并聯(lián)諧振軟開關技術在中間母線變換器中的應用

摘要論文主要研究了并聯(lián)諧振軟開關技術在中間母線變換器中的應用。首先，在理論上進行了研究，然后利用仿真、實驗驗證了理論分析的正確性。中間母線變換器主要應用于中間母線電壓電源供電架構，具有很大的應用價值，市場潛力巨大。據(jù)預測，中間母線電壓供電架構的應用在未來五年中將會有近10倍的增長，從目前的2.8％增長到28.1％。中間母線變換器最大的特點就是結構簡單，效率高，實測中最高效率可達96.6％，為了實現(xiàn)這樣的高效率，變換器的設計中引入了并聯(lián)諧振軟開關技術，因此如何在中間母線變換器中實現(xiàn)軟開關技術是本論文討論的關鍵。本文采用了一種特殊的結構，利用變壓器漏感和電容的諧振，進而控制主開關管的開通和關斷，實現(xiàn)了很好的零電流/近似零電壓開通，近似零電流關斷/近似零電壓關斷的軟開關。具體的驗證波形，分別從仿真和實驗給出，從而證明了該方案的可實現(xiàn)性。在仿真和實驗過程中，進一步明確了變換器中各諧振器件參數(shù)之間的關系，通過總結分析，給出了中間母線變換器實現(xiàn)軟開關的條件，對實際電路設計起到了很好的指導。最后在原理樣機上，我們分別對中間母線變換器的效率、紋波、噪聲等參數(shù)做了詳細的測試，并且針對變換器的動態(tài)響應、開關機波形也做了一定的分析，從而證明了中間母線變換器滿足設計要求，可以應用于實際生產中。中間母線電壓供電架構的產生，促進了中間母線變換器的研究，中間母線變換器的研究反過來又推動了這一電源架構在實際中的運用，特殊的結構滿足了實際應用的特殊性。但是這種特殊結構的研究，對傳統(tǒng)的電源研究也起到了一定的指導作用，可以預見，中間母線變換器的深入研究與應用必將獲得長足的發(fā)展。關鍵詞軟開關；零電流開關；零電壓開關；推挽式變換器AbstractTheapplicationofparallelresonancesoft-switchtechnologyintheIntermediateBusConverter(IBC)wasresearchedinthispaper.Atthefirst,weresearchtheprincipleoftheparallelresonancesoft-switchtechnologyatthepush-pullforwardconverterintheory,andthentestifythevalidofprincipleanalysisbythesimulationandtest.TheIntermediateBusConvertermainlyusedintheIntermediateBusArchitecture.Ithasahugevalueintheapplyingaspect,andhasalargemarket.Accordingtothestatistic,theapplyingofIntermediateBusArchitecturewillbearisedfrom2.8%nowto28.1%inthefiveyearslater.IntermediateBusConverterhavethecharacteristicofsimplenessstructureandhigherefficiency,ithasachievedtheefficiencyof96.6%.Becauseofusingthetechnologyofparallelresonancesoft-switch,howtoobtaintheconditionofparallelresonancesoft-switchisthekeyissueofthispaper.Weusedaspecialstructureinthispaper,thatundertheresonanceofleakinductanceoftransformerandtheresonancecapacitorinteracting,wecontroltheswitchonandofftimeofthemainswitchMOSFET,sotheconvertercangetthefinesoft-switchcondition:zerocurrentswitch(ZCS)on,nearzerovoltageswitch(ZVS)onandnearzerocurrentswitchoff.Thetestwave-form,wewillprovidebythesimulationandtestaspect,andtestifiedtherealizedofthismeansmentionedabove.Duringthesimulationandtest,wearefamiliarwiththeparameterofresonancecomponentsandtheirs’relation.Thisparameter’relationisusefultothedesignofthiskindconverter.Atlast,wetestandgettheefficiency,ripplewave-form,noisewave-formandsoonattheprincipleprototype,onthesametimewetestandanalysisthetransientparameterandpoweronoroffwave-form,thisattestedthedesignconformtotherequirement,sotheconvertercanbeusedinthemarket.Withtheapplyingoftheintermediatebusarchitecture,weinterestintheresearchoftheintermediatebusconverter.Inversely,theresearchoftheIBCpromotedtheapplicationoftheintermediatebusarchitecture,sothespecialstructureissatifiedwiththespecialrequired.Butthestudyofthespecialstructureisusefultothestudyoftraditionalpowerarchitecture,wecanforetell,theresearchandapplyoftheintermediatebusconvertermustbedevelopedin-depth.KeywordsSoft-switch,ZCS,ZVS,Push-pullconverter目錄摘要 IAbstract II第1章 緒論 11.1課題來源與研究目的及意義 11.2國內外的研究現(xiàn)狀及分析 41.3中間母線變換器方案的選擇 61.3.1中間母線電壓的選擇 61.3.2主功率拓撲及控制方案的選擇 71.4論文的主要研究工作 9第2章 中間母線變換器原理研究 112.1中間母線變換器的主電路拓撲 112.2主電路拓撲工作狀態(tài)研究 122.3實現(xiàn)零電壓、零電流的條件 152.4中間母線變換器的仿真研究 152.5變換器的電路特點及參數(shù)分析 182.6本章小結 19第3章 變換器不同結構下的仿真研究及分析 203.1SABER仿真軟件及建模方法 203.2變換器不同結構仿真模型的建立 213.3不同結構仿真模型的對比及分析 223.3.1他激式輸出有電感模型的仿真 223.3.2自激式輸出無電感模型的仿真 233.3.3自激式輸出有電感模型的仿真 243.4仿真結果分析 253.5本章小結 26第4章 中間母線變換器原理樣機的研制 274.1變換器設計說明 274.1.1主要技術指標說明 274.1.2預設初始條件 274.2主功率電路設計 