開關(guān)電源基礎(chǔ)與應(yīng)用(第二版)課件：變頻電源原理與應(yīng)用

變頻電源原理與應(yīng)用

9.1變頻電源9.2變頻電源硬件電路設(shè)計(jì)9.3系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)9.4變頻技術(shù)的應(yīng)用9.5大功率變頻技術(shù)及其對(duì)負(fù)載的影響9.6實(shí)現(xiàn)電動(dòng)機(jī)帶載啟動(dòng)的AC/AC變頻技術(shù)

9.1變頻電源

9.1.1變頻電源技術(shù)

變頻就是將直流或固定頻率的交流輸入轉(zhuǎn)變?yōu)轭l率可變的交流輸出。變頻電源在人們的生產(chǎn)、生活和科研中發(fā)揮著重要的作用，不同場(chǎng)合對(duì)變頻電源的要求也越來越高。變頻技術(shù)的發(fā)展源于對(duì)交流異步電機(jī)的調(diào)速，如今變頻技術(shù)已經(jīng)不再局限于對(duì)電機(jī)的調(diào)速應(yīng)用上，越來越多地應(yīng)用在測(cè)控儀器、精密功率電源、家用電器等領(lǐng)域中。變頻電源的發(fā)展建立在電力電子器件與電力電子技術(shù)不斷進(jìn)步的基礎(chǔ)之上，隨著新型電力電子器件的不斷涌現(xiàn)，變頻技術(shù)獲得了飛速的發(fā)展。從變頻器的發(fā)展需要出發(fā)，大功率電力電子器件作為其開關(guān)器件，其研究和應(yīng)用為變頻技術(shù)打下了堅(jiān)實(shí)的基礎(chǔ)。大功率開關(guān)器件具有優(yōu)良的特性：

①在正常開通狀態(tài)下，通流容量大，導(dǎo)通壓降?。辉谡ｊP(guān)斷情況下，能承受高電壓，漏電流??；②在正常的開關(guān)狀態(tài)下，開通與關(guān)斷時(shí)間短，即開關(guān)頻率高，而且能承受高的du/dt；③有全控功能，并具有壽命長(zhǎng)、結(jié)構(gòu)緊湊、體積小、散熱性能良好等優(yōu)點(diǎn)。早期的開關(guān)器件主要是晶體管SCR，其開關(guān)頻率低，屬于半控器件，主要采用脈幅調(diào)制，但它有諧波大、功率因數(shù)低、轉(zhuǎn)速脈動(dòng)大、動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢以及線路復(fù)雜等缺點(diǎn)。為了使晶閘管具有關(guān)斷能力，后來推出了門極關(guān)斷晶閘管GTO，但是其關(guān)斷不易控制，工作頻率也不夠高，因此迅速被隨之發(fā)展起來的大功率晶體管GTR所代替。GTR也有其不足之處，由于是用電流信號(hào)進(jìn)行驅(qū)動(dòng)的，所需驅(qū)動(dòng)功率較大，故驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)比較復(fù)雜，并使工作頻率難以提高。功率場(chǎng)效應(yīng)晶體管PowerMOSFET的出現(xiàn)很好地解決了以上問題，它用電壓信號(hào)控制開通與關(guān)斷，開關(guān)頻率也較高。絕緣柵雙極晶體管IGBT是MOSFET和GTR相結(jié)合的產(chǎn)物，其控制部分與場(chǎng)效應(yīng)晶體管相同是由電壓控制，輸入阻抗很高，而主電路部分則與GTR相同，因此擊穿電壓與擊穿電流很高，非常適宜用于功率開關(guān)。近年來，又出現(xiàn)了智能功率模塊IPM等模塊化產(chǎn)品，為電源產(chǎn)品的設(shè)計(jì)和應(yīng)用提供了極大的方便。9.1.2VVVF的基本調(diào)制方法

變頻電源的發(fā)展始終伴隨著變壓過程，因此通常也稱為變頻變壓電源，即VVVF電源(VariableVoltageVariableFrequency)。當(dāng)輸入為直流電時(shí)，又可稱為逆變電源，即將直流電逆變成為幅頻可調(diào)的交流電。

實(shí)現(xiàn)VVVF的基本調(diào)制方法有兩種：

第一種方法稱為脈幅調(diào)制(PulseAmplitudeModulation)，簡(jiǎn)稱PAM方式。該方法把變壓與變頻的過程分開完成，在對(duì)交流電整流的同時(shí)進(jìn)行相控調(diào)壓，而后逆變?yōu)榭烧{(diào)頻率的交流電；或者是把交流電整流為直流電之后用斬波器調(diào)壓，然后再將直流逆變?yōu)榭烧{(diào)頻率的交流電。第二種方法稱為脈沖寬度調(diào)制(PulseWidthModulation)方式，簡(jiǎn)稱PWM方式，是將變壓與變頻集中于逆變器一起完成的，即前部為不可控整流器，中間產(chǎn)生恒定直流電壓，最后由逆變器完成變頻、變壓過程。

1．脈幅調(diào)制(PAM)

脈幅調(diào)制前后的輸出電壓波形如圖9-1所示。由于逆變所得交流電壓的幅值等于前級(jí)直流電壓值，因此實(shí)現(xiàn)變頻又變壓最簡(jiǎn)單的方法便是在調(diào)節(jié)頻率的同時(shí)也調(diào)節(jié)前級(jí)直流電壓。設(shè)fN為調(diào)制前的頻率，TN為調(diào)制前的周期，UdN為調(diào)制前的直流電壓，設(shè)定調(diào)制前逆變電路的輸出波形如圖9-1中(a)所示。根據(jù)脈幅調(diào)制規(guī)則，則可以得到調(diào)制后逆變電路的輸出波形如圖(b)所示，其中，fX為調(diào)制后的頻率，TX為調(diào)制后的周期，UdX為調(diào)制后的直流電壓。圖9-1脈幅調(diào)制前后的輸出電壓波形在VVVF控制技術(shù)發(fā)展的早期均采用PAM方式，由于當(dāng)時(shí)的半導(dǎo)體器件主要是以普通晶閘管為主，其開關(guān)頻率不高，屬于半控器件，所以逆變電路輸出的交流電壓波形只能是方波。而要使方波電壓的有效值隨輸出頻率的變化而改變，只能靠改變方波的幅值，即只能依靠前面的環(huán)節(jié)來改變逆變電路前級(jí)直流電壓的大小。因此變頻電源在采用脈幅調(diào)制(PAM)方式的時(shí)候，需要同時(shí)調(diào)節(jié)整流和逆變兩個(gè)部分，并且兩者之間還必須滿足一定的關(guān)系，故其控制電路比較復(fù)雜。這種方法現(xiàn)在較少使用。

2．脈寬調(diào)制(PWM)

脈寬調(diào)制前后的輸出電壓波形如圖9-2所示。如果將每半個(gè)周期內(nèi)輸出電壓的波形分割成若干個(gè)脈沖波，每個(gè)脈沖的寬度為t1，每?jī)蓚€(gè)脈沖間隔寬度為t2，則脈沖的占空比為t1/(t1+t2)，由此可以看出電壓的平均值與占空比成正比。所以在調(diào)節(jié)頻率時(shí)，不改變直流電壓的幅值，而是改變輸出電壓脈沖的占空比，這樣便可以實(shí)現(xiàn)變頻變壓的效果。如圖

9-2所示，圖(a)為調(diào)制前的波形，圖(b)為調(diào)制后的波形。

脈寬調(diào)制技術(shù)只需要對(duì)逆變電路按照占空比規(guī)律進(jìn)行控制便可以實(shí)現(xiàn)，控制電路較為簡(jiǎn)單，功率因數(shù)較高，同時(shí)又能克服PAM法的缺點(diǎn)。圖9-2脈寬調(diào)制前后的輸出電壓波形以上兩種基本的調(diào)制方式，無論是PAM還是PWM，其輸出電壓和電流的波形都是非正弦波，具有許多高次諧波成分。為了得到正弦波輸出，人們又開發(fā)了多種改進(jìn)的脈寬調(diào)制PWM方法，主要有自然采樣SPWM、載波調(diào)制SPWM、諧波注入式PWM、最優(yōu)PWM、開關(guān)損耗最小PWM、特定諧波消除PWM和跟蹤型PWM等。其中SPWM和特定諧波消除PWM以它們獨(dú)特的優(yōu)點(diǎn)得到了廣泛應(yīng)用。本書涉及的系統(tǒng)輸入為低壓直流電，而其輸出要求為波形失真小的正弦波，屬于正弦波逆變變頻電源范疇，根據(jù)設(shè)計(jì)要求，針對(duì)驅(qū)動(dòng)對(duì)象選擇了自然采樣SPWM和載波調(diào)制SPWM兩種調(diào)制方式。有關(guān)內(nèi)容請(qǐng)參考其他文獻(xiàn)。

