電力電子第8章變流電路的組合

第8章變流電路的組合8.1相控整流電路的串并聯(lián)

8.2多重化逆變電路

8.3級聯(lián)式變流器

8.4開關(guān)電源

小結(jié)

電磁感應(yīng)定律（1）在電磁感應(yīng)過程中，感生電流所產(chǎn)生的磁通總是阻止磁通的變化。即在磁通增加時，感生電流所產(chǎn)生的磁通與原來磁通方向相反，削弱原磁通的增長；當(dāng)磁通減小時，感生電流產(chǎn)生的磁通與原來磁通方向相同，阻止原磁通減小。這就是楞次定律。當(dāng)通過線圈的磁通發(fā)生變化時，在線圈兩端就要產(chǎn)生感應(yīng)電動勢e。磁通變化越快，感應(yīng)電動勢e就越大。（2）當(dāng)電壓u加在線圈輸入端時，在線圈中產(chǎn)生電流，引起磁芯中磁場變化互感

同名端電流從兩個線圈的同名端流入，磁通是相互加強的；反之磁通互相抵消。線圈N1中電流i1在N2上產(chǎn)生的互感電勢為線圈N2中電流i2在N1上產(chǎn)生的互感電勢為互感磁勢耦合系數(shù)

將互感磁通與總磁通之比稱為耦合度

當(dāng)兩個線圈都有電流流通，通過互感互相影響。無漏感時K=1變壓器空載（次級不接負(fù)載）（1）假設(shè)初級與次級線圈全耦合K=1N1的端電壓（L1:次級開路時的初級電感。）在時間t時磁芯中磁通和線圈中的電流分別為

變壓器空載（次級不接負(fù)載）（2）

因為全耦合L2:初級開路時的次級電感。變壓器負(fù)載狀態(tài)如果將次級與負(fù)載接通，在次級線圈中就產(chǎn)生電流i2=u2/Z流經(jīng)負(fù)載。電流i2在線圈N2中產(chǎn)生磁勢i2N2將產(chǎn)生磁通Φ2，與初級i1N1產(chǎn)生的磁通Φ1的方向相反。為了維持與空載一樣的感應(yīng)電勢e1所需的磁通變化量Φ1t=Φ1-Φ2。必須加大輸入電流i1保持激磁磁勢i1tN1基本不變，即i1tN1=i1N1-i2N2得出i1=i1t+i2*N2/N1當(dāng)激磁電感很大時，理想為無窮大，則激磁電流為0。則i1=i2*N2/N1負(fù)載電流越大，反射到初級電流就越大理想變壓器等效電路理想變壓器：如果磁芯磁導(dǎo)率u=∞，激磁電流為零，同時初級與次級線圈全耦合，且線圈電阻為零，也不考慮磁芯損耗和飽和。當(dāng)輸出端有負(fù)載時，輸入電流增加。因此變壓器的等效輸入阻抗i1=i2*N2/N1磁芯的磁滯回線Bs:飽和磁感應(yīng)強度Br:剩余磁感應(yīng)強度Hc:矯頑磁力8.4開關(guān)電源

8.4.1帶隔離變壓器的單端變換電路

由Buck、Boost、Boost-Buck和Cuk四種DC-DC變換衍生

在基本DC-DC變換電路中插入了隔離變壓器，使電源和負(fù)載之間有電氣隔離，提高變換器運行的安全可靠性和電磁兼容性，適當(dāng)?shù)淖儔罕冗€可以使電源電壓與負(fù)載電壓匹配。

