第5章 模擬信號的數(shù)字傳輸

第5章模擬信號的數(shù)字傳輸5.1脈沖模擬調(diào)制5.2抽樣定律

5.3脈沖編碼調(diào)制（PCM）

5.4增量調(diào)制（ΔM）

5.1脈沖模擬調(diào)制脈沖調(diào)制就是以時間上離散的脈沖序列作為載波，用模擬基帶信號x(t)去控制脈沖序列的某參數(shù)，使其按x(t)的規(guī)律變化的調(diào)制方式。通常，按基帶信號改變脈沖參量(幅度、寬度和位置)的不同，把脈沖調(diào)制又分為脈沖振幅調(diào)制(PAM)、脈沖寬度調(diào)制(PDM)和脈沖位置調(diào)制(PPM)。雖然這三種信號在時間上都是離散的，但受調(diào)參量變化是連續(xù)的，因此也都屬于模擬信號。

PAM、PDM、PPM信號的波形5.2抽樣定律

抽樣的概念

抽樣是把時間上連續(xù)的模擬信號變成一系列時間上離散的抽樣值的過程。抽樣定理是模擬信號數(shù)字化的理論依據(jù)。

根據(jù)信號是低通還是帶通，抽樣定理分低通抽樣定理和帶通抽樣定理；根據(jù)抽樣脈沖序列是等間隔還是非等間隔，分均勻抽樣和非均勻抽樣；根據(jù)抽樣脈沖序列是沖擊序列還是非沖擊序列，分理想抽樣和實(shí)際抽樣。語音信號在幅度取值與時間上都是連續(xù)的。設(shè)模擬信號的頻率范圍為f0～fm，帶寬B=fm–f0。如果f0<B，稱之為低通型信號；若f0≥B，則稱之為帶通型信號。抽樣就是每隔一定時間間隔T，抽取模擬信號的一個瞬間幅度值。

抽樣的物理過程(a)抽樣結(jié)構(gòu)模型；(b)波形

圖中輸入的低通信號用x(t)表示，一般是連續(xù)信號；輸出信號用xs(t)表示，是一個在時間上離散了的已抽樣信號信號。設(shè)在抽樣周期TS時間內(nèi)，抽樣門開關(guān)閉合時間為τ，斷開時間為（TS-τ）?？梢?，xs(t)是一個周期為TS寬度為τ的脈沖序列，脈沖的幅度在開關(guān)接通的時間內(nèi)正好與x(t)的幅度相同。

xs(t)與x(t)的波形關(guān)系可以用如下數(shù)學(xué)式子表示

xs(t)=x(t)s(t)式中s(t)是一個周期性開關(guān)函數(shù)，稱為抽樣函數(shù)。乘法器實(shí)現(xiàn)抽樣過程(a)抽樣器可以看做乘法器；(b)開關(guān)函數(shù)s(t)的波形

按照抽樣波形的特征，可以把抽樣分為三種：(1)理想抽樣。抽樣函數(shù)s(t)用一個周期沖擊函數(shù)代替，即是一個間隔為Ts的沖擊脈沖系列。理想抽樣是純理論的，實(shí)際上是不能實(shí)現(xiàn)的。引入理想抽樣后對分析問題帶來很大的方便。輸出xs(t)可用xδ(t)表示，(2)自然抽樣像上面用開關(guān)抽樣器那種抽樣，xs(t)在抽樣時間以內(nèi)的波形與x(t)的波形完全一樣，因此稱為自然抽樣。同一個取樣間隔內(nèi)幅度不是平直的，而是變化的，因此自然抽樣也稱為曲頂抽樣。畫出了自然抽樣得到的波形。

(3)平頂抽樣平頂抽樣的抽樣脈沖在抽樣時間τ內(nèi)幅度保持不變，在同一個抽樣間隔內(nèi)的幅度不變，是平直的，因此稱為平頂抽樣。平頂抽樣也有稱它為瞬時抽樣的。

抽樣信號的波形(a)未抽樣；(b)自然抽樣；(c)平頂抽樣；(d)

理想抽樣

低通信號的抽樣定律低通抽樣定理：限帶為fm的信號f(t)，若以速率fs≥2fm進(jìn)行均勻抽樣，則可無失真恢復(fù)原信號f(t)。抽樣定理告訴我們，任何一個模擬信號f(t)，其限帶(截頻)為fm，在抽樣速率為fs≥2fm