3．諧振型開關(guān)電路

為了解決PWM技術(shù)需要提高開關(guān)頻率以及降低開關(guān)器件損耗二者之間的矛盾，又研究出了諧振型開關(guān)電路。通過諧振、準(zhǔn)諧振和多諧振等相關(guān)技術(shù)，大大降低了開關(guān)損耗和噪聲。但諧振型開關(guān)電路中的開關(guān)器件所承受的電壓和電流為相應(yīng)的PWM電路的2～3倍，而且主電路電壓和電流均為正弦，使環(huán)路損耗大幅度提高，使用受到限制。近年來提出的軟開關(guān)PWM型電路則結(jié)合了傳統(tǒng)的PWM型和諧振型二者的優(yōu)點(diǎn)，它通過某種諧振技術(shù)來軟化開關(guān)的動(dòng)作過程，當(dāng)開關(guān)動(dòng)作完成以后又回到PWM工作方式。所以它能夠在不提高開關(guān)耐壓量的基礎(chǔ)上大大降低開關(guān)損耗。諧振式電源是新型開關(guān)電源的發(fā)展方向，它利用諧振電路產(chǎn)生正弦波，在正弦波過零時(shí)切換開關(guān)管，從而大大提高了開關(guān)管的控制能力，并減小了電源體積。同時(shí)也使得電源諧波成分大為降低，另外，開關(guān)元件的頻率得到大幅度提高。PWM一般只能達(dá)到幾百kHz，而諧振開關(guān)電源可以達(dá)到1?MHz以上。普通傳統(tǒng)的開關(guān)電源功率因數(shù)在0.6～0.8之間，而諧振式電源結(jié)合功率因素校正技術(shù)，功率因素可以達(dá)到0.95以上甚至接近于1，從而大大抑制了對(duì)電網(wǎng)的污染。諧振式開關(guān)電源又分為ZCS零電流開關(guān)和ZVS零電壓開關(guān)。ZCS零電流開關(guān)即開關(guān)管在零電流時(shí)關(guān)斷，ZVS零電壓開關(guān)即開關(guān)管在零電壓時(shí)關(guān)斷。在脈沖調(diào)制電路中，加入LC諧振電路，使得流過開關(guān)的電流及管子兩端的壓降為準(zhǔn)正弦波。ZCS電流諧振開關(guān)中，LR、CR構(gòu)成的諧振電路中，通過LR的諧振電流通過開關(guān)S，可以控制開關(guān)在電流過零時(shí)進(jìn)行切換。這個(gè)諧振電路的電流是正弦波，而電壓US為矩形波。ZVS電壓諧振開關(guān)中，將LR、CR構(gòu)成的諧振電路中的CR端諧振電壓并聯(lián)到開關(guān)S，可以控制開關(guān)在電壓過零時(shí)進(jìn)行切換。這個(gè)諧振電路的電壓是正弦波，而電流IS接近矩形波。以上兩種電路，由于開關(guān)切換時(shí)電流、電壓重疊區(qū)很小，所以切換功率也很小。

4．逆變器的控制

在控制方式上，逆變電源控制從最早的開環(huán)控制發(fā)展到輸出電壓瞬時(shí)值反饋控制，由模擬控制逐漸發(fā)展到了數(shù)字控制，從而大幅度提高了電源系統(tǒng)的性能。早期的電源的閉環(huán)控制系統(tǒng)是由模擬電路來完成的，由于模擬電路的零漂和穩(wěn)定性，使輸出電壓的調(diào)節(jié)精度和穩(wěn)定性受到了限制。隨著微電子技術(shù)和超大規(guī)模集成電路的發(fā)展，以及單片機(jī)和DSP等的出現(xiàn)，使輸出電壓的閉環(huán)調(diào)節(jié)實(shí)現(xiàn)數(shù)字化。數(shù)字閉環(huán)控制器精度提高，克服了模擬電路零漂的影響，可以明顯提高電源的精度和穩(wěn)定度，現(xiàn)在一片芯片即可完成PWM信號(hào)及閉環(huán)控制的計(jì)算，同時(shí)還可以對(duì)電源的狀態(tài)進(jìn)行監(jiān)控和故障處理，從而成為現(xiàn)代變頻電源的主流。逆變器的控制一般采用反饋控制，同時(shí)由模擬控制轉(zhuǎn)變?yōu)閿?shù)字控制方式也是一種趨勢(shì)。在正弦波逆變電源數(shù)字化控制方法中，目前國(guó)內(nèi)外研究的比較多的主要有數(shù)字PID控制、無差拍控制、狀態(tài)反饋控制、重復(fù)控制、滑模變結(jié)構(gòu)控制、模糊控制以及神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制等。

9.2變頻電源硬件電路設(shè)計(jì)

9.2.1變頻電源設(shè)計(jì)要點(diǎn)

在變頻電源設(shè)計(jì)領(lǐng)域，利用微控制器取代專用集成電路，可以使得系統(tǒng)更具智能化，設(shè)計(jì)更加靈活，并且易于更新，縮短設(shè)計(jì)周期和升級(jí)周期。數(shù)字化技術(shù)使得更多的復(fù)雜控制得以實(shí)現(xiàn)，大大簡(jiǎn)化了硬件，降低了成本，提高了控制精度，而自診斷功能和自調(diào)試功能的實(shí)現(xiàn)又進(jìn)一步提高了系統(tǒng)的可靠性，節(jié)約了大量的人力和時(shí)間。數(shù)字化變頻電源具有模擬變頻電源無可比擬的優(yōu)點(diǎn)。微機(jī)運(yùn)算速度的提高、存儲(chǔ)器的大容量化，將進(jìn)一步促進(jìn)數(shù)字控制系統(tǒng)取代模擬控制系統(tǒng)，數(shù)字化變頻電源已成為該領(lǐng)域發(fā)展的主流方向。因此本設(shè)計(jì)采用以DSP為核心的數(shù)字變頻技術(shù)。設(shè)計(jì)的變頻電源要求其前置輸入為12?V直流源，要求逆變電源輸出能夠提供電壓峰值在12?V到300?V可變、頻率在20?Hz到5?kHz之間能夠連續(xù)可變的波形失真較小的正弦波電壓。輸出電流不超過0.5?A。根據(jù)上述條件和設(shè)計(jì)要求，所設(shè)計(jì)的變頻逆變電源的結(jié)構(gòu)框圖如圖9-3所示。圖9-3變頻電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖整個(gè)系統(tǒng)由四個(gè)功能模塊構(gòu)成，分別是升壓模塊、逆變模塊、濾波模塊和控制模塊。第一級(jí)為DC/DC升壓模塊，將12?V低壓直流電轉(zhuǎn)換成系統(tǒng)所需要的12～300?V幅值可調(diào)的直流電壓；第二級(jí)為逆變模塊，通過全橋逆變電路將前級(jí)高壓直流信號(hào)轉(zhuǎn)換為交流合成脈寬調(diào)制波；第三級(jí)為濾波模塊，其作用是通過濾除前級(jí)脈寬調(diào)制波中的諧波成分，將其還原為正弦波。整個(gè)系統(tǒng)通過以TI公司的最新DSP微控制器芯片TMS320F2812為核心的控制模塊進(jìn)行檢測(cè)與控制。除此以外，還有隔離驅(qū)動(dòng)電路、閉環(huán)采樣電路、顯示電路等必要的外圍電路。9.2.2DC/DC升壓模塊設(shè)計(jì)要求

從低壓直流到高壓交流的轉(zhuǎn)換必定要設(shè)計(jì)升壓方案。在電源設(shè)計(jì)的過程中，從不同角度考慮了多種升壓方案。由升壓環(huán)節(jié)所處位置的不同，主要考慮了前置升壓和后置升壓兩種方法。所謂前置升壓，就是將升壓環(huán)節(jié)放在逆變環(huán)節(jié)之前，先對(duì)輸入的12?V低壓直流電進(jìn)行DC/DC轉(zhuǎn)換，升至所需較高直流電壓，將此高壓直流作為后續(xù)逆變電路的輸入，對(duì)此高壓直流電進(jìn)行逆變，經(jīng)過濾波后直接得到所需要的高壓正弦交流電。所謂后置升壓，就是將升壓環(huán)節(jié)放在逆變、濾波環(huán)節(jié)之后，即先對(duì)熱電發(fā)電器輸入的12?V低壓直流電進(jìn)行逆變、濾波，得到的是低壓正弦交流電，然后對(duì)該信號(hào)進(jìn)行交流升壓得到所需的正弦交流電輸出。9.2.3直流升壓原理