284.2.1高頻變壓器的設計 284.2.2功率晶體管的選擇 324.2.3輸入濾波電感的設計 344.2.4輸出電容的設計 354.3驅動控制電路設計 364.3.1UCC2808-2芯片簡介 364.3.2驅動控制電路原理說明 374.4保護電路設計 394.4.1原邊輔助電源啟動電路設計 394.4.2過壓、欠壓保護電路設計 404.4.3過溫保護電路設計 404.4.4“打嗝保護”電路設計 414.5中間母線變換器電路原理圖 424.6本章小結 42第5章 中間母線變換器的調試與實驗結果 445.1軟開關的調試與實驗結果 445.2變換器各關鍵點波形分析 455.3變換器指標驗證與分析 465.3.1效率指標測試 465.3.2變換器的熱測試 475.3.3紋波、噪聲指標測試 485.3.4動態(tài)及開關機測試 495.4測試環(huán)境及實物照片 545.5本章小結 55結論 56參考文獻 57攻讀學位期間發(fā)表的學術論文 60哈爾濱工業(yè)大學碩士學位論文原創(chuàng)性聲明 61哈爾濱工業(yè)大學碩士學位論文使用授權書 61哈爾濱工業(yè)大學碩士學位涉密論文管理 61致謝 62緒論本章從課題的來源與研究目的入手，首先介紹了目前通訊系統(tǒng)中單板直流供電方式的主要四種架構，通過對各種供電架構的分析，進而引出了中間母線變換器，并且說明了中間母線變換器在中間母線電源架構中的作用。其次，對比、分析了國內外各主要電源模塊生產商各自中間母線變換器產品的異同，明確了中間母線變換器目前的發(fā)展現(xiàn)狀與國內外研究現(xiàn)狀，最后給出了本文的主要研究工作。1.1課題來源與研究目的及意義近年，隨著電子及數(shù)據(jù)產業(yè)的發(fā)展及分布式供電系統(tǒng)的推廣，DC-DC變換器的應用越來越廣。在通信領域，高速的CPU、DSP、FPGA等應用越來越多，功能也越來越復雜，導致通信設備單板直流供電方式也產生了較大的變化。新的微處理器、存儲器、DSP及ASIC都趨向要求低電壓、大電流供電。面對這些，對電源行業(yè)提出了巨大的挑戰(zhàn)，不僅要求電源產品除了能在低電壓輸出大電流外，還要做到體積小、重量輕、動態(tài)反應快、噪聲小和價錢便宜[1~3]。這些需求促使業(yè)界重新審視現(xiàn)有技術和架構[4,5]。目前通訊系統(tǒng)中，主要供電方式有四種架構[6]：(1)集中式電源架構(CPA-CentralizedPowerArchitecture)集中式電源架構，如圖1-1所示，這是最基本的電源結構，簡單、成本低。它把從前端到DC-DC轉換的功能集中到一個框架，減少了占用負載點的電路板空間，避免串接作多次功率轉換，效率較佳，處理散熱及EMI問題也相對容易。雖然集圖1-1集中式電源架構Fig.1-1CentralizedPowerArchitecture中式電源架構在很多應用上運作良好，但對要求低電壓、多個負載點的應用，不是很適合。(2)分布式架構(DPA-TraditionalDistributedPowerArchitecture)自80年代，模塊電源面世后，分布式電源架構被廣泛采用，成為最常用的電源架構，分布式電源架構如圖1-2所示。磚式的模塊電源具備了DC-DC轉換器的三項基本功能：隔離、變壓和穩(wěn)壓。工程師可以把電源模塊布置在系統(tǒng)電路板上，靠近負載供電。分布式架構[7~9]是由較粗糙的DC母線(一般為48V或300V)供電，再由放置在系統(tǒng)電路板旁的DC-DC轉換器轉換成合適的電壓為負載供電。這種布局可以改善系統(tǒng)的動態(tài)反應，避免整個系統(tǒng)在低電壓操作所產生的問題。分布式電源架構成本一般較高，尤其是在負載數(shù)目多的情形下，需要占用較大的電路板空間。而且在每一個負載點都重復包括隔離、變壓、穩(wěn)壓、EMI濾波和輸入保護等功能，模塊的成本自然增大。圖1-2分布式電源架構Fig.1-2TraditionalDistributedPowerArchitecture(3)分比式功率架構(FPA-FactorizedPowerArchitecture)分比式功率架構[10]是把DC-DC轉換器的功能重新編排，并以晶片封裝的元件來實現(xiàn)。它的主要元件是預穩(wěn)壓模塊(PRM)和電壓轉變模塊(VTM)。PRM只有穩(wěn)壓功能，VTM具變壓和隔離功能，PRM和VTM合起來，就能實現(xiàn)DC-DC轉換器的功能，分比式功率架構如圖1-3所示。圖1-3分比式電源架構Fig.1-3FactorizedPowerArchitecture(4)中間母線架構(IBA-IntermediateBusArchitecture)中間母線架構彌補了分布式電源架構的缺點[11,12]，它把DC-DC轉換器的隔離、變壓及穩(wěn)壓功能分配到兩個器件。IBC(中間母線變換器)具有變壓及隔離功能，niPoL(非隔離負載點變換器)則提供穩(wěn)壓功能，如圖1-4所示。圖1-4中間母線電源架構Fig.1-4IntermediateBusArchitecture以上四種電源架構中，IBA對于低電壓應用，仍然是有效及成本低的方案，雖然IBA有其固有的局限，如在結構上有一定的沖突，它需要妥協(xié)折衷傳輸損耗與轉換損耗，及犧牲瞬變反應來解決，但是對于未來電源架構的應用中，IBA仍將得到廣泛的應用。據(jù)預測，IBA在未來五年中將會有近10倍的增長，從目前的2.8％增長到28.1％，市場需求巨大。IBA架構主要分為兩級轉換，即：IBC(中間母線轉換器)提供變壓及隔離和niPoL(非隔離負載點轉換器)提供穩(wěn)壓功能。本課題主要是對IBA架構中IBC的研究，課題來源于某公司BMP開發(fā)部DC-DC項目(中間母線電壓變換器)，該項目主要是為通訊設備供應商的網(wǎng)絡產品提供平臺性電源，對效率、功率密度要求較高(250W、業(yè)界標準的1/4磚結構，額定輸入、滿載輸出情況下，要求效率高達96％)，每年有很大的需求，預計5千片/年，市場潛力巨大。因此對IBC(中間母線變換器)的深入研究具有一定的實際意義。1.2國內外的研究現(xiàn)狀及分析目前國內外通訊市場上，各電源供應商幾乎都推出了自己的中間母線變換器[13~15]。種類繁多，也各具特色，針對輸入電壓、控制方式的不同，大體分為三類，具體如圖1-5所示。圖1-5中間母線變換器的分類Fig.1-5TheclassicofIntermediateBusConverter為了最大限度的利用中間母線架構的優(yōu)點，迄今為止使用最多的是開環(huán)、固定占空比結構的母線電壓變換器[13]。國內外中間母線變換器各具體生產廠家如下：(1)早在2003年，功率半導體專家IR公司就推出了首個直流總線轉換器芯片組系列，重新定義了用于電信及網(wǎng)絡系統(tǒng)的48V輸入、150W基板安裝功率轉換器的分布式電源架構。IR的直流總線轉換器采用半橋結構，開關頻率高達500kHZ，能在小于1.7inch2的電路占位上，于20A/150W輸出條件下提供96%以上的效率。與業(yè)界標準的四分一磚設計相比，該芯片組能節(jié)省53%的體積，并可將隔離式轉換器的元件數(shù)目由約50個大幅縮減至20個。IR的直流總線轉換器省去了在中間級調節(jié)輸出的需要，無需昂貴的反饋電路。整套解決方案化繁為簡，有助減少元件數(shù)目、節(jié)省轉換所需基板空間，同時實現(xiàn)了96%以上的效率。(2)2004年，Vicor公司公布推出其48V輸入，中轉母線模塊(IBCs)系列的第一只模塊，該模塊為標準1/4磚型封裝，輸入電壓為38~55V。中轉母線模塊是把VI晶片中的中轉母線模塊(IBCs)放入1/4磚型電路板上,構成“VIC-in-a-Brick”封裝。它的功率處理能力比市場上最優(yōu)秀的中轉母線組件高出一倍。