或(均勻)抽樣間隔為

再經(jīng)過一個理想低通LPF(截頻fm)可從抽樣速率為fs≥2fm的序列恢復(fù)原信號f(t)。設(shè)抽樣脈沖序列sδ(t)是周期為Ts的單位沖擊脈沖序列，其數(shù)學(xué)表達(dá)式為則抽樣后的輸出信號可表示為

由于δ(t-kTs)只有在t=kTs

時才存在，其它時刻均為零，因此，上式可改寫為式中x(kTs)是t=kTs時的x(t)的值，也就是t=kTs這個時刻x(t)的抽樣值。

理想抽樣設(shè)信號的傅立葉變換對有x(t)?X(ω)，xs(t)?Xs(ω)，sδ(t)?Sδ(ω)根據(jù)xs(t)=x(t)sδ(t)的關(guān)系式，利用頻率卷積公式，可以得到理想抽樣信號及其相應(yīng)的頻譜示意圖

低通信號的抽樣頻譜圖

這里歸納以下三條結(jié)論：

(1)理想抽樣得到的Xs(ω)具有無窮大的帶寬；

(2)只要抽樣頻率fs≥2fm，Xs(ω)中k值不同的頻譜函數(shù)就不會出現(xiàn)重疊的現(xiàn)象；

(3)Xs(ω)中k=0時的成分是X(ω)/Ts,與X(ω)的頻譜函數(shù)只差一個系數(shù)1/Ts。因此，只要用一個帶寬B滿足fm≤B≤fs-fm

的理想低通濾波器，就可以取出X(ω)的成分，不失真地恢復(fù)出x(t)的波形。

理想抽樣信號的恢復(fù)

話音信號的最高頻率限制在3400Hz，這時滿足抽樣定理的最低的抽樣頻率應(yīng)為fsmin=6800Hz，為了留有一定的防衛(wèi)帶，CCITT規(guī)定話音信號的抽樣頻率為：fs=8000Hz，這樣就留出了8000-6800=1200Hz作為濾波器的防衛(wèi)帶。應(yīng)當(dāng)指出，抽樣頻率fs不是越高越好，fs太高時，將會降低信道的利用率。所以只要能滿足fs>2fm，并有一定頻寬的防衛(wèi)帶即可。

帶通信號的抽樣定律帶通均勻抽樣定理可描述如下：一個帶通信號x(t)，其頻率限制在f0與fm之間，帶寬為B=fm–f0，則必需的最小抽樣速率式中n是一個不超過f0／B的最大整數(shù)，n=（f0／B）I，即?。╢0／B）的整數(shù)。一般情況下，抽樣速率fs應(yīng)滿足如下關(guān)系：

只要滿足上述關(guān)系式，就不會發(fā)生頻譜重疊，x(t)可完全由其抽樣值來確定。

【例】

試求載波60路群信號(312～552kHz)的抽樣頻率。

解信號帶寬

B=fm-f0=552-312=240kHz帶通信號的最低抽樣速率

自然抽樣的PAM原理框圖及其波形

自然抽樣抽樣后的脈沖幅度(頂部)隨被抽樣信號x(t)變化，或者說保持了x(t)的變化規(guī)律。自然抽樣的PAM信號波形及頻譜

模擬基帶信號x(t)矩形窄脈沖序列s(t)，高度為1，寬度為τ，周期為Ts，依據(jù)抽樣定理取Ts=1／(2fm)?？煽闯墒钦}沖（即門函數(shù)）與沖擊函數(shù)序列的卷積。自然抽樣PAM信號xs(t)為x(t)與s(t)的乘積，即

xs(t)=

x(t)s(t)其中，s(t)的頻譜表達(dá)式為

則自然抽樣PAM信號xs(t)的頻譜表達(dá)式為由卷積定理知xs(t)的頻譜為由自然抽樣PAM信號頻譜圖可以看出，它與理想抽樣的頻譜非常相似，也是由無限多個間隔為ωs=2ωm的M(ω)頻譜之和組成。其中，由k=0得到的頻譜函數(shù)為(τ/Ts)M(ω)，與原信號譜M(ω)只差一個比例常數(shù)(τ/Ts)，因而可以用低通濾波器從Xs(ω)中濾出M(ω)，從而恢復(fù)出基帶信號x(t)。自然抽樣與理想抽樣比較：