常用的升壓是直流DC/DC升壓，也就是將升壓環(huán)節(jié)放在整個(gè)電源系統(tǒng)的最前端，首先通過直流變換器實(shí)現(xiàn)直流升壓，然后再逆變、濾波。直流變換器按輸入與輸出間是否有電氣隔離分為兩類：沒有電氣隔離的稱為不隔離直流變換器；有電氣隔離的稱為隔離直流變換器。其中不隔離直流變換器主要是采用升壓式(Boost)直流變換電路。Boost升壓電路原理圖如圖9-4所示。圖9-4Boost升壓電路原理圖整個(gè)電路由功率開關(guān)管VT、儲(chǔ)能電感L、二極管VD及濾波電容C組成。當(dāng)電路不工作時(shí)，功率晶體管VT處于截止?fàn)顟B(tài)，二極管VD導(dǎo)通，前端直流電源通過電感和二極管向電容充電，并且向負(fù)載提供自身電壓的直流電。當(dāng)整個(gè)電路處于工作狀態(tài)時(shí)，外界對(duì)晶體管VT的控制端(柵極)加載周期性方波，晶體管VT便處于導(dǎo)通與截止的不斷交替狀態(tài)。當(dāng)VT導(dǎo)通時(shí)，前端直流電源向電感L儲(chǔ)能，電感電流增加，感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)為左正右負(fù)，負(fù)載由電容C供電；當(dāng)VT截止時(shí)，電感電流減小，感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)為左負(fù)右正，電感中能量釋放，與輸入電壓順極性疊加經(jīng)二極管VD向負(fù)載供電，并同時(shí)向電容充電。功率管的高頻開關(guān)使得電感發(fā)生強(qiáng)大的電磁感應(yīng)，從而產(chǎn)生高壓，經(jīng)電容穩(wěn)壓輸出成高壓直流。其輸出電壓平均值將超過前端直流電壓。BoostDC/DC變換器的輸出電壓值與晶體開關(guān)管柵極控制方波的占空比成反比，調(diào)節(jié)方波占空比便可以實(shí)現(xiàn)調(diào)壓。變換電路中一般都有兩種工作模式：電流連續(xù)和電流斷續(xù)。由于電流斷續(xù)輸出電壓與負(fù)載有關(guān)，為使電源輸出不受負(fù)載影響，以下討論以電流連續(xù)為基礎(chǔ)。單管反激型DC/DC變換電路如圖9-5所示。當(dāng)功率晶體管VT導(dǎo)通時(shí)，高頻變壓器T的初級(jí)將電源提供的電能轉(zhuǎn)化為磁能存儲(chǔ)起來，其電壓極性為上正下負(fù)，與之對(duì)應(yīng)的高頻變壓器T的次級(jí)電壓為上負(fù)下正，此時(shí)整流二極管VD承受的是反向偏置電壓，故不導(dǎo)通，負(fù)載R上的電流是靠輸出電容C的放電電流來提供；而在晶體管VT受控截止時(shí)，高頻變壓器T的初級(jí)和次級(jí)電壓極性改變，整流二極管VD由反偏變?yōu)檎珜?dǎo)通，高頻變壓器T將原先存儲(chǔ)的磁能轉(zhuǎn)變?yōu)殡娔?，通過整流二極管向負(fù)載供電和向輸出電容C充電。由此可以看出，變壓器是工作于儲(chǔ)能→放電→儲(chǔ)能→放電這樣一個(gè)工作過程，即變壓器起著儲(chǔ)能元件的作用。電源的輸出電壓一方面與繞組匝數(shù)比有關(guān)，另外還與開關(guān)周期和占空比有關(guān)，因此可以通過改變控制電路輸出方波的占空比來調(diào)節(jié)輸出電壓值。反激型開關(guān)電源變換電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、元器件少、成本低，廣泛適用于幾瓦～幾十瓦的小功率開關(guān)電源中。圖9-5單管反激型DC/DC變換電路在常用的電流連續(xù)模式中，當(dāng)VT開通時(shí)，次級(jí)繞組中的電流尚未下降到零，VT所承受電壓的表達(dá)式為

(9-1)式中：Uo、Ui分別表示輸出和輸入電壓；N1、N2分別表示變壓器初級(jí)和次級(jí)匝數(shù)。在電流斷續(xù)模式中，在VT開通前，次級(jí)繞組中的電流已經(jīng)下降到零，輸出電壓高于電流連續(xù)模式，并隨負(fù)載減小而升高，在負(fù)載為零的極限情況下，輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系是：(9-2)式中，ton、toff分別表示開關(guān)管開通時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間。反激電路不應(yīng)工作于負(fù)載開路狀態(tài)。9.2.4反激直流升壓電路設(shè)計(jì)

在采用反激式直流變換電路來實(shí)現(xiàn)前置升壓時(shí)，設(shè)計(jì)重點(diǎn)就是電路中高頻變壓器。由于在反激式直流變換電路中變壓器升壓繞組的作用也相當(dāng)于一個(gè)儲(chǔ)能電感，與其他升壓電路有差別，因此設(shè)計(jì)方法也不盡相同。在脈沖功率變壓器設(shè)計(jì)中應(yīng)該考慮的通用問題也同樣適用反激式電路，這些問題主要包括變壓器的瞬態(tài)飽和、集膚效應(yīng)、繞組的漏感等。

變壓器的設(shè)計(jì)步驟如下：

(1)選擇功率開關(guān)管的耐壓值。

在反激式直流變換電路中，當(dāng)功率管關(guān)斷時(shí)，其兩端電壓值uVT同式(9-1)。本文設(shè)計(jì)中Ui為12?V，Uo最大為300?V，N1/N2為變壓器變壓比k。

(2)計(jì)算變壓器的變壓比。

設(shè)變壓器變壓比為k，由式(9-1)可知其應(yīng)滿足：(9-3)式中：Ui?max是輸入直流電壓最大值；Uo為輸出電壓；US?max是開關(guān)工作時(shí)允許承受的最大電壓，該電壓應(yīng)低于所選開關(guān)器件的耐壓值并留有一定裕量。本設(shè)計(jì)選擇變壓器變壓比為1∶50。

(3)計(jì)算電路工作時(shí)的最大占空比。

由反激式直流變換電路原理可知，當(dāng)輸出電流最大、輸入直流電壓最小時(shí)，開關(guān)的占空比達(dá)到最大。假設(shè)反激式電路處于電流臨界連續(xù)工作模式，則電路工作時(shí)的最大占空比為(9-4)

(4)選擇合適的導(dǎo)線、開關(guān)管、二極管等。選取導(dǎo)線線徑的主要依據(jù)是流過繞組電流的峰值和有效值，根據(jù)漆包線標(biāo)稱直徑及考慮集膚效應(yīng)選定導(dǎo)線直徑。本設(shè)計(jì)中變壓器設(shè)計(jì)功率不超過150?W，經(jīng)過計(jì)算可得到各個(gè)參數(shù)值。開關(guān)管選用功率場(chǎng)效應(yīng)管MOSFET，其型號(hào)選擇的主要依據(jù)是：最大電流值應(yīng)大于初級(jí)電路電流峰值并留一定裕量，最大耐壓值應(yīng)大于電路中開關(guān)管兩端關(guān)斷電壓峰值，導(dǎo)通電阻小，開關(guān)頻率高，體積小。對(duì)于二極管，則要求有較低的導(dǎo)通壓降，允許通過的最大電流大于次級(jí)電路的電流峰值，并留有裕量。

(5)調(diào)壓功能的設(shè)計(jì)。

整個(gè)電源的調(diào)壓功能由直流升壓變換電路來實(shí)現(xiàn)，如前所述，反激式直流變換電路的輸出電壓與變壓器的變壓比和激勵(lì)方波占空比D有關(guān)，如下式所示：

(9-5)當(dāng)變壓器設(shè)計(jì)完成后，其變壓比便是一個(gè)固定值，因此只能通過控制開關(guān)管改變變壓器一側(cè)激勵(lì)方波的占空比來實(shí)現(xiàn)調(diào)壓。電源系統(tǒng)由DSP控制器根據(jù)所需電壓產(chǎn)生相應(yīng)占空比的方波控制開關(guān)管的通斷，從而在輸出端得到不同的直流電壓，然后對(duì)其進(jìn)行逆變，從而實(shí)現(xiàn)變頻電源的調(diào)壓功能。9.2.5DC/AC逆變模塊設(shè)計(jì)

1．逆變模塊主電路結(jié)構(gòu)

逆變模塊的作用是將前一環(huán)節(jié)得到的高壓直流電轉(zhuǎn)變?yōu)榻涣麟?。DC/AC逆變模塊的主電路結(jié)構(gòu)如圖9-6所示，該電路為單相全橋式逆變電路，將前置升壓模塊所得到的高壓直流逆變輸出為合成脈寬調(diào)制波。圖9-6全橋式逆變模塊主電路整個(gè)電路由4個(gè)逆變管VT1～VT4組成。A、B為前端升壓模塊輸出的高壓直流電源輸入端，輸入直流電壓為12～300?V可調(diào)節(jié)電壓；a、b為交流輸出端，輸出為合成脈寬調(diào)制波?；閷?duì)角的一組逆變管同時(shí)導(dǎo)通，另一組關(guān)斷，所有逆變管均受控于來自DSP的一對(duì)互補(bǔ)方波信號(hào)，產(chǎn)生所需要的脈寬調(diào)制波。為了防止橋臂一側(cè)的兩個(gè)逆變管同時(shí)導(dǎo)通而發(fā)生短路，需要設(shè)置一定的開關(guān)死區(qū)。為了防止過電流故障，電路中采用快速熔斷器進(jìn)行保護(hù)。過電流故障的產(chǎn)生主要有兩種原因：一是控制邏輯不合理或死區(qū)時(shí)間太短，造成橋臂一側(cè)直通；另一個(gè)是電源輸出線路短路。由于全橋電路中的四個(gè)逆變管在硬開關(guān)方式下以較高頻率關(guān)斷與導(dǎo)通，產(chǎn)生瞬間尖峰電壓與電流會(huì)對(duì)開關(guān)管造成危害，并且產(chǎn)生較大開關(guān)損耗，因此在電路中要添加電容緩沖電路來降低開關(guān)損耗并進(jìn)行保護(hù)。

2．主電路逆變功率管選擇

根據(jù)電源的應(yīng)用條件與要求，逆變功率管開關(guān)器件選取的主要依據(jù)是耐壓值不低于300?V，考慮到電壓安全系數(shù)應(yīng)留有一定裕量，故可選擇耐壓值500?V、電流值小、開關(guān)頻率盡可能高的器件。功率場(chǎng)效應(yīng)晶體管MOSFET的控制信號(hào)為電壓信號(hào)，輸入阻抗很大，控制電流幾乎為零，驅(qū)動(dòng)功率小，驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)單，熱穩(wěn)定性好，安全工作區(qū)大，其擊穿電壓一般在千伏以下，工作電流較小，完全可以滿足本設(shè)計(jì)需要，并且其工作頻率為所有器件最高，可達(dá)幾百千赫茲，因此功率場(chǎng)效應(yīng)管為本設(shè)計(jì)的最終選擇。本設(shè)計(jì)中選擇IRF830作為開關(guān)器件，其最高耐壓值為500?V，最大工作電流為4.5?A。