帶隔離變壓器的DC-DC變換電路可分為單端電路（SingleEnd）和雙端電路（DoubleEnd）兩大類，

單端變換器變壓器磁通只在一個方向上變化，正激和反激電路屬于單端電路，

雙端變換器變壓器磁通作正反方向變化，半橋和全橋電路屬于雙端電路。

一單端正激變換器（ForwardConverter）

，

N1原邊繞組、N2副邊繞組N3磁通復(fù)位繞組T開關(guān)管作斬波控制

T導(dǎo)通時，N1電流i1上升,變壓器鐵心磁通增加，在副邊繞組N2中感生電勢，使二極管D2導(dǎo)通，D3截止，電感電流iL=

i2向負(fù)載供電。

T導(dǎo)通時，因為磁通復(fù)位繞組N3中感生負(fù)電壓，D1截止，N3中沒有電流。

T關(guān)斷時，電感L經(jīng)負(fù)載和D3續(xù)流。電容C用于使輸出電壓U0穩(wěn)定。磁通復(fù)位繞組N3的作用是，因為變壓器原邊只在T導(dǎo)通時有單方向電流，鐵心的磁化也是單向的，在電流為零時，鐵心仍有剩磁，當(dāng)下次T導(dǎo)通時，變壓器磁通從剩磁開始上升，在T重復(fù)通斷中，剩磁越積越多，最后導(dǎo)致鐵心飽和，使變壓器勵磁電流迅速增加可以損壞開關(guān)管T。為了避免鐵心的飽和現(xiàn)象，增加了磁通復(fù)位繞組。在T關(guān)斷時，變壓器電流下降，磁通下降，在N3中感應(yīng)電動勢為上“＋”，下“－”，D1導(dǎo)通，產(chǎn)生電流i3，i3與i1反方向使鐵心消除剩磁，這過程稱為磁通的復(fù)位，這對單激式變換器是很重要的。

在T導(dǎo)通時（0～ton）變壓器副邊電壓

T關(guān)斷時（ton～T）,

副邊電壓消磁過程（ton～tk

）開關(guān)管T承受的峰值電壓為：

N3在N1中感生的電壓為單端正激變換器的工作過程如下：T消磁結(jié)束（tk～T

）變換器輸出電壓若取變壓器N3=N1,則正激變換器的最大占空比αmax＝0.5,開關(guān)管T的最大反向電壓為2Ud。式中：調(diào)整匝比輸出電壓UO可以高于Ud,也可以低于

Ud雙開關(guān)正激變換電路

T1、T2導(dǎo)通時：電源經(jīng)變壓器向負(fù)載端輸出電流

T1和T2關(guān)斷時，電感L經(jīng)二極管D3續(xù)流，同時變壓器勵磁電流經(jīng)D1、D2向電源Ud返回磁能。雙管正激變換器比單管電路多用一個開關(guān)管，但開關(guān)管承受電源電壓Ud，單管電路低一倍。同時變壓器少了一個磁通復(fù)位繞組。雙開關(guān)正激電路常用在功率較大，電源與負(fù)載之間需要隔離的DC/DC變換。

二單端反激變換器（FlybackConverter）

電流i2有兩種情況開關(guān)T導(dǎo)通時，電流i1上升，鐵心磁通增大，原邊繞組電感L1儲能。

T關(guān)斷時，原邊電流i1轉(zhuǎn)移到副邊，即鐵心磁場儲能經(jīng)N2繞組輸出，在轉(zhuǎn)換瞬間電感L2儲能。在不考慮繞組電阻和漏感情況下所以i2的初始電流為：電流i2有兩種情況（1）

電流連續(xù)時T1導(dǎo)通前，i2下降為I10,T1導(dǎo)通時i1從I10開始增加。T1關(guān)斷時，i2從I20下降。（2）電流斷續(xù)時T1導(dǎo)通前，i2已經(jīng)下降為0,T1導(dǎo)通時i1從0開始增加。電流連續(xù)時（0~ton和ton~T），變壓器磁場儲能變化量應(yīng)該相等，即u2正負(fù)半周面積應(yīng)相等，因此

單端反激電路是DC/DC升壓－降壓型變換器，電路不能空載運行。

開關(guān)管T1關(guān)斷時，承受的最高正向電壓VTmax為式中：占空比？伏秒平衡三變壓器隔離型Cuk變換器

電容應(yīng)除以在Cuk電路（圖4.7a）基礎(chǔ)上,將電容C1拆分為C11、C12兩個電容，并在兩電容間插入了隔離變壓器。與原Cuk電路比電感值應(yīng)乘以副邊電流應(yīng)除以變比k。變壓器副邊電壓應(yīng)乘以變壓器變比8.4.2雙端DC/AC/DC變換電路

一半橋式DC/AC/DC變換電路

T1、T2和C1、C2組成半橋式電路，取直流側(cè)串聯(lián)電容C1＝C2

副邊帶中心抽頭的變壓器和D3、D4組成單相雙半波整流變換器輸出電壓兩個開關(guān)管以相同占空比交替通斷，變壓器原邊電壓uAB波形如圖8.21b。，在開關(guān)管導(dǎo)通時，整流輸出電壓與變壓器變比有關(guān)在電流iL連續(xù)時，變換器輸出電壓α為占空比，0<α<0.5副邊繞組N21和N22在uAB的正負(fù)半周里，分別通過大小相等方向相反的電流，變壓器磁通是交變的，沒有直流磁化問題，提高了鐵心利用率。二推挽式DC/AC/DC變換電路

T1導(dǎo)通時，原邊繞組N11有正向電流T2導(dǎo)通時，原邊繞組N12有反向電流通過改變T1、T2的占空比可以調(diào)節(jié)電壓，占空比α應(yīng)小于0.5變流器輸出電壓為：推挽式電路與半橋式電路比較