這種引腳款式與其它1/4磚型中轉母線模塊完全兼容。具體地說，這種引腳兼容的工業(yè)標準磚型模塊可內含單只BCM(BusConverterModule)，功率達300W，亦可由兩只BCM并聯(lián)構成，功率達600W。IBCs的效率由95%(3V)至97%(48V)。BCMs的瞬變反應極快，100%的負載階躍反應小于1μS，IBC的高效率及優(yōu)良的瞬變反應源于它采用正弦振幅轉換(SAC)技術，令它在零電流及零電壓瞬間以固定頻率開關，開關頻率可達上百萬赫茲。這些SAC令組件的輸入輸出噪聲極低，大大減低甚至可免除高成本及占空間的濾波器。(3)同步整流專家SynQor也推出了自己的母線電壓轉換器BusQor，輸入電壓為42~53V，輸出的電壓為12V，輸出電流高達20A，輸出功率可達240W，效率高達97％。通過與SynQor的12VBusQorDC變換器結合起來，電源設計師就可以實現(xiàn)一個真正的中間總線結構(IBA)。從隔離的中間總線向多個低電壓負載提供電源可以大大節(jié)約成本。并且在未來的產品設計中，SynQor公司還將積極采用無鉛轉換器，取消所有I/O引腳鍍鉛，采用Ni/Ag代替，并采用ENIG整理(鍍金)技術，消除HASL處理工藝中PCB受到的熱沖擊，以消除電子產品中的有害毒素。(4)BEL目前推薦的新型中間母線型電源結構，是采用不調整的高功率密度的總線變換器(BusConverter)級聯(lián)多個寬輸入、寬輸出的POL變換器的架構，與其它的電源結構相比，能有效的減小系統(tǒng)體積和成本，并具有很好的可擴展性和靈活性。目前BEL已能為客戶提供全系列電源解決方案，BusConverter家族包含1/2磚、1/4磚和1/8磚系列，輸出功率從120W至500W。POL變換器包含SMD、SIP、Arrowhead、Diamondback、Keystone五大類，共有70多個系列，能有效滿足用戶的需求。(5)Artesyn公司同樣采用標準的1/8磚尺寸和管腳設計，輸出功率最高可達82.5W，輸入電壓為36~75V寬范圍，輸出電壓從1.2V到3.3V有5個級別，其中LES20A48-3.3V的典型效率高達91%，并且模塊有很好的溫度特性，在環(huán)境溫度到60℃甚至80℃的降額下使用曲線都很平直，沒有很陡的下降。而且模塊效率曲線也很好，能在很寬的負載范圍都能保持很高的效率，同時模塊具有優(yōu)異的暫態(tài)響應特性，恢復時間只有20μS。從設計的先進性、穩(wěn)定性、電氣性能和效率各個方面來說，LES系列都可以說是一款不可多得的高性能產品。(6)艾默生網(wǎng)絡能源公司則是采用(雅達專利US5113334)推挽式正激諧振結構，利用諧振電容和變壓器漏感的諧振，實現(xiàn)主開關管的零電壓/近似零電流開通，近似零電壓/近似零電流關斷，獲得了主開關管的軟開關以及輸入輸出的低噪音。減少了開關損耗，提高了開關頻率以及功率密度，額定輸入、滿載輸出條件下效率高達96％。通過以上的調查分析，充分說明了中間母線變換器的市場巨大，在中間母線供電架構中具有重要作用。由于中間母線變換器結構本身還存在一定的缺陷，例如目前市場上大多數(shù)產品軟開關條件都依賴于電源的輸入輸出條件，因此對中間母線變換器進行深入的研究是非常值得的。1.3中間母線變換器方案的選擇在中間母線電壓供電架構中，電源的供電可以分為兩級，即第一級提供隔離變壓功能，通過中間母線變換器實現(xiàn)，第二級提供穩(wěn)壓功能，通過niPoL非隔離點負載轉換器實現(xiàn)，這在前面已經(jīng)做了詳細敘述，不再贅述。這樣，對于一個通用的中間母線變換器，需要考慮兩方面的問題：直流母線電壓如何選擇[16,17]；中間母線變換器采用何種方案實現(xiàn)。1.3.1中間母線電壓的選擇在通訊系統(tǒng)中，電路板上分配電力的傳統(tǒng)方法基本上有兩種[14,18]，第一種是把48V變成3.3V的輸出電壓，然后再用負載點(POL)變換器把3.3V變換成負載點所需要的電壓。另外一個方法是，先把48V變換為12V，然后再把12V的母線電壓變換成為負載點電壓，并不是直接把12V送到負載上，這個方案比較適合功率較高的電路板使用。兩種供電方案各有長處，也各有它的缺點。如果電路板上主要的負載需要3.3V的工作電壓，而且在整個電路板上有多處需要3.3V，在這種情況下，一般是采用母線電壓為3.3V的供電系統(tǒng)。之所以采用這個方案通常是為了減少電路板上兩級電壓轉換的數(shù)量，從而提高輸出功率最大時的電源效率。但是，在使用母線電壓為3.3V的供電系統(tǒng)時，它還為每個負載點變換器供給電力，這些負載點變換器產生其他負載所需要的工作電壓。在電路板上功率相同的情況下，母線電壓降低，將導致傳輸電流的增大。據(jù)統(tǒng)計，傳輸電流每增大32％，在配電方面的損失將增大74％左右。采用3.3V的母線電壓方案，電路板上其他輸出電壓都要由3.3V的母線電壓經(jīng)過變換得到。往往需要幾個負載點輸出電壓，每個輸出電壓都可以使用DC-DC變換器來產生。如果電路板上需要很大功率，而且電路板上沒有哪一種電壓的負載是占主要的，在這種情況下，一般是采用12V母線電壓的供電系統(tǒng)。采用這個方案時，在功率相同的情況下，由于傳輸電流較小，配電損失將比3.3V母線有很大的降低。在電路板上進行配電，最好的方法是使用一個3.3V與12V之間的中間電壓[16]。在使用兩級功率轉換的情況下，這個中間母線電壓不需要嚴格地進行穩(wěn)壓。新型負載點轉換器的輸入電壓范圍很寬，這就是說，產生中間母線電壓的隔離式轉換器可以用比較簡單的方法來實現(xiàn)。對于負載點轉換器來講，最優(yōu)的輸入電壓介于6V至8V之間，這時功率損失最小。就兩級轉換的優(yōu)化而言，這是最好的辦法，尤其是對于功率為150W的系統(tǒng)。我們可以在很小的面積下、用數(shù)量很少的元件，設計出一個高效率的隔離式轉換器。即中間母線變換器，然后再由中間母線變換器為負載點轉換器供電。做一個中間母線變換器并不難，由于不需要穩(wěn)壓，只需要變壓和隔離，因此它可以采用開環(huán)、固定占空比結構，把48V輸入電壓(通常電信系統(tǒng)的輸出電壓為48V)變?yōu)?~12V的中間母線電壓。變換器副邊可以采用同步整流方式，最大程度地提高了功率轉換的效率，也最大程度地減輕了對輸入電壓和輸出電壓濾波的要求，而且還提高了可靠性。1.3.2主功率拓撲及控制方案的選擇主功率拓撲的選擇通過對直流母線電壓選擇的討論可知，在中間母線電壓變換器中，一般要求輸出低壓(6~8V或12V)大電流，故原邊需要一個降壓率比較高的隔離變壓器，一方面降壓，另一方面可以隔離原副邊，滿足安規(guī)要求。對于隔離式結構，有對稱與不對稱兩種。不對稱結構包括正激、反激、正反激、有源鉗位、不對稱半橋等，但由于它們的不對稱性，不適宜作低壓大電流原邊的拓撲結構。對稱結構，主要包括推挽、對稱半橋、對稱全橋等，對稱全橋電路通常用于大功率變換器，如大于750W，用于中間母線變換器不適合。而且考慮到電路驅動芯片成本高、原邊浮地驅動、原邊開關管占用基板空間大等因素，故不宜采用；半橋電路，考慮到電壓輸入范圍比較窄、原邊電流較大、同樣也要浮地驅動，與推挽式電路相比，優(yōu)勢不明顯。推挽式電路雖然在性能上與全橋、半橋大體相同，但是其成本優(yōu)勢明顯，原邊占用基板空間小，因此推挽式電路是最適宜的拓撲結構。1999年，佛吉尼亞理工大學電力電子中心的FredC.Lee提出了一種推挽正激的拓撲結構，有著很理想的性能[19~22]。這種變換器工作在一、三兩個象限，其控制相對簡單并且瞬態(tài)響應速度快，故本文采用這種推挽式正激拓撲結構。對于副邊拓撲結構的選擇，目前經(jīng)常用到的低壓大電流副邊拓撲結構主要有三種[20]:中心抽頭二次側(如圖1-6)、正激二次側(如圖1-7)、倍流二次側(如圖1-8)。