3．逆變模塊的驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

由于DSP微處理器輸出的PWM控制信號(hào)僅為3.3?V，驅(qū)動(dòng)能力非常有限，而驅(qū)動(dòng)控制逆變電路中的MOSFET需要10～20?V的驅(qū)動(dòng)電壓，因此如果利用DSP直接控制MOSFET的通斷，需要中間加驅(qū)動(dòng)電路。驅(qū)動(dòng)電路分為直接驅(qū)動(dòng)和隔離驅(qū)動(dòng)。采用隔離驅(qū)動(dòng)時(shí)，電路在發(fā)揮驅(qū)動(dòng)功能的同時(shí)將控制電路和主電路電氣關(guān)系隔離，以免互相影響。隔離方式有光電隔離和電磁隔離。光電隔離具有體積小、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單和隔離效果好等優(yōu)點(diǎn)，但其共模抑制能力差，傳輸速度慢，采用高速光耦成本也比較高。電磁隔離用脈沖變壓器作為隔離元件，具有響應(yīng)速度快、初級(jí)和次級(jí)的絕緣強(qiáng)度高、共模干擾抑制能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，但其受到很多限制，如信號(hào)的最大傳輸寬度受磁飽和特性的限制使信號(hào)的頂部不易傳輸，最大占空比需在50%內(nèi)，信號(hào)的最小寬度受磁化電流所限。本設(shè)計(jì)中的逆變器采用IR公司的專用驅(qū)動(dòng)器芯片IR2110，它兼有光電隔離和電磁隔離的優(yōu)點(diǎn)，工作頻率可達(dá)500?kHz，體積小，速度快，高端懸浮自舉電源的設(shè)計(jì)使得電路應(yīng)用簡(jiǎn)便。IR2110驅(qū)動(dòng)電路如圖9-7所示，圖中VD1為自舉二極管，需要選擇快速恢復(fù)二極管使用，以完成自舉充電作用。圖9-7IR2110驅(qū)動(dòng)電路

4．濾波模塊設(shè)計(jì)

由前述的分析可知，前部電路輸出的低壓直流經(jīng)過DC/DC升壓和DC/AC逆變得到的是以正弦波為基波的脈寬調(diào)制波，含有大量的諧波成分。如果想要得到所需的正弦波輸出，必需濾除脈寬調(diào)制波中的高次諧波，而濾波器就是一種選頻電路，它能使有用信號(hào)順利通過，其衰減很小而且可大幅度抑制無用的高次諧波頻率信號(hào)。一般情況下，變頻電源的設(shè)計(jì)對(duì)其輸出諧波含量有一定的要求，如單次諧波含量小于3%，總諧波含量小于5%等。濾波器的設(shè)計(jì)必須滿足上述要求。本節(jié)設(shè)計(jì)中，在變頻電源的輸出頻率范圍為5～20?kHz情況下，濾波器通頻帶必需要求在5?kHz以上，故由逆變電路所得到的脈寬調(diào)制波的主要諧波成分頻率最低也要大于5?kHz才能得到有效抑制。由于實(shí)際濾波器具有的非理想特性，本設(shè)計(jì)所采用的濾波器的截止頻率為7.5?kHz，主要諧波成分最低頻率設(shè)定在15?kHz以上。對(duì)諧波的抑制主要采用軟件和硬件相結(jié)合的方法。軟件對(duì)諧波的抑制是通過軟件編程將所生成的脈寬調(diào)制波諧波抑制在15?kHz以上的高頻段，以便濾波器濾除；硬件對(duì)諧波的抑制是設(shè)計(jì)幅頻特性較為理想的濾波器，可將15?kHz以上的諧波基本濾除。9.2.6電路模塊設(shè)計(jì)

傳統(tǒng)的變頻電源控制系統(tǒng)采用模擬技術(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)和分析，控制器采用模擬器件實(shí)現(xiàn)。變頻電源的智能化發(fā)展方向使得傳統(tǒng)的模擬控制電路已經(jīng)很難滿足要求，并且由于其控制電路設(shè)計(jì)復(fù)雜、維護(hù)困難、器件多，一旦設(shè)計(jì)完成控制策略便被固定，不便于改進(jìn)和升級(jí)，并且受環(huán)境的影響較大等，正在逐步退出市場(chǎng)。隨著微控制器的出現(xiàn)和迅速發(fā)展，數(shù)字化技術(shù)日漸成熟。與模擬信號(hào)處理系統(tǒng)相比，數(shù)字化控制技術(shù)具有靈活、精確、抗干擾能力強(qiáng)、設(shè)備尺寸小、速度快、性能穩(wěn)定和易于升級(jí)等優(yōu)點(diǎn)。變頻電源中大都采用微控制器數(shù)字控制，在數(shù)字化變頻器設(shè)計(jì)中常用的控制器可以用單片機(jī)和DSP。DSP以其優(yōu)越的控制性能和數(shù)據(jù)處理能力在高端電源設(shè)計(jì)中得到了廣泛的應(yīng)用。本節(jié)設(shè)計(jì)的變頻電源中選用TI公司的最新DSP控制芯片TMS320F2812作為控制核心，控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖9-8所示。微控制器實(shí)現(xiàn)的功能是產(chǎn)生開關(guān)管所需要的脈寬調(diào)制波、對(duì)電路狀態(tài)及系統(tǒng)輸出進(jìn)行實(shí)時(shí)監(jiān)控和對(duì)變頻電源的閉環(huán)控制等。圖9-8控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

1．TMS320F2812DSP概述

TMS320F2812數(shù)字信號(hào)處理器是TMS320C2000系列DSP中的一種，是一款32位定點(diǎn)DSP控制器，也是目前可應(yīng)用于控制領(lǐng)域的最先進(jìn)的處理器之一。它將各種高級(jí)數(shù)字控制功能集成在一塊IC上，強(qiáng)大的數(shù)據(jù)處理功能和控制能力大幅度提高了應(yīng)用效率并降低了功耗。該DSP的工作頻率為150?MHz，能夠在一個(gè)周期內(nèi)完成32?×?32位的乘法累加運(yùn)算，極大地提高了控制系統(tǒng)的控制精度和處理速度。此外，由于器件集成了快速的中斷管理單元，使得中斷延遲時(shí)間大幅度減少，滿足了實(shí)時(shí)控制的需要。該DSP內(nèi)部采用了哈佛總線結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，可以在一個(gè)周期內(nèi)對(duì)內(nèi)存地址完成讀取、修改、寫入操作。該芯片基于C/C++?高效32位DSP內(nèi)核，并提供浮點(diǎn)數(shù)學(xué)函數(shù)庫(kù)，從而可以在定點(diǎn)處理器上方便地實(shí)現(xiàn)浮點(diǎn)運(yùn)算。TMS320F2812的具體技術(shù)指標(biāo)可參考有關(guān)文獻(xiàn)。

2．TMS320F2812控制系統(tǒng)外圍電路設(shè)計(jì)

設(shè)計(jì)的基于TMS320F2812的最小系統(tǒng)包括時(shí)鐘電路、輔助電源電路、復(fù)位電路等，根據(jù)需要同時(shí)利用其他的外圍電路。本節(jié)設(shè)計(jì)的變頻電源中主要利用了片內(nèi)EVA模塊的三路PWM輸出及A/D模塊的三路模、數(shù)采集。三路PWM中的兩路為一對(duì)互補(bǔ)信號(hào)，用來控制全橋逆變電路，另外一路用來控制DC/DC升壓電路中的開關(guān)管，實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓的調(diào)節(jié)。三路A/D采集中有兩路用來實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出頻率的調(diào)節(jié)，另外一路實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)。

3．時(shí)鐘電路設(shè)計(jì)

本節(jié)設(shè)計(jì)的變頻電源中采用的DSP芯片TMS320F2812有內(nèi)部振蕩器，所以時(shí)鐘模塊電路相對(duì)簡(jiǎn)單。通?？梢杂袃煞N操作模式：一是利用內(nèi)部振蕩器外接一石英晶體；二是采用外部時(shí)鐘源。本設(shè)計(jì)中采用第一種方式。外部引腳14用來選擇時(shí)鐘源的接入方式，當(dāng)其為低電平時(shí)，采用外部時(shí)鐘或晶振直接作為系統(tǒng)時(shí)鐘；當(dāng)其為高電平時(shí)，外部時(shí)鐘經(jīng)過PLL倍頻電路倍頻后，為系統(tǒng)提供高速時(shí)鐘。DSP晶振電路如圖9-9所示。圖9-9DSP晶振電路時(shí)鐘電路中電容C的值為20?pF，晶振S選用頻率為30?MHz的石英晶體，設(shè)置鎖相環(huán)控制寄存器進(jìn)行5倍頻工作，為系統(tǒng)提供150?MHz的時(shí)鐘頻率。

