,其寬長比為MP的1/M倍,Iref作為基準電流源為MN2、MN3、MN4提供偏置電流,MS1、MS2、MS3為狀態(tài)開關(guān)管.在采樣電路中,為了提高整個電路的采樣精度,需要加大Iusen/IL的環(huán)路增益,文獻設(shè)計MS管采用PMOS管而不是NMOS管,以獲得更大的環(huán)路增益.我們采用CCB技術(shù),使得MP2與MP3的襯底交叉連接如圖4虛線框內(nèi)所示,這樣不僅進一步增大了環(huán)路增益,而且可以得到更高的采樣精度和更快的瞬態(tài)響應(yīng).同時,考慮到采樣電流Ips減偏置電流Ib才是最終的感應(yīng)電流Isen,而在輕負載時,Ips的值非常接近Ib,導致Isen較小,采樣誤差率較大,因此本文在Vsen端引入了一支大小等于MN3、MN2的偏置電流Ib的補償電流,以保證電路在輕載時也能實現(xiàn)精確的電流采樣.在電流控制的Buck型DC/DC變換器中,只需采樣主功率管閉合時的電感電流,而當主功率管閉合時,圖5電路中虛線所示的部件不工作,此時MP主功率開關(guān)管導通,MS2、MS3、MN管截止時,MP2、MP3、MN3、MN2構(gòu)成的電壓鏡使得VA與VB兩點的電壓相同,MP1管與MP管的漏柵源電壓精確相等,而MP1采樣管的寬長比遠小于MP,從而可以實現(xiàn)精確的電流采樣.分析圖5所示電路的采樣精度如下:對VA與Vsen兩點,利用基爾霍夫電流定理推導得式(6)、式(7),從而得到電感電流與采樣電流的關(guān)系為式(8):Ips=Iusen+Ib=Isen(6)Ip=IL+Ib=M×Isen(7)IL=M×Isen-Ib(8)誤差率(%)=IbIL×100%(9)(%)=ΙbΙL×100%(9)采樣誤差率如式(9)所示,可以看出在負載電流一定的情況下,誤差率只與Ib電流有關(guān),而Ib電流極小,其值為微安級,因此電路的誤差率很低,具有較高的采樣精度.當主功率開關(guān)管MP截止時,圖4所示電路為圖6所示,虛線所示的部件不工作.其中,MS3管導通,VD結(jié)點的電壓被拉高,使得MP4與MP5截止,關(guān)斷了補償電流的引入.同時,電路中加入的MP1、MS2管保證MP3與MP2的偏置電流Ib大小不變,避免了此時VA與VB兩點電壓降為低電平,降低下一周期采樣電路的響應(yīng)速度和采樣精度.由以上分析可知,與第二部分提到的電流采樣技術(shù)相比,該電路具有更高的采樣精度和更快的響應(yīng)速度.4電路模擬及仿真為了驗證電路的采樣精度,使用0.5μmCMOS工藝實現(xiàn)本文提出的電路,設(shè)計采樣管與主功率開關(guān)管的寬長比為1∶1000,使用HSPICE進行電路級模擬.下面給出變換器工作在負載、輸入電壓、溫度變化時,電路的部分仿真結(jié)果.(1)采樣電流的誤差不同負載條件下電路的采樣精度如圖7所示,其中,采樣精度如式(10)所示:采樣精度(%)=1誤差率(%)(10)從圖7中可以看出,當負載電流從50mA變化到1A時,提出的采樣電路具有較高的采樣精度,最高為99.9%,最低也有95.01%,波動僅為4.89%.圖8給出了負載電流為500mA時,電感電流與采樣電流的瞬態(tài)波形圖,圖中電感電流已縮小了1000倍以方便比較,從圖8可以看出采樣電流與電感電流僅存在3.9μA的電流誤差.(2)采樣精度的變化圖9中給出了輸入電壓從2.2V變化到5V,輸出電壓為1.2V,負載電流分別為100mA和200mA時電路的采樣精度.從圖9看出,在輸入電壓變化的情況下,電路的采樣精度相對穩(wěn)定.在200mA時,采樣精度最高為99.8%,最低為98.71%,采樣精度最大波動只有1.09%;即使在100mA輕載的情況下,采樣精度也達到了97.4%以上,足夠滿足Buck型DC/DC變換器對采樣精度的要求.(3)不同電流采樣電路的采樣精度比較圖10給出了在負載電流為500mA,溫度從20℃變化到100℃時電路的采樣精度.由圖10可以看出,電路采樣精度最高為99.39%,最低為99.08%,波動僅為0.31%.表明本文提出的電路不僅具有很高的采樣精度,也具有良好的溫度穩(wěn)定性.以上仿真結(jié)果表明,本文提出的電流采樣電路不僅具有較高的采樣精度,最高可達到99.9%,且變換器工作在負載、輸入電壓、溫度變化時,采樣精度波動很小,尤