圖1-6中心抽頭二次側Fig.1-6Thesecondsideoftransformerwithcenterdrawout圖1-7正激二次側Fig.1-7Thesecondsideoftransformerwithforwardrectifier圖1-8倍流二次側Fig.1-8Thesecondsideoftransformerwithduplationrectifiter其中正激拓撲結構有最簡單的結構，但卻不適合應用于低壓大電流轉換器，因為相比中心抽頭與倍流拓撲結構，正激拓撲結構整流損耗較大。而對于倍流拓撲結構，輸出端必須有濾波電感，需要指出的是，對于本文所采用結構的中間母線變換器來說，為了保證原邊諧振回路的正常工作，其輸出電路是不能加濾波電感的，至于其原因將在后面的原理與仿真分析中作詳細敘述。因此，倍流電路如果輸出沒有電感，電路在續(xù)流階段容易造成輸出端短路，因此也無法采用?？偨Y上面所述，副邊采用中心抽頭的二次側拓撲結構?？刂品桨傅倪x擇中間母線電壓架構采用兩級輸出，第一級IBC(中間母線電壓變換器)只實現(xiàn)隔離和變壓功能，不需要穩(wěn)壓，第二級niPoL(非隔離負載點轉換器)提供穩(wěn)壓功能。這樣第一級中間母線變換器的控制相對簡單，可以采用開環(huán)控制，副邊整流電路則采用同步整流技術，進一步降低了副邊電路損耗。變換器省去了復雜的反饋控制電路，整個電路結構簡單，節(jié)省了轉換所需要的基板空間。1.4論文的主要研究工作論文主要是研制中間母線變換器，在變換器上實現(xiàn)并聯(lián)諧振軟開關技術。課題基于某公司立項項目ALQ28Q50平臺，輸入電壓范圍為38~60V，額定輸出為9V/27.8A。對于本文所研究的并聯(lián)諧振技術，實現(xiàn)了一種不隨輸入電壓、輸出負載變化影響的軟開關，這與傳統(tǒng)的串聯(lián)諧振軟開關有很大的區(qū)別，該結構易于產品化，這也是本文研究的意義。為了實現(xiàn)上述軟開關，論文主要從原理研究、仿真研究、實驗驗證三方面入手，著重分析了并聯(lián)諧振軟開關技術的實現(xiàn)，具體分為以下幾個方面：(1)根據(jù)電路拓撲(推挽式正激結構)，研究變換器在各個開關模態(tài)的具體工作過程，分析并聯(lián)諧振軟開關的實現(xiàn)條件；(2)通過仿真研究，進一步分析并聯(lián)諧振軟開關的實現(xiàn)條件以及并聯(lián)諧振環(huán)路各參數(shù)之間的關系；(3)結合仿真研究結果，通過分析和計算，給出中間母線電壓變換器各主要參數(shù)設計方法和步驟；(4)設計和研制變換器原理樣機，最后進行調試和測試，并驗證軟開關是否實現(xiàn)，測試各主要參數(shù)指標。本文所設計的中間母線變換器的主要技術指標如下：表1-1變換器的主要技術指標Tab.1-1Specificationsoftheconverter指標項目指標要求最小值額定值最大值輸入電壓范圍38V48V60V輸出電壓范圍8V9V12V輸出電流0A27.8A31.25A輸出電路紋波（f<20MHZ）－150mVp-p180mVp-p輸出電路噪聲－－80mVp-p輸出功率－250W－效率－>95%－開關頻率280kHZ中間母線變換器原理研究本章首先介紹了中間母線變換器的主電路拓撲，隨后通過對電路拓撲具體工作狀態(tài)的研究，說明了該電路的主要工作原理。并給出了電路實現(xiàn)零電壓、零電流的條件，通過仿真研究，進一步驗證了理論分析的正確性，最后對變換器電路的特點及參數(shù)關系做了總結。2.1中間母線變換器的主電路拓撲通過前面對各種拓撲結構的比較與分析，確定了中間母線變換器采用推挽式正激[23~26]結構，具體電路如圖2-1所示。

圖2-1具有同步整流的推挽式變換器Fig.2-1Push-pullconverterwithsynchronousrectifier該電路工作原理如下：原邊主開關管Q1、Q2工作在交替模式下，通過諧振網(wǎng)絡可以實現(xiàn)主開關管的近似ZVS/ZCS，副邊整流管Q3、Q4采用同步整流方式。Q1、Q2由相位上相差180°的信號驅動，必須保證驅動信號有適當?shù)乃绤^(qū)時間，以避免變換器的直通現(xiàn)象。而且適當?shù)目刂扑绤^(qū)時間對實現(xiàn)變換器的軟開關非常重要。T1為高頻隔離變壓器，與Vin、Lc、Cr以及開關管構成變換器的原邊拓撲結構。該電路實現(xiàn)軟開關主要是利用Cr與變壓器T1的漏感Lr(電路中未給出)構成并聯(lián)諧振回路，同時適當調節(jié)驅動信號的頻率、死區(qū)時間等參數(shù)，從而實現(xiàn)變換器主開關管的軟開關。Lc為輸入電感，將低阻抗的Vin與諧振電路隔離。副邊采用同步整流技術，可以有效的降低電路損耗。2.2主電路拓撲工作狀態(tài)研究下面通過對主電路拓撲工作狀態(tài)研究，來分析該電路的具體工作原理。圖2-2為電路的主要工作點波形，在整個工作周期內，該電路僅有6個工作狀態(tài)。圖2-2各主要工作點波形Fig.2-2Thewave-formofthemainworkpoint分析之前，首先做如下假設：(1)開關管、電感、電容均為理想器件；(2)Lc足夠大，在一個開關周期內，其電流基本不變，這樣與低阻抗的Vin就可以看成一個電流為Iin的電流源；(3)Co足夠大，在一個開關周期內，其電壓基本不變，這樣輸出濾波電容Co、負載電阻R1就可以看成一個電壓為Vps的電壓源。推挽式電路具有對稱結構，故6個開關模態(tài)中，前三個開關模態(tài)與后三個工作原理大體相同，只是電流方向不同，故只需分析前三個工作模態(tài)就可以了。圖2-3給出了中間母線變換器在不同開關狀態(tài)下的等效電路，各開關模態(tài)下的工作情況具體描述如下。圖2-3各個開關模態(tài)等效電路圖Fig.2-3Thecircuitfigureofthemainswitchmode(1)開關模態(tài)1[t0,t1][參考圖2-3(a)]在t0時刻，Q1和Q4導通。原邊電流Iin流經(jīng)Lk、變壓器原邊繞組、以及主開關管Q1。副邊整流管Q4導通，原邊給負載供電。因為諧振電容Cr與變壓器原邊繞組并聯(lián)，故Cr與變壓器漏感Lk構成并聯(lián)諧振回路。諧振過程中，Ir為半波正弦波形。Im1為勵磁電流，從圖2-3(a)中可以看出，負載電流：IRL＝Ir－Im1(2-1)原邊繞組兩邊電壓為Vps，所以勵磁電流：Im1＝VpsDt/Lm1(2-2)式中D——占空比從式(2-2)可以看出，因為Vps、Lm1為常數(shù)，占空比D不變，所以勵磁電流Im1為一斜坡函數(shù)。在此開關模態(tài)下，t0時刻，開關管電流Idq1＝Ir，Im1為負最大值，此后過程中，[t0~t1]時間內線性增加。當Ir=Im1時，即IRL＝0時刻，此時關斷Q1和Q4，由于負載電流IRL此時刻為零，則Q4為自然關斷。而此時Ir近似諧振到零，因此Q1為近似零電流關斷，由于MOSFET自身寄生電容的箝位作用，限制了開關管兩端電壓的上升，故Q1和Q4為近似零電壓關斷，此開關模態(tài)結束。(2)開關模態(tài)2[t1,t2][參考圖2-3(b)]在開關模態(tài)1結束t1時刻，Q1和Q4關斷，此時勵磁電流Im1達到最大值，由于Q1關斷，變壓器漏感Lk無法與Cr繼續(xù)諧振，因此同勵磁電感通過變壓器原邊繞組給開關管寄生電容CossQ1、CossQ2充電。充電時，Im2線性增大，副邊由電容給負載供電。t2時刻，Ir下降到零，此開關模態(tài)結束。(3)開關模態(tài)3[t2,t3][參考圖2-3(c)][t1,t2]開關模態(tài)結束時，由于Im1還未下降到零，故繼續(xù)給開關管的寄生電容充電。當CossQ2的電荷被全部抽光后，導致Q2的體二極管導通。