4．DSP專用電源轉(zhuǎn)換芯片

為了降低芯片功耗，TMS320F2812內(nèi)部采用低電壓設(shè)計(jì)，并且采用雙電源供電，即通用I/O電源采用3.3?V供電，而內(nèi)核采用1.8?V供電。在不能保證同時(shí)加電時(shí)，芯片加電有嚴(yán)格的時(shí)序要求，即先對(duì)3.3?V加電，然后對(duì)1.8?V加電，并且I/O電壓不能超過內(nèi)核電壓2?V，以免燒壞內(nèi)部器件。針對(duì)這種情況，在系統(tǒng)為數(shù)字模塊提供5?V電壓的情況下，可以采用兩個(gè)單電壓輸出電源轉(zhuǎn)換芯片，也可以采用一個(gè)雙電壓輸出電源轉(zhuǎn)換芯片兩種解決方案。本設(shè)計(jì)采用了專用電源轉(zhuǎn)換芯片TPS767D318為DSP供電來實(shí)現(xiàn)單片雙電壓輸出，能夠滿足上述要求并能夠提供最大1?A的電流。DSP輔助電源電路如圖9-10所示。圖9-10DSP輔助電源電路

5．復(fù)位電路設(shè)計(jì)

由于DSP系統(tǒng)的時(shí)鐘頻率較高，在運(yùn)行時(shí)極有可能發(fā)生干擾和被干擾的現(xiàn)象，嚴(yán)重時(shí)還會(huì)出現(xiàn)死機(jī)，因此，對(duì)于復(fù)位電路的設(shè)計(jì)對(duì)系統(tǒng)來說是一個(gè)關(guān)鍵部分。考慮到TMS320F2812內(nèi)部有集成看門狗，因此本系統(tǒng)中只設(shè)計(jì)了手動(dòng)復(fù)位、上電復(fù)位電路。DSP復(fù)位電路如圖9-11所示。復(fù)位電路利用RC電路的延遲特性來產(chǎn)生復(fù)位所需要的低電平時(shí)間，在上電瞬間，由于電容C上的電壓不能突變，使RESET端仍為低電平，芯片出現(xiàn)復(fù)位狀態(tài)，電源通過電阻R對(duì)電容C充電，充電時(shí)間由R與C的乘積決定。為了使芯片正常初始化，通常應(yīng)保證RESET端低電平持續(xù)時(shí)間至少為3個(gè)外部時(shí)鐘周期。但是上電后系統(tǒng)的晶體振蕩器通常需要保持幾百毫秒的穩(wěn)定期，要求為100～200?ms，因此RC決定的復(fù)位時(shí)間要大于晶體振蕩器的穩(wěn)定期。實(shí)際應(yīng)用證明，為了防止不完全復(fù)位，R、C參數(shù)要選擇得大一些。在閾值電壓為1.5?V時(shí)，選擇R=100?kΩ，C=4.7?μF，電源電壓UCC=5?V，可得復(fù)位時(shí)間為150?ms，滿足復(fù)位要求。電路中的施密特觸發(fā)器74HC14(此處僅用其中2個(gè)非門電路)可以防止復(fù)位電路在閾值附近受到干擾的情況下重復(fù)復(fù)位現(xiàn)象的產(chǎn)生。

圖9-11DSP復(fù)位電路

6．電壓采樣電路設(shè)計(jì)

為了得到幅值穩(wěn)定的正弦波輸出，需要對(duì)電路的輸出電壓進(jìn)行采樣，實(shí)現(xiàn)電源的閉環(huán)控制。電壓采樣電路如圖9-12所示。圖中省略了運(yùn)算放大器的電源接入，其中A1、A2為?±12?V供電，A3為?+5?V供電。采樣電路要求具有成本低、線性度高、穩(wěn)定性高、頻帶寬等特性，采用了光耦隔離器HCNR201實(shí)現(xiàn)主電路和控制電路的隔離。圖9-12電壓采樣電路

9.3系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

9.3.1系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)流程

系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)主要依據(jù)控制對(duì)象和控制電路自身的要求進(jìn)行，主要介紹主程序的設(shè)計(jì)思路。控制系統(tǒng)主程序流程圖如圖9-13所示。

DSP上電復(fù)位后，主程序首先對(duì)微控制器內(nèi)部各個(gè)模塊進(jìn)行初始化設(shè)置，以便它們處于待工作狀態(tài)。本設(shè)計(jì)中系統(tǒng)初始化過程主要包括：系統(tǒng)控制寄存器設(shè)置，包括看門狗、鎖相環(huán)、高速/低速系統(tǒng)時(shí)鐘、EVA/ADC模塊使能；外設(shè)中斷擴(kuò)展模塊PIE初始化，包括PIE控制寄存器、PIE矢量表；事件管理器A初始化；A/D模塊初始化。圖9-13主程序流程圖9.3.2系統(tǒng)中斷程序設(shè)計(jì)

1．A/D采集中斷服務(wù)程序

以DSP為核心的控制系統(tǒng)主要用到兩個(gè)中斷，一個(gè)是A/D采集中斷，用來實(shí)現(xiàn)調(diào)頻調(diào)壓和對(duì)輸出電壓值的監(jiān)控；另一個(gè)是事件管理器A中定時(shí)器1的周期中斷，通過重新裝入周期值和比較值來實(shí)現(xiàn)生成合成脈寬調(diào)制波。

A/D轉(zhuǎn)換中斷服務(wù)程序流程圖如圖9-14所示。四路采集分別為兩路調(diào)頻、一路調(diào)壓和一路輸出采集。當(dāng)定時(shí)器2定時(shí)時(shí)間到(通過設(shè)置其周期寄存器)，進(jìn)入A/D采集，A/D轉(zhuǎn)換模塊將所用到的4個(gè)通道按照順序采樣模式自動(dòng)排序后，逐個(gè)進(jìn)行采集并進(jìn)行轉(zhuǎn)換，然后將轉(zhuǎn)換結(jié)果送入相應(yīng)的結(jié)果寄存器，完畢后向系統(tǒng)申請(qǐng)中斷。CPU在執(zhí)行完當(dāng)前語(yǔ)句和下一句指令后，如果中斷打開并且沒有更高一級(jí)的中斷申請(qǐng)，便轉(zhuǎn)去執(zhí)行上述中斷服務(wù)程序。圖9-14中斷服務(wù)程序流程圖

2．定時(shí)器1周期中斷服務(wù)程序

定時(shí)器1的周期中斷服務(wù)程序主要是對(duì)周期寄存器和比較寄存器的值進(jìn)行計(jì)算并裝載，如圖9-15所示。

為保證系統(tǒng)能夠輸出及時(shí)、準(zhǔn)確的脈寬調(diào)制波，設(shè)定定時(shí)器1的周期中斷級(jí)別為外設(shè)中斷級(jí)別最高，并且在服務(wù)程序中關(guān)中斷。

以上只是介紹設(shè)計(jì)的主要部分，整個(gè)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)還有其他內(nèi)容，在此不作詳盡介紹，讀者可參考相關(guān)文獻(xiàn)。圖9-15定時(shí)器1周期中斷服務(wù)程序流程圖

9.4變頻技術(shù)的應(yīng)用

9.4.1PWM雙橋疊加交流電壓調(diào)節(jié)方式

通過大量實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn)，無論是晶閘管式逆變器，還是自關(guān)斷器件逆變器，在中、大容量領(lǐng)域中，PWM雙橋疊加結(jié)構(gòu)的逆變器不失為逆變器的良好的結(jié)構(gòu)方式。雙橋疊加形式可分為雙三相橋疊加、雙單相疊加等，交流電壓控制電路中的開關(guān)器件均采用GTO、IGBT等新型大功率晶體管元件。本節(jié)主要分析一種典型的雙三相橋12階梯PWM逆變器結(jié)構(gòu)。

圖9-16為PWM雙橋疊加逆變器原理圖。圖9-16PWM雙橋疊加逆變器原理圖圖中VT1～VT6為前橋功率開關(guān)管，VT1′～VT6′為后橋功率開關(guān)管，每相輸出電壓UN為前橋繞組反相疊加后序相繞組與后橋該相繞組的電壓矢量和，例如A相輸出電壓UAN=UA1－(UC2+UA)。每相主通管分別與其對(duì)應(yīng)的前序和后序?qū)ü軜?gòu)成回路，間隔60°輸出雙脈沖，前橋?qū)ü芴?hào)與后橋管號(hào)相對(duì)應(yīng)。負(fù)半周輸出波形反相，要求繞組電流方向反向，即工作功率管換流。這樣就得到圖9-17所示的雙三相疊加電壓輸出波形，本設(shè)計(jì)的階梯比設(shè)定為0.5∶0.866∶1。圖9-17雙三相疊加逆變器波形圖雙橋三相逆變器功率開關(guān)管每周期內(nèi)開關(guān)次數(shù)相同，均為三次。負(fù)載分配均勻，可選用同規(guī)格功率開關(guān)管。雙橋PWM逆變器特點(diǎn)是：

(1)既可用于三相輸出又可用于單相輸出。

(2)把功率開關(guān)管大容量負(fù)載分散負(fù)擔(dān)，不僅可用快速?gòu)?qiáng)迫關(guān)斷器件，也可用一般自關(guān)斷器件，器件要求低。

(3)輸出容量大，500?A單個(gè)器件構(gòu)成三相逆變器輸出容量達(dá)100?kVA。

(4)諧波分量小，11次以下諧波消除，要求濾波器容量小。

(5)系統(tǒng)動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)特性好。這種結(jié)構(gòu)的穩(wěn)壓電路特別適用于實(shí)驗(yàn)檢測(cè)設(shè)備等要求交流電壓高度穩(wěn)定的場(chǎng)合。9.4.2采用PWM斬波方式的交流電壓調(diào)節(jié)器