(1)自然抽樣與理想抽樣中的抽樣過程以及信號恢復(fù)的過程是完全相同的，差別只是s(t)用得不同。

(2)自然抽樣的Xs(ω)的包絡(luò)的總趨勢是隨|f|上升而下降，因此帶寬是有限的，而理想抽樣的帶寬是無限的，包絡(luò)的總趨勢按sinc曲線下降，帶寬與τ有關(guān)，τ越大，帶寬越小，τ越小，帶寬越大。

(3)τ的大小要兼顧通信中對帶寬和脈沖寬度這兩個互相矛盾的要求。通信中一般對信號帶寬的要求是越小越好，因此要求τ大；但通信中為了增加時分復(fù)用的路數(shù)要求τ小，顯然二者是矛盾的。

2.平頂抽樣的脈沖調(diào)幅抽樣后信號中的脈沖均具有相同的形狀——頂部平坦的矩形脈沖，矩形脈沖的幅度即為瞬時抽樣值。平頂抽樣PAM信號在原理上可以由理想抽樣和脈沖形成電路產(chǎn)生，其中脈沖形成電路的作用就是把沖激脈沖變?yōu)榫匦蚊}沖。

平頂抽樣信號及其產(chǎn)生原理框圖

設(shè)基帶信號為x(t)，理想抽樣脈沖為sδ(t)，經(jīng)過理想抽樣后得

設(shè)脈沖形成電路的傳輸函數(shù)為Q(ω)?q(t)，則輸出的平頂抽樣信號xH(t)的頻譜XH(ω)為XH(ω)=Xδ(ω)Q(ω)通常

所以

平頂抽樣的頻譜圖

平頂抽樣和自然抽樣有極大的差異：在k=0時，XH(ω)中得到的是 ，它是ω的函數(shù)，如果直接用低通濾波器恢復(fù)，必然存在失真。為了從xH(t)中恢復(fù)原基帶信號x(t)，通常采用以下兩種方式：（1）

在脈沖形成電路之后加一修正網(wǎng)絡(luò)，修正網(wǎng)絡(luò)的傳輸函數(shù)在信號的頻帶范圍內(nèi)滿足1/Q(ω)，修正后的信號可通過低通濾波器便能無失真地恢復(fù)出原基帶信號x(t)。用修正網(wǎng)絡(luò)恢復(fù)平頂抽樣信號

（2）在脈沖形成電路之后加一理想抽樣，理想抽樣后的信號可通過低通濾波器便能無失真地恢復(fù)出原基帶信號x(t)。用理想抽樣恢復(fù)平頂抽樣信號

實(shí)際應(yīng)用時，往往采用窄脈沖抽樣代替理想抽樣，而用抽樣保持電路來代替脈沖形成電路。s(t)中的窄脈沖的寬度應(yīng)遠(yuǎn)小于Ts，平頂脈沖的寬度就是抽樣保持電路保持的時間。在實(shí)際應(yīng)用中，恢復(fù)信號的低通濾波器也不可能是理想的，因此考慮到實(shí)際濾波器可能實(shí)現(xiàn)的特性，抽樣速率fs要比2fm選的大一些，一般fs=(2.5～3)fm。例如語音信號頻率一般為300～3400Hz，抽樣速率fs一般取8000Hz。

5.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)在發(fā)送端進(jìn)行抽樣、量化和編碼，把模擬信號變換為二進(jìn)制數(shù)字信號。通過數(shù)字通信系統(tǒng)進(jìn)行傳輸后，在接收端進(jìn)行相反的變換，由譯碼器和低通濾波器完成，把數(shù)字信號恢復(fù)為原來的模擬信號。

脈沖編碼調(diào)制的系統(tǒng)原理框圖

抽樣是把時間上連續(xù)的信號變成時間上離散的信號。要求抽樣信號包含原信號的所有信息，即能無失真地恢復(fù)出原模擬信號，抽樣速率的下限由抽樣定理確定。量化是把經(jīng)抽樣得到的瞬時值進(jìn)行幅度離散，即指定Q個規(guī)定的電平，把抽樣值用最接近的電平表示。編碼是用二進(jìn)制碼組表示有固定電平的量化值。實(shí)際上量化是在編碼過程中同時完成的。PCM單路抽樣、量化、編碼波形圖(a)抽樣脈沖；(b)PCM抽樣；(c)PCM量化；(d)PCM編碼