在Q2體二極管導通過程中，可以開通開關管Q2和Q3。此時，Q2為零電壓開通，Q3為硬開通。理想情況下，當Im1為零，t3時刻開通Q2和Q3。此開關模態(tài)結束。(4)開關模態(tài)4[t3,t4][參考圖2-3(d)]工作過程同開關模態(tài)1，參見上面分析。(5)開關模態(tài)5[t4,t5][參考圖2-3(e)]工作過程同開關模態(tài)2，參見上面分析。(6)開關模態(tài)6[t5,t6][參考圖2-3(f)]工作過程同開關模態(tài)3，參見上面分析。2.3實現(xiàn)零電壓、零電流的條件從前面研究中可以得出，通過諧振電容Cr與變壓器漏感Lk的諧振作用，中間母線變換器的主開關管可以實現(xiàn)零電流/近似零電壓開通，近似零電流/近似零電壓關斷，副邊整流管可以實現(xiàn)自然關斷。由于所采用電路結構的特殊性，總結理論研究，要想得到主開關管的軟開關[27,28]，必須具備以下條件：(1)必須保證中間母線變換器的開關頻率略大于諧振電容Cr和變壓器漏感Lk構成諧振環(huán)的諧振頻率，即：(2-3)(2-4)式中fs——開關頻率；fr——諧振頻率因為中間母線變換器的推挽式結構，所以開關頻率fs與諧振頻率fr存在一個2倍的關系；(2)諧振電容Cr和變壓器漏感Lk構成諧振環(huán)的諧振頻率fr一般最大為4MHZ，開關頻率fs與fr雖然存在式(2-3)關系，但2倍的fs與fr越接近軟開關條件越好，這樣就限制了開關頻率的進一步提高；(3)死區(qū)時間是一個非常重要的參數(shù)，適當?shù)母淖冋伎毡菵，調整死區(qū)時間，可以達到最優(yōu)的ZCS；(4)降低勵磁電感，增加勵磁電流，可使變換器更容易得到ZVS；(5)盡量保持變壓器副邊電壓的穩(wěn)定，即接近理想分析中的Vps，這樣也更容易達到ZVS/ZCS條件。2.4中間母線變換器的仿真研究中間母線變換器采用如圖2-4所示的仿真電路圖。為了獲得與理論上相接近的仿真結果，我們將電壓源與輸入電感等效為電流源，將副邊的輸出電容與負載等效為電壓源。仿真研究中，器件模型、驅動信號的建立將在變換器不同結構下的仿真研究中給出。仿真具體參數(shù)如下：Vin＝38V，Iout＝31.25A，理想等效后，Iin＝6A，Vout＝8V。圖2-4理想模型下的變換器仿真模型Fig.2-4Theidealsimulationmodeloftheconverter通過預設變換器的開關頻率fs=280kHZ、Lk=0.22μH，進而調整諧振電容Cr，占空比D，在該電路下得到了很好仿真波形，與理論研究相一致。最后調整參數(shù)為D＝0.35、Cr＝350nf，得到所示的仿真波形。該模型下得到的仿圖2-5Q1驅動VgsQ1,諧振電流Ir及原邊勵磁電流ImFig.2-5Thewave-formofVgsQ1,IrandIm真結果與理論分析較一致，因此做詳細介紹。從波形對比圖中可以看出，等效勵磁電流Im，諧振電流Ir與理論分析結果相一致。諧振電流Ir近似于半波正弦，當它快要諧振到零時，此時關斷原邊主開關管Q1。由于原邊主開圖2-6Q1驅動VgsQ1,Q1漏源電流IdQ1及諧振電流IrFig.2-6Thewave-formofVgsQ1,IdQ1andIr圖2-7Q1驅動VgsQ1,Q1漏源電壓VdsQ1及Q1漏源電流IdQ1Fig.2-7Thewave-formofVgsQ1,VdsQ1andIdQ1關管電流IdQ1等于諧振電流Ir，所以主開關管為近似零電流關斷。開通時原邊主開關管電流IdQ1為零，因此為零電流開通。受諧振環(huán)的影響，原邊主開關管漏源電壓波形VdsQ1在2Vin的基礎之上，又疊加一個諧振電壓。圖2-8Q1驅動VgsQ1,Q1漏源電壓VdsQ1及Q4漏源電壓VdsQ4Fig.2-8Thewave-formofVgsQ1,VdsQ1andVdsQ42.5變換器的電路特點及參數(shù)分析根據(jù)前面理論研究，采用文中結構的中間母線變換器基本實現(xiàn)了原邊主開關管的軟開關，具有軟開關不隨輸入、輸出條件影響的特點，是一種較易產品化的結構[29~32]。對于該變換器，其參數(shù)關系如下。(1)中間母線變換器開關頻率的確定開關頻率的確定應考慮到以下因素的影響：(a)變換器尺寸、功率密度的限制，磁性元件的損耗；(b)變換器等效輸出電容與變壓器等效電感的比值的限制；(c)開關管柵極驅動功率，輸出電容的等效阻抗特性；(d)集膚效應的影響，變壓器的銅損。(2)變壓器的設計，變壓器漏感的測量與估計變壓器設計時應盡可能保證變壓器原邊/原邊、副邊/副邊的耦合，并優(yōu)先考慮變壓器的原邊/副邊耦合。要特別注意變壓器的二次側，不恰當?shù)亩蝹仍褦?shù)將會使Rdc和Rac的值遠大于繞組中間磁芯材料的值，這一問題在高頻的情況下將會顯著，比如fs≥500kHz時。變壓器的總損耗基于Rdc，Rac以及勵磁損耗一個恰當?shù)钠胶狻Ｔ谧儞Q器的開關頻率下，繞組厚度(對于PCB繞組)，或者直徑不應該比集膚深度大。繞組最好交叉纏繞，并且同一繞組的層數(shù)盡可能的為偶數(shù)。由于多層PCB易于設計和控制參數(shù)，因此本文采用多層PCB設計。(3)諧振電容Cr的取值Cr的取值應該保證與變壓器漏感Lk的諧振頻率略低于開關頻率的2倍。(4)輸入隔離電感Lc的值一般取值為變壓器漏感的10倍，此時可認為輸入等效為恒流源。(5)副邊整流管的額定值副邊整流管電流峰值為輸出負載電流有效值的1.414倍。副邊整流管應選擇導通損耗低，成本低的管子。整流管反向承受電壓大約為最大副邊電壓的2~3倍，其承受的峰值電壓與諧振阻抗角有關。一般的，開關頻率越接近諧振頻率的1/2，整流管承受的反向峰值電壓越高。(6)輸出電容選擇低ESR、高紋波處理能力的電容，全波整流輸出電流值為：直流分量為有效值的0.899，二次諧波分量為有效值的0.425，四次諧波分量為有效值的0.086，奇次諧波分量為0，因此二次諧波分量對紋波的影響最大。電容的選擇必須滿足在影響紋波最大頻率下，電容的等效阻抗最低。(7)ZVS條件要想得到更好的ZVS，調整死區(qū)時間非常必要，也可以通過降低勵磁電感，增加勵磁電流的方法提高ZVS條件。降低勵磁電感后，死區(qū)時間需要重新調整。(8)變換器的調試給變換器帶50~100％的負載，觀察Q1、Q2上的電流波形，其波形應該接近半波正弦。為了保證近似ZCS的低開關損耗，需要反復調整Cr值以獲得最好的軟開關條件。2.6本章小結本章通過對中間母線變換器主電路拓撲的研究，詳細分析了該變換器的主要工作原理，并且給出了變換器實現(xiàn)ZVC/ZCS的條件，可以看出采用文中所述方案的軟開關，與傳統(tǒng)的串、并聯(lián)諧振軟開關有很大的區(qū)別，軟開關條件不受輸入電壓、輸出負載變化的影響，這也是該方案的最大優(yōu)點。變換器不同結構下的仿真研究及分析仿真是項目開發(fā)中的一個重要環(huán)節(jié)，仿真的目的在于建立一個模擬的實驗環(huán)境，提供一種高效的計算乃至分析手段，從而減小開發(fā)設計過程中的盲目性，縮短開發(fā)周期。本章將采用Saber_2004軟件對所設計的變換器進行時域仿真分析，通過變換器不同結構下的仿真研究，驗證了本文方案的軟開關結構需要采用他激式輸出無電感方案。3.1SABER仿真軟件及建模方法本文采用Saber軟件進行仿真，該軟件是當今世界上功能強大的電力電子仿真軟件之一，尤其擅長對大系統(tǒng)的仿真。Saber最早的版本是由Analogy公司于1986年11月推出，相對其他仿真軟件推出時間較晚，并且剛推出時價格昂貴，使其推廣范圍受到限制，但憑借其自上而下分級仿真的思想，強大的仿真功能和較大的元件庫，在國外逐漸受到一些大公司的重視，隨著價格的逐步降低，其應用范圍也越來越廣。采用Saber仿真軟件進行仿真，其中最重要的一個方面就是仿真器件的建模。