隨著全控型器件和相位控制技術(shù)的廣泛應(yīng)用，可以采用交流PWM斬波方式的交流電壓控制電路。在中、小功率場(chǎng)合，采用單相Back型、Boost型和Back-Boost型PWM交流斬波方式電壓調(diào)節(jié)器，可以根據(jù)輸入和輸出電壓決定開關(guān)元件的開關(guān)方式，用以解決換相引起的高電壓尖峰，其開關(guān)元件僅在半周期進(jìn)行調(diào)制，大大減小了開關(guān)損耗。在大功率場(chǎng)合，可以采用AC/ACBack型電壓調(diào)節(jié)器。針對(duì)傳統(tǒng)交流PWM斬波器開關(guān)元件較多和對(duì)門控信號(hào)要求較高的缺點(diǎn)，設(shè)計(jì)了一種其主電路結(jié)構(gòu)如圖9-18所示的新型三相交流電壓調(diào)節(jié)裝置。該裝置主要包括交流斬波控制器、旁路續(xù)流通路和工頻升壓隔離變壓器。該裝置僅采用VT1～VT6六只全控型功率開關(guān)器件IGBT，對(duì)開關(guān)門控信號(hào)的要求大大降低，提高了系統(tǒng)的可靠性。旁路續(xù)流通路有3個(gè)旁路電容，保證前向通路和續(xù)流通路開關(guān)切換間的死區(qū)時(shí)間里有連續(xù)的能量通路。其輸入電流、輸出電壓波形都接近正弦，響應(yīng)速度較快，輸入、輸出端濾波器的體積可以很小。如果在輸入、輸出端加裝隔離變壓器，防諧波效果更好。圖9-18PWM斬波電壓調(diào)節(jié)器原理圖此種采用交流PWM斬波方式的交流電壓調(diào)節(jié)器使用方便，直接連接于交流電源和負(fù)載之間，電壓調(diào)節(jié)裝置的容量一般比負(fù)載容量大20%，功率開關(guān)元件的容量選得較大，特別適用于對(duì)中、小容量用電設(shè)備的穩(wěn)壓供電。9.4.3串聯(lián)電壓源模式的交流電壓調(diào)節(jié)器

在對(duì)一些要求具有功率補(bǔ)償功能的穩(wěn)壓供電場(chǎng)合，交流電壓調(diào)節(jié)器可以采用三相電壓型逆變器的串聯(lián)型電壓調(diào)節(jié)器，其電路原理如圖9-19所示。三相變壓器的繞組串聯(lián)于電源和負(fù)載之間，等效于串聯(lián)一個(gè)電源。如果要求消除電源的負(fù)序電壓或電壓瞬時(shí)波動(dòng)，可在逆變器直流環(huán)節(jié)加裝電容器組為裝置提供長(zhǎng)時(shí)間的有功功率。如果需要調(diào)節(jié)電源電壓正序的長(zhǎng)時(shí)間變化，則需要附加獨(dú)立的直流電源Ud。圖9-19串聯(lián)型調(diào)節(jié)器原理圖為解決三相電源的不對(duì)稱問題，逆變器指令信號(hào)包含電源負(fù)序電壓分量和正序電壓分量的偏差，通過提取并消除電源負(fù)序電壓分量可以保證負(fù)載三相電源對(duì)稱，同時(shí)調(diào)節(jié)正序電壓分量可以控制負(fù)載三相電源的幅值，逆變器控制則采用非對(duì)稱開關(guān)函數(shù)PWM技術(shù)。

通過調(diào)節(jié)串聯(lián)補(bǔ)償電壓的幅值和相位，串聯(lián)型交流電壓調(diào)節(jié)器可以實(shí)現(xiàn)輸出到負(fù)載電路的電壓調(diào)節(jié)和無功功率補(bǔ)償。采用串聯(lián)補(bǔ)償式結(jié)構(gòu)，裝置的容量取決于負(fù)載容量和電源電壓的變化范圍，遠(yuǎn)低于負(fù)載容量，能夠減小功率開關(guān)元件的容量和開關(guān)應(yīng)力，具有較高的性能價(jià)格比，能夠用于較大容量的負(fù)載。為適應(yīng)高敏感負(fù)載，提高串聯(lián)型電壓調(diào)節(jié)器的性能，可以在負(fù)載端加上并聯(lián)型有源電力濾波器。采用串聯(lián)型電壓調(diào)節(jié)環(huán)節(jié)和并聯(lián)型有源電力濾波環(huán)節(jié)，以達(dá)到雙向調(diào)節(jié)負(fù)載電壓和能量雙向流動(dòng)的目的。此類裝置可以全面提高交流電源品質(zhì)，有一定的節(jié)能效果，是一種高效率的調(diào)壓方式。9.4.4三種方案的對(duì)比

以上分析著重于電路結(jié)構(gòu)與控制模式，實(shí)用裝置的設(shè)計(jì)應(yīng)針對(duì)不同負(fù)載添加輔助電路，以滿足設(shè)備安全運(yùn)行要求。表9-1是三種方案的主要特點(diǎn)的對(duì)比結(jié)果。

9.5大功率變頻技術(shù)及其對(duì)負(fù)載的影響

9.5.1器件串聯(lián)方案

根據(jù)可應(yīng)用的控制方案，中壓變頻可以分為兩大類：一是有輸出變壓器的中—低—中方案；二是無輸出變壓器的中—中方案。前者采用輸入/輸出變壓器，增加了成本，也增加了損耗，系統(tǒng)較復(fù)雜；后者優(yōu)點(diǎn)突出，可以通過單元串聯(lián)和多電平電路兩種結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)，具有良好的應(yīng)用前景。無輸出變壓器的器件串聯(lián)方案大多用于GTO電流源逆變器，采用單元串聯(lián)的方法實(shí)現(xiàn)高、中壓輸出，其原理如圖9-20所示。電路中設(shè)計(jì)有大的平波電抗器和電流調(diào)節(jié)器，過電流保護(hù)比較容易。實(shí)用中為對(duì)接地短路實(shí)現(xiàn)保護(hù)，將電抗器分為兩半，直流母線各串一半。輸入整流器采用多重化整流電路，輸出交流端用電容器濾波，電壓、電流波形近似正弦。此種方案的優(yōu)點(diǎn)為有能量回饋功能，雖然直流環(huán)節(jié)電流方向不能改變，但整流電壓可以反向，可實(shí)現(xiàn)負(fù)載四象限運(yùn)行，動(dòng)態(tài)性能好；其缺點(diǎn)是在動(dòng)態(tài)條件下要解決好功率單元串聯(lián)均壓?jiǎn)栴}。圖9-20器件串聯(lián)方案9.5.2多電平控制方案

典型的多電平變換器結(jié)構(gòu)將若干電平合成為正弦波，隨著電平數(shù)目的增加，合成的輸出波形臺(tái)階數(shù)也增加，使輸出電壓波形更逼近正弦波形。變頻器主回路中器件高速開關(guān)動(dòng)作，造成對(duì)電機(jī)及周邊設(shè)備的影響不可忽視，因而多電平變頻器的作用引起人們的重視。多電平變頻器在防止尖峰電壓造成的電動(dòng)機(jī)絕緣損壞以及防止軸電壓引起的電動(dòng)機(jī)軸承電蝕方面效果良好，同時(shí)也大幅度減小了du?/?dt引起的漏電流和噪音。我國(guó)標(biāo)準(zhǔn)中壓電壓等級(jí)為6?kV和10?kV，采用GTO元件的三電平結(jié)構(gòu)是常用的方案，GTO單元電壓達(dá)4.5～6?kV，電流為4～6?kA，元件無需串、并聯(lián)，變頻器容量即能到10?MVA，滿足了大功率風(fēng)機(jī)和水泵的驅(qū)動(dòng)要求。多電平電路結(jié)構(gòu)主要有三電平電路及其派生形式。

1．三電平電路

三電平電路也稱為中點(diǎn)鉗位(NPC)三電平逆變器，具有在直流母線上輸出正、負(fù)、零三值電壓的電路結(jié)構(gòu)。三電平逆變器主電路如圖9-21所示，每相電路有4只串聯(lián)的開關(guān)器件和2只鉗位二極管，直流側(cè)濾波電容器用2只相同的電容C1、C2組成，等分直流母線的中性點(diǎn)電壓，作為相電壓輸出。設(shè)直流側(cè)電壓為Ud，每個(gè)電容器上的電壓為UC，通過鉗位二極管使每個(gè)功率器件上的電壓限制于電容器電壓UC之內(nèi)。具體工作原理見相關(guān)文獻(xiàn)。逆變器的輸入端整流器若采用電機(jī)側(cè)類似的多電平逆變器，即具備有功電能回饋功能，可實(shí)現(xiàn)電機(jī)四象限運(yùn)行，也容易實(shí)現(xiàn)電容器電壓均衡，電網(wǎng)諧波和輸入功率因數(shù)得以改善。但這種逆變器控制的規(guī)律較復(fù)雜，不同的電動(dòng)機(jī)控制方案按負(fù)載性質(zhì)的不同采用了不同的PWM控制方法，而電容器電壓的均衡控制方法也因PWM控制方法而異。目前，三電平變頻器產(chǎn)品采用的方案有V/F控制、轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向控制以及直接轉(zhuǎn)矩控制等。在大功率負(fù)載條件下，開關(guān)器件工作頻率較低，盡管可以配置輸出濾波器，但是最小脈寬及死區(qū)時(shí)間的影響不容忽視，使得逆變器的控制有一定困難。圖9-21三電平逆變器主電路