量化

x(t)是模擬信號，抽樣速率fs=1/Ts，抽樣值用“·”表示。第k個抽樣值為x(kTs)。相鄰電平間距離稱為量化間隔，用“Δ”表示。量化值為

xq(kTs)與x(kTs)的誤差稱為量化誤差，根據(jù)量化原則，量化誤差不超過±Δ/2，而量化級數(shù)目越多，Δ值越小，量化誤差也越小。量化誤差一旦形成，在接收端無法去掉，它與傳輸距離、轉(zhuǎn)發(fā)次數(shù)無關(guān)，又稱為量化噪聲。衡量量化性能好壞的最常用指標(biāo)是量化信噪功率比(Sq/Nq)，其中Sq表示xq(kTs)產(chǎn)生的功率，Nq表示由量化誤差產(chǎn)生的功率，(Sq/Nq)越大，說明量化性能越好。

1.均勻量化(1)量化特性。量化特性是指量化器的輸入、輸出特性。均勻量化的量化特性是等階距的梯形曲線。兩種常用的均勻量化特性：“中間上升”型，“中間水平”型。二者的區(qū)別僅在于輸入為空閑噪聲時輸出電平有無變化，中間上升適用于語音編碼。兩種常用的均勻量化特性(b)中間上升型(c)中間水平型量化誤差曲線(a)中間水平型；(b)中間上升型

(2)量化誤差功率①量化誤差。第一個工作區(qū)域是量化區(qū)或線性工作區(qū)。量化器的正確運(yùn)用是設(shè)法調(diào)節(jié)輸入信號，使其動態(tài)范圍與量化器的動態(tài)范圍相匹配，可由增益控制系統(tǒng)來完成。第二個工作區(qū)域過載區(qū)或飽和區(qū)。這種誤差比量化誤差大，對重建信號有很壞的影響。②量化誤差功率。設(shè)輸入模擬信號x概率密度函數(shù)是fx(x)，x的取值范圍為(a,b)，且設(shè)不會出現(xiàn)過載量化，則量化誤差功率Nq為其中Q為量化電平數(shù)，mi為第i個電平，可表示為mi=(xi-1+xi)/2(i=1,2,…,Q)，xi為第i個量化間隔的終點(diǎn)，可表示為xi=a+iΔ。一般來說，量化電平數(shù)Q很大，Δ很小，因而可認(rèn)為在Δ量化間隔內(nèi)fx(x)不變，以pi表示，且假設(shè)各層之間量化噪聲相互獨(dú)立，則Nq表示為

(3)量化信噪比。量化信噪比是衡量量化性能好壞的指標(biāo)，按照上面給出的條件，可得出量化信號功率Sq為

【例】

在測量時往往用正弦信號來判斷量化信噪比。若設(shè)正弦信號為x(t)=Amcosωt，則 ，若量化幅度范圍為-V~+V，且信號不過載(即Am＜V)，則量化信噪比為把Δ=2V/Q代入上式，且設(shè)Q電平需k位二進(jìn)制代碼表示(即2k=Q)則上式得

(dB)當(dāng)Am=V時，得到正弦測試信號量化信噪比為由上式可知，每增加一位編碼，量化信噪比就提高6dB。

(4)均勻量化的缺點(diǎn)。均勻量化時的量化級間隔Δ為固定值，故大信號時量化信噪比大，小信號時量化信噪比小。對于語音信號來說，小信號出現(xiàn)的概率要大于大信號出現(xiàn)的概率，這就使平均信噪比下降。為了滿足一定的信噪比輸出要求，輸入信號應(yīng)有一定范圍(即動態(tài)范圍)，由于小信號信噪比明顯下降，也使輸入信號范圍減小。

2.非均勻量化非均勻量化是一種在整個動態(tài)范圍內(nèi)量化間隔不相等的量化，在信號幅度小時，量化級間隔劃分得??；信號幅度大時，量化級間隔也劃分得大，以提高小信號的信噪比，適當(dāng)減少大信號信噪比，使平均信噪比提高，從而獲得較好的小信號接收效果。