推挽式電路沒有半橋式電路的電流自平衡作用，在兩個開關(guān)管占空比有誤差時，變壓器將出現(xiàn)直流偏磁現(xiàn)象。

推挽式電路輸出電壓較半橋式電路提高一倍。

推挽式電路開關(guān)器件阻斷時承受電壓是二倍Ud，較半橋式高一倍。三全橋式DC/AC/DC變換電路

變換器前級是電壓型全橋式逆變電路

后級是單相橋式不控整流電路

二級之間由高頻變壓器連接，變流器輸出過LC濾波輸出電壓

變壓器原邊串入隔直電容CA，避免直流偏磁引起變壓器飽和

四全橋移相式軟開關(guān)DC/AC/DC變換電路

C1、C2、C3和C4的作用是使開關(guān)管關(guān)斷時，開關(guān)兩端電壓從零緩慢上升，實現(xiàn)軟關(guān)斷。

前級四個開關(guān)管上并聯(lián)電容,變壓器原邊串聯(lián)諧振電感LrT1、T4的驅(qū)動分別超前T3、T2，稱T1、T4為超前橋臂，

T3、T2為滯后橋臂。

后級變壓器副邊是中點抽頭的雙半波整流,并經(jīng)LC濾波軟開關(guān)過程分析換流階段1（t0～t1

）：

t0

時T1關(guān)斷，iT1開始下降，電容C1從0開始充電，uc1逐步上升，使T1軟關(guān)斷。該階段Lr和變壓器原邊等效電感經(jīng)T3、D4釋放儲能，因為原邊等效電感k2L較大，使原邊電流ip下降很慢,基本不變?yōu)閳D8.25b的i1段。變壓器原邊電壓uAB隨C1充電和C4的放電，逐步下降，到t1時為uAB＝0，輸出uo也同時變化到0。

換流階段2（t1～

t2）：

在t1時因為C4放電結(jié)束，ip>0，故D4導(dǎo)通，ip經(jīng)Lr→T3→D4續(xù)流，ip下降為圖中的i2段。在t1～

t2中因為D4導(dǎo)通，uC4＝0，所以T4能在零電壓狀態(tài)導(dǎo)通。換流階段3（t2～t3）：

t2時T3關(guān)斷,并聯(lián)的C3充電需要一定時間，因此T3能在零電壓狀態(tài)下關(guān)斷。隨C3充電，uC3升高，B點電位上升，uAB逐步從0反向增加（圖8.24c和圖8.25b），uAB進入負(fù)半周。換流階段4（t3～t4～t5）：

C3充電電流是等效電感和Lr的續(xù)流電流，該電流一方面經(jīng)C3→D4→Lr給C3充電，同時還經(jīng)C2→Cd→D4將儲能回饋電源，因此ip繼續(xù)下降為圖8.25b的i3段。

t3時隨C2放電結(jié)束，D2導(dǎo)通，因此ip經(jīng)D2和D4續(xù)流，電流迅速下降（ip＝i4）。在t4時ip到0，T2、T4開始導(dǎo)通，ip負(fù)向增加（反向建流），Lr反向儲能。在t4～t5間uAB＝－Ud,但D5和D6尚在換流中（圖8.25d），D5和D6都導(dǎo)通，因此uo=0。在t5后，D5和D6換流完畢，（圖8.25c）。

8.4.3開關(guān)電源芯片和應(yīng)用舉例

帶光電隔離的電壓反饋開關(guān)電源電路

模塊3842控制的反激型開關(guān)電源

8.4.4直流開關(guān)電源與AC/DC整流的比較

AC-DC整流電路與交流電網(wǎng)間采用整流變壓器隔離，整流變壓器工作在工頻50HZ，變壓器體積重量都很大，消耗銅鐵材料多。整流器輸出電壓波動較大，輸出直流電壓紋波大，含低次諧波，后級濾波器的體積也較大，不利于整機設(shè)計的小型輕型化，主要用于中、大容量設(shè)備的整流

AC-DC-AC-DC結(jié)構(gòu)變換級數(shù)多，但其中間DC-AC變換采用了高頻PWM技術(shù)，并插入高頻變壓器作隔離和電壓調(diào)整。變壓器的鐵心截面與頻率成反比，高頻變壓器的體積重量較工頻變壓器大大縮小。在高頻下，后級濾波器的電感和電容都可以設(shè)計得較小，便于裝置的小型化輕型化設(shè)計。

AC-DC-AC-DC變換采取