2．派生形式的多電平逆變器

由三電平變頻器的技術(shù)擴(kuò)展，可以實(shí)現(xiàn)多電平電路。以五電平級(jí)數(shù)設(shè)計(jì)為例，其原理是：每個(gè)單體單相逆變單元可以輸出?+Ud、0、－Ud三種電平，將逆變器串聯(lián)，即構(gòu)成多級(jí)電平電路，如圖9-22所示。圖9-22由單體單相逆變單元構(gòu)成的多級(jí)電平電路設(shè)原來的單體逆變器有4個(gè)功率元件VT，其中VT1、VT4導(dǎo)通輸出?+Ud(即?+1電平)，VT2、VT3導(dǎo)通輸出－Ud(即－1電平)，VT1、VT2導(dǎo)通時(shí)或VT3、VT4導(dǎo)通輸出零電平。實(shí)用的逆變單元串聯(lián)多電平變頻器主電路結(jié)構(gòu)如圖9-23所示，其中，A1、B1、C1組為相位超前組，A2、B2、C2為無相移組，A3、B3、C3為相位滯后組。此種結(jié)構(gòu)不是采用器件串聯(lián)方法實(shí)現(xiàn)高壓輸出，而是用整個(gè)功率單元串聯(lián)的方式，因此不存在元件均壓?jiǎn)栴}。輸入端采用多重移相變壓器，保證輸入電流近似正弦波，單相逆變單元串聯(lián)可輸出7種電平，使輸出電壓接近正弦波。輸出端由每個(gè)功率單元的輸出端子相互串聯(lián)成星形接法給電機(jī)供電，通過對(duì)每個(gè)單元的PWM波形進(jìn)行重組，得到階梯的PWM波形，波形正弦度好，du/dt小，可以降低輸出諧波及由此引起的電機(jī)振動(dòng)、發(fā)熱、噪聲等，從而減少對(duì)輸出電纜和電機(jī)的絕緣損壞，無須濾波器，電機(jī)不需降低容量使用。圖9-23串聯(lián)多電平變頻器主電路結(jié)構(gòu)在實(shí)用設(shè)計(jì)時(shí)，可以通過不同的變壓比，增加輸出電平的種類。例如，設(shè)變壓比為K1和K2的兩個(gè)單體逆變單元進(jìn)行組合，可以輸出的正電平有：(K1－K2)Ui、K2Ui、K1Ui、(K1+K2)Ui；若K1=K2，輸出的正電平數(shù)為2個(gè)；若K1≠K2，K1－K2≠K2，則正電平數(shù)為4個(gè)。設(shè)逆變單元串聯(lián)級(jí)數(shù)為m，輸出電平數(shù)為N，則有N=3m。表9-2列出了一些有實(shí)用價(jià)值的組合，其中n為變壓比數(shù)量。

3．多電平逆變器的特點(diǎn)

(1)輸入電流諧波?。惠敵鲭妷褐C波小，理論上可通過增加級(jí)數(shù)使輸出接近正弦波形；電動(dòng)機(jī)運(yùn)轉(zhuǎn)平穩(wěn)，省去了濾波器；輸出電壓臺(tái)階較小，du/dt較小，有利于高壓電動(dòng)機(jī)的絕緣。

(2)無需鉗位二極管，獲得相同電平數(shù)所需的單體數(shù)目最少；由于各單體的結(jié)構(gòu)完全相同，可實(shí)現(xiàn)模塊化設(shè)計(jì)，運(yùn)行維護(hù)方便；一旦單體有故障時(shí)可以旁路，提高了設(shè)備的可靠性。

(3)更加適合中高壓電動(dòng)機(jī)的變頻裝置的大容量、高電壓的要求。這種電路在中壓變頻和靜態(tài)無功補(bǔ)償(SVC)等場(chǎng)合應(yīng)用前景很好。目前這種變頻器主要應(yīng)用在風(fēng)機(jī)泵類負(fù)載調(diào)速場(chǎng)合。9.5.3變頻器對(duì)電動(dòng)機(jī)的影響

1．輸出諧波的影響

輸出諧波對(duì)電動(dòng)機(jī)的影響主要有諧波引起電動(dòng)機(jī)發(fā)熱，導(dǎo)致電動(dòng)機(jī)的額外溫升，電動(dòng)機(jī)要降額使用。由于輸出波形失真，增加電動(dòng)機(jī)的重復(fù)峰值電壓，影響電動(dòng)機(jī)絕緣，諧波還會(huì)引起電動(dòng)機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)、噪聲增加。高次諧波引起的損耗增加主要表現(xiàn)在定子銅損耗、轉(zhuǎn)子銅損耗、鐵損耗及附加損耗的增加。其中影響最為顯著的是轉(zhuǎn)子銅損耗，因?yàn)殡妱?dòng)機(jī)轉(zhuǎn)子是以接近基波頻率旋轉(zhuǎn)速度旋轉(zhuǎn)的，因此對(duì)于高次諧波電壓來說，轉(zhuǎn)子總是在轉(zhuǎn)差率接近1的狀態(tài)下旋轉(zhuǎn)，所以轉(zhuǎn)子銅損耗較大，而且在這種狀態(tài)下，除了直流電阻引起的銅損耗外，還必須考慮由于集膚效應(yīng)所產(chǎn)生的實(shí)際阻抗增加而引起的銅損耗。三電平變頻器與普通的二電平PWM變頻器相比，由于輸出相電壓電平數(shù)增加，每相電平幅值相對(duì)下降，提高了輸出電壓諧波消除算法的自由度，在相同開關(guān)頻率的條件下，可使輸出波形質(zhì)量與二電平PWM變頻器比較有很大提高，但最壞條件下輸出電壓諧波失真可達(dá)29%，電動(dòng)機(jī)電流諧波失真可達(dá)17%，此時(shí)必須設(shè)置輸出濾波器或使用專用電動(dòng)機(jī)。

對(duì)于單元串聯(lián)多電平變頻器，當(dāng)輸出電壓為6?kV等級(jí)時(shí)，典型的輸出電壓總諧波失真小于7%，大大低于普通的電流源型變頻器和三電平變頻器，輸出諧波都低于5%。對(duì)于一般的異步電動(dòng)機(jī)，所產(chǎn)生的各次諧波電流均小于0.3%，電動(dòng)機(jī)基本不會(huì)產(chǎn)生附加的諧波發(fā)熱、噪聲和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，所以不必設(shè)置輸出濾波器，可以直接使用普通的異步電動(dòng)機(jī)。根據(jù)電動(dòng)機(jī)運(yùn)動(dòng)方程，因諧波原因產(chǎn)生電動(dòng)機(jī)轉(zhuǎn)速的脈動(dòng)分量可由下式表示：(9-6)式中，ω1為電動(dòng)機(jī)基波角頻率；n為變頻器輸出的諧波次數(shù)。由式(9-6)可總結(jié)出轉(zhuǎn)速脈動(dòng)的規(guī)律如下：

(1)轉(zhuǎn)速脈動(dòng)頻率為電動(dòng)機(jī)基波角頻率ω1的6n倍，幅值與變頻器輸出的基波角頻率ω1成反比，即輸出頻率越低，轉(zhuǎn)速波動(dòng)越大。

(2)轉(zhuǎn)速脈動(dòng)幅值與變頻器輸出的諧波次數(shù)n成反比，即低次諧波所引起的轉(zhuǎn)速脈動(dòng)比高次諧波的影響更大。

所以電動(dòng)機(jī)在低速運(yùn)行情況下，為了使轉(zhuǎn)速波動(dòng)量維持在同一水平，對(duì)輸出諧波抑制的要求更高。要使電動(dòng)機(jī)的轉(zhuǎn)速脈動(dòng)較小，首先要消除或抑制變頻器輸出的低次諧波。

三電平變頻器在不采用輸出濾波器時(shí)，也會(huì)產(chǎn)生較大的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，采用輸出濾波器后，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)可大大降低。單元串聯(lián)多電平變頻器輸出電流諧波較低，電動(dòng)機(jī)的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)分量極小，各次脈動(dòng)轉(zhuǎn)矩都在0.1%以下。

2．共模電壓和軸電流的影響

共模電壓指電動(dòng)機(jī)定子繞組的中心點(diǎn)和地之間的電壓。共模電壓最大可接近相電壓的峰值，如果電源的中心點(diǎn)接地，電動(dòng)機(jī)的機(jī)殼也接地，這樣共模電壓就施加到電動(dòng)機(jī)定子繞組的中心點(diǎn)和機(jī)殼之間。這樣高的共模電壓使電動(dòng)機(jī)繞組承受的絕緣應(yīng)力為電網(wǎng)直接運(yùn)行情況下的2倍，嚴(yán)重影響電動(dòng)機(jī)絕緣。變頻器的共模電壓中含有與開關(guān)頻率相對(duì)應(yīng)的高頻分量，高頻的電壓分量會(huì)通過輸出電纜和電動(dòng)機(jī)的分布電容產(chǎn)生對(duì)地高頻漏電流，影響逆變器功率電路的安全。電動(dòng)機(jī)通過地產(chǎn)生的高頻漏電流，一部分通過定子繞組和機(jī)殼間的分布電容，再經(jīng)機(jī)殼流入地，另一部分通過繞組和轉(zhuǎn)子間的分布電容，經(jīng)過軸承再到機(jī)殼，然后到地。后者的作用相當(dāng)于軸電流，會(huì)引起電動(dòng)機(jī)軸承的“電蝕”，影響軸承的壽命。