非均勻量化原理(a)非均勻量化方框圖；(b)關(guān)系曲線

1)μ律與A律壓縮特性μ律和A律歸一化壓縮特性表示式分別為μ律：A律：式中，x為歸一化輸入，y為歸一化輸出，A、μ為壓縮系數(shù)。

2)數(shù)字壓擴(kuò)技術(shù)

(1)數(shù)字壓擴(kuò)技術(shù)。通過數(shù)字電路形成若干段折線，近似A律或μ律壓擴(kuò)特性，從而達(dá)到壓擴(kuò)目的的方法。兩種常用的數(shù)字壓擴(kuò)技術(shù)：13折線A律壓擴(kuò)（中、歐洲各國的PCM30/32路基群中），15折線μ律壓擴(kuò)（美、加、日等的PCM-24路基群中）。國際間數(shù)字系統(tǒng)相互聯(lián)接時，以A律為標(biāo)準(zhǔn)。

(2)13折線A律的產(chǎn)生。最小量化級為1/2048。最小量化級稱為一個量化單位，用Δ表示。13折線

編碼和譯碼1.編碼原理

1)編碼的碼字和碼型PCM中一般采用二進(jìn)制碼。對于Q個量化電平，可以用k位二進(jìn)制碼來表示，稱其中每一種組合為一個碼字。目前國際上多采用8位編碼PCM設(shè)備。PCM中常用的碼型有自然二進(jìn)制碼、折疊二進(jìn)制碼和反射二進(jìn)制碼(又稱格雷碼)。4位二進(jìn)制碼碼型

2)碼位的安排用于13折線A律特性的8位非線性編碼的碼組結(jié)構(gòu)如下：極性碼段落碼段內(nèi)碼

M1M2M3M4M5M6M7M8

第1位碼M1的數(shù)值“1”或“0”分別代表信號的正、負(fù)極性，稱為極性碼?？紤]13折線中對應(yīng)于正輸入信號的8段折線，共包含128個量化級，用剩下的7位碼(M2，…,M8)就能表示出來。段落碼

段落碼與各段的關(guān)系段內(nèi)碼

A律13折線幅度碼與其對應(yīng)電平

(3)編碼原理逐次比較型編碼器【例】

已知抽樣值為+635Δ，要求按13折線A律編出8位碼。第1次比較：信號Ic為正極性，M1=1第2次比較：本地譯碼器輸出為Is2=128Δ

Ic=635Δ＞Is2=128Δ，Μ2=1第3次比較：本地譯碼器輸出為Is3=512Δ

Ic=635Δ＞Is3=512Δ，Μ3=1第4次比較：本地譯碼器輸出為Is4=1024Δ

Ic=635Δ＜Is4=1024Δ，Μ4=0這表明，M2M3M4=110，信號處在第7段。第5次比較：本地譯碼器輸出為

其中

表示處在第7段的量化間隔。

Ic=635Δ＜=768Δ，Μ5=0第6次比較：本地譯碼器輸出為Is6=512Δ+32Δ×4=640Δ

Ic=635Δ＜Is6=640Δ，Μ6=0第7次比較：

本地譯碼器輸出為Is7=512Δ+32Δ×2=576ΔIc=635Δ＞Is7=576Δ，Μ7=1第8次比較：本地譯碼器輸出為Is8=512Δ+32Δ×3=608ΔIc=635Δ＞=608Δ，Μ8=1結(jié)果編碼碼字為11100011，量化誤差為635Δ-608Δ=27Δ。

【例】

編碼輸出為11100011，量化電平為608Δ，用11位線性碼表示不包括極性碼在內(nèi)的7位碼應(yīng)為01001100000。

13折線A律非線性碼與線性碼間的關(guān)系

將非線性7位幅度碼變換成線性11位或12位（用在接收譯碼器中）幅度碼，它們的變換關(guān)系可用表7-6表示。

4)PCM信號的碼元速率和帶寬

由于PCM要用k位二進(jìn)制代碼表示一個抽樣值，因此傳輸它需要的信道帶寬將比信號x(t)的帶寬大得多。

(1)碼元速率。設(shè)x(t)為低通信號，最高頻率為fx，抽樣速率fs≥2fx，如果量化電平數(shù)為Q，采用M進(jìn)制代碼，每個量化電平需要的代碼數(shù)為k=logMQ,因此碼元速率為kfs。一般采用二進(jìn)制代碼，M=2,k=log2Q，則fb=fs·log2Q。