通常情況下，仿真軟件一般的建模方法主要有四種[33]，具體如下：(1)對通用模型的參數(shù)進行賦值(ParameterizingGenericModels)這種方法只適用于其一般模型存在，且模型中已描述了所要求的元件行為，如存在的考慮了串連電阻的電感模型，理想情況下，我們只關心電感值，當考慮到實際應用時，可以對其串連電阻進行賦值。(2)組合建模(Macromodeling)無單個模型存在時，可考慮用其他多個模型來表示，其優(yōu)點是無需建模語言，建模容易，速度快，缺點在于所建模型在許多場合下無實際物理意義且復雜，效率低，并且需要足夠的基本模型，在建立一種新型的電力電子器件仿真模型時可考慮采用此種方法。(3)建立行為模型(MASTBehavioralModeling)遇到Saber元件庫中無所需元件時，除了可修改現(xiàn)有模型，也可通過描述原型的行為來建立新的模型。由于其靈活性和高效性，這種方法被建模者廣泛采用。建立仿真模型(template)前，首先要建立能表明器件功能的數(shù)學模型(model)，然后用MAST語言將model轉化為template，考慮到建立行為模型的難度，例如在任何條件下的行為描述都較為困難。一般在此之前，應首先考慮是否能對通用模型的參數(shù)進行賦值或能否組合建模，對大多數(shù)使用者來說，更愿意將現(xiàn)有的模型靈活的加在一起。(4)圖形建模(GraphicalModeling)支持守恒(物理)系統(tǒng)及控制系統(tǒng)(信號流)，有利于從頂至下的設計，限制在于參數(shù)不能從外部改變，不支持MonteCarlo分析。本文所采用的仿真器件在Saber的通用模型庫中都可以找到，只是在參數(shù)上略有不同，因此我們可以采用第一種方法，建立中間母線變換器的仿真模型。前面采用了他激式輸出無電感理想模型進行了研究，下面對其他三種結構的仿真模型進行分析。3.2變換器不同結構仿真模型的建立本文所研究的中間母線變換器所使用的芯片是Unitrode公司生產的雙路輸出推挽式控制芯片UCC2808-2。由于Saber軟件中沒有UCC2808-2的模型，需要自己用Saber里的一些模擬、數(shù)字器件來構成驅動控制電路，仿真其工作過程，驅動控制電路的模型如圖3-1所示。圖3-1驅動電路模型Fig.3-1Themodelofdrivecircuit圖中clock端產生一個時鐘信號，然后經(jīng)buf緩沖器、D/A轉換器輸出驅動信號，驅動推挽式變換器的原、副邊開關管。副邊整流采用自激驅動和他激驅動兩種方式，副邊輸出采用LC濾波輸出或大電容濾波輸出，這樣通過組合，電路就有四種結構，其中他激式輸出無電感理想模型前面已經(jīng)作過分析，下面著重分析其他三種模型。Clock信號可以通過Saber軟件中模型設置中方便的調節(jié)頻率和占空比，這樣在仿真過程中，容易改變參數(shù)，以獲得較好的仿真結果。對于他激式驅動方式，推挽式變換器的驅動分為兩路，其中一路如圖3-1所示，由clock同時分出兩個驅動信號分別驅動推挽式變換器的原、副邊開關管。而另一路和這一路相同，只需在clock的初始值td項目下增加一個1/(2fs)的延時就可以滿足變換器的驅動要求。對于自激式驅動方式就更簡單了，clock不需要分出兩個驅動信號，只要圖3-1所示的一路輸出就可以了，驅動變換器的原邊開關管。副邊由變壓器直接引出的信號驅動。自激驅動方式的另一路與他激式驅動方式相同，也是在clock的初始值td項目下增加一個1/(2fs)的延時。由于變換器采用開環(huán)結構，所以控制相對簡單。原邊主開關管以及副邊同步整流管可以采用通用模型參數(shù)賦值的方法進行建模。仿真電路中，原邊主開關管采用IRF7494150VVdsMOSFET，副邊整流管采用HITACHI公司的HAT2099H30VVdsMOSFET，滿足設計要求。Saber軟件中，由于變壓器沒有推挽式電路所用的雙原邊繞組、雙副邊繞組的模型，但是我們可以通過改變變壓器耦合電感的設置，將原邊單繞組、副邊三繞組的變壓器連接成所需要的變壓器模型。3.3不同結構仿真模型的對比及分析3.3.1他激式輸出有電感模型的仿真圖3-2他激式輸出有電感模型Fig.3-2External-forwardwithoutput-inductance他激式輸出有電感模型輸出采用LC濾波輸出，在電路結構上與輸出無電感模型差別不大，對該電路進行仿真，得到如圖3-3仿真結果。圖3-3Q1驅動VgsQ1,Q1漏源電路IdQ1及諧振電流IrFig.3-3Thewave-formofVgsQ1,IdQ1andIr從仿真結果可以得出，在該結構電路模型下，無論怎樣調整諧振電容Cr、占空比D以及開關頻率fs，諧振電流Ir都法得到半波正弦波形，得不到到所需要的軟開關條件。3.3.2自激式輸出無電感模型的仿真圖3-4自激式輸出無電感模型Fig.3-4Self-forwardwithoutoutput-inductance圖3-5Q1驅動VgsQ1,Q1漏源電路IdQ1及諧振電流IrFig.3-5Thewave-formofVgsQ1,IdQ1andIr自激式輸出無電感模型如圖3-4所示，副邊整流管驅動直接由變壓器副邊繞組引出的信號驅動，為了防止驅動信號出現(xiàn)負壓，設計了一個驅動箝位電路。但是通過具體仿真，從結果來看，仿真波形與預期相差較大，故該結構模型也不可取。3.3.3自激式輸出有電感模型的仿真圖3-6自激式輸出有電感模型Fig.3-6Self-forwardwithoutput-inductance該模型仿真電路如圖3-6所示。對該電路仿真，得到圖3-7的結果，可以看出與他激式輸出有電感模型的仿真結果比較相似，同樣不能獲得我們所需要的軟開關條件。圖3-7Q1驅動VgsQ1,Q1漏源電路IdQ1及諧振電流IrFig.3-7Thewave-formofVgsQ1,IdQ1andIr3.4仿真結果分析通過對變換器不同結構下仿真模型的仿真研究，可以看出只有他激式無電感模型能得到我們所需要的軟開關條件，通過分析得到如下結論：(1)為了得到文中所采用的諧振方案，在理想條件下，原邊輸入電路需等效為一個電流源，副邊輸出電路等效為電壓源。然而文中提到的其他三種結構中，自激式模型無法等效為上面的條件，而輸出為LC濾波電路的他激式模型也無法實現(xiàn)。(2)輸出為LC濾波電路的結構中，電感中的儲能有一個續(xù)流過程，續(xù)流過程中，變壓器副邊繞組電壓為輸出電壓加電感的電壓，如果該電壓波動較大，將使變壓器勵磁電流不再線性變化，無法滿足文中的軟開關條件。如果濾波電感取的很小，沒有續(xù)流過程，也就失去了加輸出電感的意義，因此該方案也不行。(3)文中采用的并聯(lián)諧振回路，是利用諧振電容與變壓器漏感的諧振作用，實際電路中變壓器的漏感非常小，而在輸出為LC濾波電路的結構中，其輸出電感顯然不能太小。這樣耦合到原邊的電感值勢必會對諧振回路造成一定的影響(推挽式變壓器不同于回轉器，副邊電感耦合到原邊仍然為感性)，因此輸出為LC濾波電路結構得不到ZCS/ZVS條件。(4)對于自激式輸出無電感模型，由于副邊驅動信號直接取自變壓器繞組，驅動特性不是很好，而且使得原邊并聯(lián)諧振特性變差，要想獲得較好的諧振特性，必須考慮設計副邊輔助電源，然而在中間母線變換器中，考慮到成本及電路布板空間(標準的1/4磚結構)的限制，顯然設計副邊輔助電源是不可取的，而且自激方式下，還可能出現(xiàn)輸出“反灌”現(xiàn)象。3.5本章小結本章通過變換器不同結構下的仿真研究，進一步深化了文中采用方案軟開關條件的認識，也證明了在這種特殊的并聯(lián)諧振條件下，采用他激式輸出無電感設計比較適合，對變換器原理樣機的研制起到了指導作用。中間母線變換器原理樣機的研制本章分別從功率電路設計、驅動控制電路設計、保護電路設計和電路原理圖等幾個方面，詳細介紹了中間母線變換器原理樣機的設計過程，并且給出了中間母線變換器各主要參數(shù)的計算值，從而為制作并調試原理樣機做了充分的準備。