3．du/dt的影響

變頻器輸出du/dt對(duì)電動(dòng)機(jī)絕緣產(chǎn)生的影響極大。du/dt取決于電壓跳變電平的幅值及功率元件的開關(guān)速度。對(duì)普通的二電平和三電平變頻器而言，由于輸出電壓跳變電平較大，同時(shí)逆變器功率單元開關(guān)速度較快，將產(chǎn)生較大的du/dt，相當(dāng)于在電動(dòng)機(jī)繞組上重復(fù)施加陡度極大的沖擊電壓，使電動(dòng)機(jī)絕緣承受很大的電應(yīng)力，特別當(dāng)變頻器輸出與電動(dòng)機(jī)之間電纜距離較長(zhǎng)時(shí)，由于線路分布電感和分布電容的存在，會(huì)產(chǎn)生行波反射放大作用，在參數(shù)適合時(shí)，加到電動(dòng)機(jī)繞組上的電壓會(huì)成倍增加，引起電動(dòng)機(jī)絕緣損壞。所以這種變頻器需要專用電動(dòng)機(jī)。在相同輸出電壓等級(jí)前提下，采用三電平結(jié)構(gòu)輸出的du/dt有所下降，但還要加輸出濾波器。單元串聯(lián)多電平變頻器最大的相電壓跳變等于一個(gè)單元的直流母線電壓，以6?kV電壓變頻器為例，若跳變約為900?V，電壓上升時(shí)間為0.3?μs，du/dt則達(dá)到3000?V/μs，對(duì)6?kV電動(dòng)機(jī)而言，標(biāo)準(zhǔn)允許的范圍約為3919?V/μs。所以這類變頻器輸出不會(huì)使得電動(dòng)機(jī)絕緣受到影響，可以使用普通的異步電動(dòng)機(jī)。9.5.4中壓變頻器技術(shù)發(fā)展

隨著電力開關(guān)器件的發(fā)展，變流電路主電路結(jié)構(gòu)和控制技術(shù)不斷改進(jìn)。今后的中壓變頻器研究集中于以下領(lǐng)域：

(1)多電平結(jié)構(gòu)是未來時(shí)期中壓變頻主電路的首選結(jié)構(gòu)。多電平逆變器電路結(jié)構(gòu)中，二極管鉗位多電平變流器更有發(fā)展前途。與單元串聯(lián)多電平變流器和浮動(dòng)電容器變流器相比，二極管鉗位多電平變流器可以組成能量雙向流動(dòng)系統(tǒng)，以實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，更有競(jìng)爭(zhēng)力。

(2)單元串聯(lián)方案僅可用于電流源逆變器。如果單元方面取得突破，使單元串聯(lián)非常容易，應(yīng)用才會(huì)有大的市場(chǎng)。

(3)采用有輸出變壓器的中—低—中方案會(huì)占有一定的市場(chǎng)。目前中壓大功率傳動(dòng)在風(fēng)機(jī)和泵類負(fù)載電動(dòng)機(jī)中占有相當(dāng)大的比例，對(duì)傳動(dòng)系統(tǒng)要求不高，中—低—中方案價(jià)格有優(yōu)勢(shì)，投資小，維護(hù)容易。

(4)控制策略和控制方法是中、高壓變頻技術(shù)的關(guān)鍵技術(shù)之一，變頻器主電路元器件的增加，要求控制策略和方法具有優(yōu)化、可靠、多樣性，最終達(dá)到電動(dòng)機(jī)高性能調(diào)速要求。9.6實(shí)現(xiàn)電動(dòng)機(jī)帶載啟動(dòng)的AC/AC變頻技術(shù)

礦山企業(yè)中異步電動(dòng)機(jī)是主要的動(dòng)力設(shè)備，在全壓直接啟動(dòng)時(shí)需要很大的電流，可達(dá)電機(jī)額定電流的5～7倍。電機(jī)越大，電網(wǎng)電壓波動(dòng)率也越大，對(duì)電機(jī)及機(jī)械設(shè)備的危害也越大。因此，對(duì)大型電動(dòng)機(jī)不允許全壓直接啟動(dòng)，如何減少異步電動(dòng)機(jī)啟動(dòng)瞬間的大電流的沖擊，是電動(dòng)機(jī)運(yùn)行中的首要問題。為此必須設(shè)法改善電動(dòng)機(jī)的啟動(dòng)方法，使電動(dòng)機(jī)達(dá)到平滑無沖擊啟動(dòng)，于是各種限流啟動(dòng)方法也就應(yīng)運(yùn)而生。傳統(tǒng)啟動(dòng)方案(見表9-3)均不能帶負(fù)載啟動(dòng)。一般場(chǎng)合下，軟啟動(dòng)不能適用礦山企業(yè)的重負(fù)載如空壓機(jī)、水泵、起重機(jī)、破碎機(jī)等設(shè)備的啟動(dòng)。為保證恒力矩輸出，方法之一就是在降低電壓的同時(shí)減小電壓頻率，即保持電壓和頻率不變。在大多數(shù)如果僅作啟動(dòng)而無調(diào)速要求的場(chǎng)合，采用變頻器變頻啟動(dòng)這種方法浪費(fèi)極大，高壓大容量的通用變頻器價(jià)格極為昂貴，而感應(yīng)電動(dòng)機(jī)的重載啟動(dòng)僅是短時(shí)間的過程，所以人們研究感應(yīng)電機(jī)的重載安全啟動(dòng)方法很有必要。本節(jié)分析一種基于80C196KC+DSP控制的AC/AC變頻系統(tǒng)，該系統(tǒng)具有良好的動(dòng)態(tài)和靜態(tài)特性，可以應(yīng)用于異步電動(dòng)機(jī)的重載啟動(dòng)。9.6.1系統(tǒng)原理與組成

1．AC/AC變頻結(jié)構(gòu)

圖9-24為AC/AC變頻主電路結(jié)構(gòu)圖，三組單相AC/AC變頻電路的輸出端和電動(dòng)機(jī)的三個(gè)繞組均采用星形連接。主變壓器的二次端有三個(gè)繞組，分別單獨(dú)為一相的主回路供電。每相電路有獨(dú)立的變換器，由6只晶閘管構(gòu)成正組半橋P和反組半橋N反并聯(lián)電路。當(dāng)正組P處于整流狀態(tài)，輸出電壓為正半周，提供輸出電流，負(fù)組N則處于逆變狀態(tài)；反之，負(fù)組N處于整流狀態(tài)，輸出電壓為負(fù)半周，正組P則處于逆變狀態(tài)。圖9-24AC/AC變頻主電路結(jié)構(gòu)圖

2．AC/AC變頻工作原理

正組P和負(fù)組N兩組變流電路按某一頻率fo交替工作，向負(fù)載輸出交流電。通過改變兩組變流電路的切換頻率，可改變輸出頻率fo；改變變流電路工作的控制角α，可改變交流輸出電壓的幅值Uo。若α角為非固定值，在半個(gè)周期內(nèi)使正組P的α角按正弦規(guī)律從90°逐漸減小到0°，然后再逐漸增大到90°，則正組整流電路在每個(gè)控制間隔內(nèi)的平均輸出電壓按正弦規(guī)律從零逐漸增至最大，再逐漸減小到零。在另外半個(gè)周期內(nèi)，對(duì)負(fù)組N進(jìn)行同樣的控制，即可以得到接近正弦波的輸出電壓，見圖9-25所示。由于變頻器輸出端中點(diǎn)不和負(fù)載中點(diǎn)相連接，在構(gòu)成三相變頻器的六組橋式電路中，至少要有不同相的兩組橋中的兩組晶閘管同時(shí)導(dǎo)通才能構(gòu)成回路。為使兩組橋之間晶閘管同時(shí)可靠導(dǎo)通，應(yīng)保證有足夠的脈沖寬度。為了抑制環(huán)流，在環(huán)路中串聯(lián)了環(huán)流電抗器L。輸出相采用三角形連接，易于連接負(fù)載。圖9-25電壓、電流變頻波形圖9.6.2系統(tǒng)構(gòu)成

AC/AC變頻電路控制系統(tǒng)如圖9-26所示?；?0C196KC+DSP為控制核心，構(gòu)成速度—電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，外環(huán)為速度環(huán)。

16位80C196KC芯片是Intel公司MCS-96系列單片機(jī)中性能較強(qiáng)的產(chǎn)品之一，可方便地應(yīng)用于各類自動(dòng)控制系統(tǒng)、數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)和高級(jí)智能儀器中。ADMC401芯片是基于單片DSP的控制器，適合工業(yè)應(yīng)用領(lǐng)域中高性能控制。詳細(xì)的性能參數(shù)和特點(diǎn)請(qǐng)參見有關(guān)文獻(xiàn)?？刂葡到y(tǒng)中80C196KC主要擔(dān)負(fù)人機(jī)界面的運(yùn)行以及向上位機(jī)發(fā)送信號(hào)等功能，ADMC401用于運(yùn)算，內(nèi)部高速8路A/D采集完成數(shù)字濾波計(jì)算、觸發(fā)控制信號(hào)的產(chǎn)生發(fā)送等功能。圖9-26控制系統(tǒng)圖

1．同步信號(hào)電路

微機(jī)進(jìn)行AC/AC變頻的移相控制時(shí)，為實(shí)現(xiàn)移相控制的目的，要求系統(tǒng)產(chǎn)生的觸發(fā)脈沖信號(hào)能在交流電壓的每個(gè)周期內(nèi)均重復(fù)出現(xiàn)，需要給微機(jī)提供控制角起點(diǎn)定時(shí)的方波脈沖，這一信號(hào)的頻率與電源頻率相同，此方波信號(hào)稱之為同步信號(hào)。本系統(tǒng)同步脈沖信號(hào)產(chǎn)生電路