(2)傳輸PCM信號所需的最小帶寬。抽樣速率的最小值fs=2fx，因此最小碼元傳輸速率為fb=2fx·k，帶寬(理想低通傳輸)

2.譯碼原理

譯碼的作用是把收到的PCM信號還原成相應(yīng)的PAM信號，即實(shí)現(xiàn)數(shù)/模變換(D/A變換)。極性控制部分的作用是根據(jù)收到的極性碼M1是“１”還是“0”來辨別PCM信號的極性。

7/12變換電路是將7位非線性碼轉(zhuǎn)變?yōu)?2位線性碼。在編碼器的本地譯碼電路中采用7/11位碼變換，使得量化誤差有可能大于本段落量化間隔的一半，如在例7.3中，量化誤差為27Δ，大于16Δ。為使量化誤差均小于段落內(nèi)量化間隔的一半，譯碼器的7/12變換電路使輸出的線性碼增加一位碼，人為地補(bǔ)上半個量化間隔，以改善量化信噪比。

【例】

例7.3中的7位非線性碼1100011變?yōu)?2位線性碼為010011100000，PAM輸出應(yīng)為608Δ+16Δ=624Δ，此時量化誤差為635Δ-624Δ=11Δ。譯碼電平也可以按照下式計算：即譯碼電平等于編碼電平加上量化間隔Δi的一半。最終的譯碼誤差為

即譯碼誤差等于譯碼電平與樣值電平的差的絕對值。

簡單增量調(diào)制

1.編碼的基本思想

假設(shè)一個模擬信號x(t)，用一時間間隔為Δt，幅度差為±σ的階梯波形x′(t)去逼近它。只要Δt足夠小，即抽樣頻率fs=1/Δt足夠高，且σ足夠小，則x′(t)可以相當(dāng)近似于x(t)。σ稱作量階，Δt=Ts稱為抽樣間隔。5.4增量調(diào)制(ΔΜ)

用階梯或鋸齒波逼近模擬信號

2.譯碼的基本思想與編碼相對應(yīng)，譯碼也有兩種情況。一種是收到1碼上升一個量階σ(跳變)，收到0碼下降一個量階σ(跳變)，這樣把二進(jìn)制代碼經(jīng)過譯碼變成x′(t)這樣的階梯波。另一種是收到1碼后產(chǎn)生一個正的斜變電壓，在Δt時間內(nèi)均勻上升一個量階σ；收到一個0碼產(chǎn)生一個負(fù)的斜變電壓，在Δt時間內(nèi)均勻下降一個量階σ。這樣，二進(jìn)制碼經(jīng)過譯碼后變?yōu)槿鐇0(t)這樣的鋸齒波?？紤]電路上實(shí)現(xiàn)的簡易程度，一般都采用后一種方法，可用一個簡單RC積分電路把二進(jìn)制碼變?yōu)閤0(t)波形。簡單ΔM譯碼原理圖(a)積分電路；(b)波形

3.簡單增量調(diào)制系統(tǒng)框圖(a)發(fā)送端組成；(b)接收端組成簡單增量調(diào)制各點(diǎn)波形

放大和限幅電路。定時判決電路。定時取樣脈沖是間隔為Ts的窄脈沖，在定時脈沖作用時刻，d點(diǎn)電壓為正，觸發(fā)器呈高電位，相當(dāng)于1碼，反之d點(diǎn)為負(fù)，觸發(fā)器呈低電位，相當(dāng)于0碼。e點(diǎn)波形是單極性的。1碼的高電位一般約為幾伏；0碼時是低電位，一般為零點(diǎn)幾伏。

(3)本地譯碼器。由于p(t)是單極性的，因此加到積分器前一定要變?yōu)殡p極性信號，這就是需要碼型變換的原因。積分器可得到近似鋸齒波的斜變電壓。積分器后面的射極器是把積分器和放大器分開，保證積分器輸出端有較高的阻抗。

(4)解調(diào)器。

4.簡單ΔM調(diào)制的帶寬

從編碼的基本思想知道，每抽樣一次，傳輸一個二進(jìn)制碼元，因此碼元傳輸速率為fb=fs，從而ΔM調(diào)制信號帶寬BΔM=fs=fb(Hz)。增量調(diào)制的過載特性與編碼的動態(tài)范圍1