4.1變換器設計說明4.1.1主要技術指標說明為了明確變換器的設計要求，重新給出變換器的技術指標。表4-1變換器的主要技術指標Tab.4-1Specificationsoftheconverter指標項目指標要求最小值額定值最大值輸入電壓范圍38V48V60V輸出電壓范圍8V9V12V輸出電流0A27.8A31.25A輸出電路紋波（f<20MHZ）－150mVp-p180mVp-p輸出電路噪聲－－80mVp-p輸出功率－250W－效率－>95%－開關頻率280kHZ4.1.2預設初始條件在設計之前，我們需要對一些初始條件做必要的預設，以方便后面的計算。在高頻變壓的設計中，因為中間母線變換器的特殊結構，輸出與占空比不相關，與一般DC-DC變換器變壓器的設計有所不同，需要特別注意；在輸出電容的設計中，由于輸出沒有濾波電感，其設計主要考慮紋波受輸出電容ESR的影響，設計也比較特殊；另外輸入濾波電感的設計，主要考慮中間母線變換器反射電流的影響，參數(shù)的具體計算將在后面相應小節(jié)中給出。4.2主功率電路設計中間母線變換器主功率電路采用推挽式正激結構，電路原理圖如圖4-1所示。按照設計技術指標要求，對功率電路的各主要參數(shù)進行設計。主要包括高頻變壓器的設計、功率晶體管的選擇、輸入濾波電感的設計、輸出電容的設計等幾個部分。圖4-1主功率電路Fig.4-1Themainpowercircuit4.2.1高頻變壓器的設計(1)原副邊匝比的確定為了提高高頻變壓器的利用率，變壓器的原副邊匝比盡可能的大一些。這樣可減小主率管的通態(tài)電流，降低同步整流管的反向電壓，從而減小損耗和降低成本，提高系統(tǒng)的效率和可靠性[34~38]。因為中間母線變換器特殊的開環(huán)結構，固定的占空比，輸出電壓隨輸入電壓、輸出電流的變化而變化，與占空比無關，這與閉環(huán)結構有很大的區(qū)別，在設計時要特別注意。本文設計在Vinmin=38V，輸出空載，Voutmin＝8V下進行，在計算之前，還需預設如下參數(shù)，詳見表4-2所示。表4-2變壓器設計的預設參數(shù)Tab.4-2Predefineparameterofthetransformerdesign副邊同步整流管最大壓降Vsr=0.1V副邊其他線路壓降VR=0.1V副邊壓降總和原邊MOSFET及線路壓降Vpw=0.3V變壓器效率＝0.98最大磁通密度Bm＝0.38T磁場密度變化量B＝0.5T窗口利用系數(shù)KW=0.5波形系數(shù)Kf＝4繞線電流密度J＝15A.mm-2銅箔厚度CopperThick＝4ounce=1\*GB3①變壓器采用PCB繞組，窗口利用系數(shù)較高，這里預設KW=0.5②繞線電流密度的選取應滿足溫升要求，而且采用PCB繞組，繞組匝數(shù)較少，故預設J＝15A.mm-2③波形系數(shù)，考慮為方波，故取Kf＝4④1ounce=0.035mm計算匝比(4-1)(4-2)(4-3)式中Vs——變壓器副邊繞組電壓(V)；Voutmin——輸出電壓最小值(V)；Vpmin——變壓器原邊繞組最小值(V)；Vinmin——輸入電壓最小值(V)；n——變壓器匝比(2)計算最大面積乘積AP(4-4)式中PO——變換器的輸出功率；PT——變壓器視在功率(4-5)(3)選擇磁芯根據(jù)值，增加一定的裕量選擇磁芯，由于沒有標準的EER型磁芯可供選擇，故需要對磁芯重新開模[38]，具體參數(shù)見表4-3所示。表4-3磁芯具體參數(shù)Tab.4-3Theparameterofmagneticcore磁芯有效截面積Ae＝60.80mm2磁芯窗口面積AW=21.47mm2磁路長度Le=42.4mm剩磁Br=0T電感系數(shù)AL=2.48電感系數(shù)容差ALt=0.25繞組每匝平均長度MLT=48.98mm單位體積功耗Pe=0.6W.cm-3表面系數(shù)Ks=41.3散熱系數(shù)Kt=850則(4-6)(4)確定變壓器原邊和副邊的匝數(shù)(4-7)式中Ns——變壓器副邊匝數(shù)取整數(shù)Ns=1，則原邊匝數(shù)，取整數(shù)Np=5。(5)校核磁通密度穩(wěn)態(tài)磁通密度校核：(4-8)則(4-9)校核滿足磁芯不飽和要求，故取，。(6)原副邊繞組線徑的計算輸出電壓為最小值時，變壓器原邊近似電流為：(4-10)式中Ip——變壓器原邊電流原副邊電流密度：(4-11)式中——電流密度比例系數(shù)；——常數(shù)，由所用磁芯確定則原邊繞組線徑為：(4-12)副邊繞組電流為：(4-13)則副邊繞組線徑為：(4-14)(7)其他參數(shù)的校核通過進一步查表計算還可以得出變壓器的銅損、鐵損以及溫升等參數(shù)。如果這些參數(shù)不符合設計的要求(如溫升要求)，則應重新選擇磁芯后再進行計算。這個過程可能需要反復驗證，在此不再贅述。4.2.2功率晶體管的選擇主開關管MOSFET的選取(1)電流額定值ID(A)通常在最大原邊電流條件下，選擇有較大電路增益和較好飽和特性的管子作為功率開關晶體管。當輸入電壓為最小值時：(4-15)假設此時效率最低，設為＝95％，則此時的輸入功率為：(4-16)考慮導通時的占空比，此時設D＝0.4，輸入功率Pi應為：(4-17)(4-18)考慮到磁化電流和紋波電流的影響，ID應該有10%的裕度，則：(4-19)(2)電壓額定值Vds(V)原邊最大輸入電壓Vinmax＝60V，則在推挽式電路中：(4-20)考慮到所采用電路的特殊性，原邊主開關管的Vds在2Vin的基礎上疊加了一個諧振電壓，因為這個電壓計算比較復雜，這里不作贅述，只是給Vds一個20％的裕量，即：(4-21)在實際選擇過程中，由于Vds＝150V的管子之中，一般ID都在5A左右，而我們所需要的管子的ID=9.46A，因此可以選擇兩個管子并聯(lián)使用，則滿足要求，具體選擇型號為IRF7494，其具體參數(shù)如表4-4所示。表4-4IRF7493/7494主要參數(shù)表Tab.4-4ThemainparameterofIRF7493/7494參數(shù)型號U(BRDSS)(V)RDS(on)(mΩ)ID(A)Rthjc(℃W-1)Pd(W)Tc=25℃Tc=100℃IRF749380159.25.8202.5IRF7494150445.23.7203.0副邊同步整流管的選取對于低壓大電流的輸出整流電路來說，一般采用全波整流，這樣可以降低整流電路的損耗，由于本文所設計的中間母線變換器對于效率有很高的要求，最小值要大于95％，為了進一步降低整流電路的損耗，副邊采用同步整流技術。(1)電流額定值ID(A)最大負載電流為31.25A，考慮到一定的降額，則：(4-22)(2)電壓額定值Vds(V)最大的輸出電壓Voutmax＝12V，對于輸出的全波整流電路，有如下等式：(4-23)考慮到一定的降額，Vds取值為：(4-24)在實際選擇過程中，由于輸出電流比較大，為了降低副邊整流管的導通損耗，我們選用三個管子并聯(lián)使用，同時也降低了單個管子的電流應力，具體選擇型號為HAT2099H，其具體參數(shù)如表4-5所示。表4-5HAT2160/2099H主要參數(shù)表Tab.4-5ThemainparameterofHAT2160/2099H參數(shù)型號U(BRDSS)(V)RDS(on)(mΩ)ID(A)Rthjc(℃W-1)Pd(W)Tc=25℃Tc=100℃HAT2160H202.660－－30303.750－－30HAT2099H4.2.3輸入濾波電感的設計圖4-2是輸入反射電流的測試示意圖。其中，C、L1、C1為模塊外接的濾波器，L2、C2為模塊內部的濾波電路[39]。電路圖最右邊的電流源模擬變換器，其輸出電流I即為變換器的輸入電流。圖4-2輸入濾波電路圖Fig.4-2Theinputfiltercircuit將輸入看做理想電壓源，則Vin為恒定量，且電容C可以省略。電路中部分器件參數(shù)如下：L1＝12μH，為標準配置；C1為100μF/100V低阻抗鋁電解電容，串聯(lián)等效電RESTR取其典型值0.18Ω；C2為瓷片電容，由于其ESR比較小，因此不考慮ESR的影響。對圖4-2所示的電路，有如下關系式：(4-25)在式(4-25)中，將V1、V2、I1、I2看做變量，C1、C2、L1、L2、Vin、I看做常量，則可以得到I的結果：(4-26)在式(4-26)中，對于脈沖波形I，可以通過傅立葉變換，將其分解成級數(shù)形式：(4-27)式中In——I的第n次諧波由疊加原理，可以將式(4-27)變換成：(4-28)一般的，I1的峰-峰值不大于50mA。即I1中交流成分的峰-峰值不大于50mA。由該條件和公式(4-28)可得到：(4-29)即為L2、C2應該滿足的關系。由于式(4-29)中包含兩個變量，不能完全由它準確確定輸入濾波器的參數(shù)。因此，可以根據(jù)經(jīng)驗，對L2、C2進行粗略的估算，然后再根據(jù)仿真和實驗的情況對所選參數(shù)進行調整。本文設計中，L2取2.2μH，滿足設計要求。4.2.4輸出電容的設計由于中間母線變換器沒有輸出電感，所以為了保證輸出電壓滿足紋波要求，以及在死區(qū)時間內給負載提供連續(xù)穩(wěn)定的電流，變換器的輸出電容相對較大[40~42]。本文所設計的變換器要求在9V/27.8A的條件下，V≤0.15V。輸出電容可以采用如下公式估算：(4-30)式中V——輸出電壓紋波；Ipp——輸出電流變化值；Cout——輸出電容的容值；RESR——輸出電容的等效串連電阻中間母線變換器的最大輸出電壓為12V，選用輸出電容時，考慮到一定的降額、尺寸、溫度特性以及大容量要求，我們選用TDK16V/22μF，1210封裝的貼片電容。該電容的高頻特性、溫度特性都比較好。280kHZ開關頻率常溫下，其等效ESR僅為8mΩ，將這些參數(shù)代入式子進行核算。(4-31)這里Ipp取輸出電流的10％，計算結果滿足紋波要求。實際中，為了進一步減小ESR以及增大等效輸出電容，我們可采用多個電容并聯(lián)，考慮了PCB可用空間限制，實際中采用5個電容并聯(lián)使用。4.3驅動控制電路設計驅動控制電路采用PWM控制芯片UCC2808-2和驅動芯片MIC4424BM實現(xiàn)，由于讀者可能對控制芯片UCC2808-2不是很熟悉，首先對他進行簡要介紹。驅動芯片MIC4424BM比較簡單，這里不作介紹。其次分析了驅動控制電路，電路主要包括兩個部分：PWM控制電路；驅動電路。具體電路及分析詳見下面敘述。4.3.1UCC2808-2芯片簡介Unitrode公司的低功耗、電流模式PWM控制芯片UCC2808-2是專門為推挽式電路而開發(fā)的，代替了早期用分立器件的做法，使推挽式電路控制更容易實現(xiàn)。UCC2808-2開通時門檻電壓為4.3V，關閉時的門檻電壓為4.1V，輸出占空比可以通過外圍電阻0~50％可調；典型工作電流為1mA；工作時的開關頻率可達1MHZ；工作在電流模式，能同時輸出兩個固定占空比信號，驅動能力最高可達1A；內部帶有軟啟動功能。主要引腳功能如下：(1)芯片的供電和接地VDD(Pin8)為芯片的電源，盡管其“靜電流”很低，但是總電流相對高一些，與輸出電流及工作頻率有關，一般總電流可通過如下等式計算：(4-32)(4-33)式中IDD——VDD的總輸入電流；Iqiescent——VDD的靜電流；Iout——芯片驅動輸出電流；Qg——MOSFET門極存儲電荷；F——芯片的工作頻率為了減小噪聲干擾，應在VDD與GND之間接低ESR和ESL的旁路電容，并且使旁路電容盡可能接近芯片，推薦使用1μF的電容。GND(Pin5)為芯片的功率地與信號地，將功率地與信號地連接在一起，有利于對噪聲的抑制和降低直流壓降。(2)頻率的設置頻率的設置比較簡單，只需一個設置電阻(連接在VDD(Pin8)與RC(Pin3)之間)和一個設置電容(連接在RC(Pin3)與GND(Pin5)之間)就可以了，大體的設置頻率可以通過下面的公式估算。(4-34)式中foscillator——芯片內部晶振的工作頻率(3)COMP比較端與CS電流檢測端COMP(Pin1)端是芯片誤差放大器與內部PWM輸入的比較端，將COMP端強制拉到GND，可使芯片的輸出占空比為零。CS端內部為一電流誤差放大器，也充當一個比較器的作用。當該引腳電流值達到或超過門限值時，輸出關閉，軟啟動重新開始工作。(4)FB端FB(Pin2)端為誤差放大器的反向輸入端。為了保證芯片的穩(wěn)定工作，應使FB端的引線盡可能短，使其偏置電容盡可能小。(5)輸出端OUTA(Pin7)和OUTB(Pin6)為芯片的輸出端，分別輸出兩個驅動信號，驅動能力最高達1A。兩路輸出信號在相位上相差180°，每個端口的輸出波形的占空比最高可達50％。4.3.2驅動控制電路原理說明控制電路原理說明具體電路如圖4-3所示，UCC2808-2的外圍電路比較簡單，芯片本身只有八個引腳，除了VDD接原邊輔助電源，GND接原邊地，OUTA、OUTB分別接兩路輸出外，我們只需要對四個引腳進行設置，便可實現(xiàn)推挽式電路的PWM控制。中間母線變換器設計的初始頻率設為280kHZ，如圖中所示，初始值我們取C29＝100pF，R44＝25.2kΩ，則(4-35)因為是兩路輸出，所以每一路輸出的頻率為，滿足設計要求。對于COMP端，當保護信號(Protect)為高時，通過外圍電路將該引腳拉低，實現(xiàn)電路的保護。此時，OUTA、OUTB端無輸出。同理，對FB、CS端進行相應的設置，可以實現(xiàn)相應的保護功能。這里不再詳細敘述。圖4-3控制電路原理圖Fig.4-3Theprinciplecircuitofcontrolpart驅動電路原理說明由于UCC2808-1兩路輸出的驅動功率不夠，不足以驅動原邊的兩對主開關管以及副邊同步整流管，所以為了增加驅動功率和獲得較好的驅動波形(減小驅動波形的上升與下降時間)，增加一級驅動電路，具體電路如圖4-4所示。圖中DriveA、DriveB是UCC2808-2的輸出信號，分別引出兩路，用以驅動原邊的主開關管和副邊的同步整流管，電路的原副邊信號由驅動變壓器進行隔離。為了增加驅動能力，這里我們使用了驅動芯片MIC4424BM，由于我們只用該芯片作為驅動信號的放大與整形，所以設置比較簡單，只需將NC與GND端相連，NC、VS端接輔助電源就可以了，這樣OUTA、OUTB就得到了較好的驅動波形。對于副邊電路，為了進一步增大驅動，我們還增加了一級推挽式功率放大電路，使驅動信號滿足要求。圖4-4驅動電路原理圖Fig.4-4Theprinciplecircuitofthedrivepart4.4保護電路設計4.4.1原邊輔助電源啟動電路設計圖4-5原邊啟動電路Fig.4-5Thecircuitofstart-uppart原邊啟動電路的原理圖如圖4-5所示，在整個電路啟動過程中，電源通過R10給C18充電，D3起限壓和保護作用，當C18的電壓上升到一定的數(shù)值后，Q12導通，C17被充電，同時給控制電路供電。電路中穩(wěn)壓管的選取應該保證當原邊輔助電源電壓建立后，Q12能可靠關斷。4.4.2過壓、欠壓保護電路設計過壓、欠壓保護電路如圖4-6所示，電路原理比較簡單，主要是通過采樣網(wǎng)絡、正負反饋比較器對輸入電壓范圍進行檢測，使電路滿足輸入電壓范圍要求，當輸入電壓不滿足要求時，通過運算放大器構成的比較電路動作，輸出一個高電平，這一電平將觸發(fā)控制芯片的外圍電路動作，從而使驅動信號關閉，實現(xiàn)電路的保護功能。圖4-6過壓、欠壓保護電路Fig.4-6Thecircuitofovervoltageandlowervoltageprotectpart4.4.3過溫保護電路設計過溫保護電路的原理與過壓、欠壓保護電路相