基于單片機(jī)的酒精測試儀設(shè)計開題報告書畢業(yè)論文

優(yōu)秀論文審核通過本科畢業(yè)設(shè)計(論文)開題報告題目：基于單片機(jī)的酒精測試儀課題類型：設(shè)計□實驗研究□論文□學(xué)生姓名：學(xué)號：指導(dǎo)教師：開題時間：201年月日開題報告內(nèi)容與要求一、畢業(yè)設(shè)計（論文）內(nèi)容及研究意義（價值）二、畢業(yè)設(shè)計（論文）研究現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢（文獻(xiàn)綜述）三、畢業(yè)設(shè)計（論文）研究方案及工作計劃（含工作重點(diǎn)與難點(diǎn)及擬采用的途徑）四、主要參考文獻(xiàn)（不少于10篇，期刊類文獻(xiàn)不少于7篇，應(yīng)有一定數(shù)量的外文文獻(xiàn)，至少附一篇引用的外文文獻(xiàn)（3個頁面以上）及其譯文）一、畢業(yè)設(shè)計（論文）內(nèi)容及研究意義（價值）設(shè)計的內(nèi)容：此次設(shè)計是采用8051單片機(jī)作為主控芯片，設(shè)計一款酒精測試儀，

用C語言編寫主控芯片的控制程序，再結(jié)合外圍電路，使酒精測試儀可鍵盤輸入。通過酒精濃度的輸入，進(jìn)行響應(yīng)的電路報警。研究意義：近年來隨著經(jīng)濟(jì)迅速發(fā)展，人們的生活水平日夜提高。私家車也越來越多。各種應(yīng)酬也越來越多酒這東西貼近了我們的生活。而酒后駕車也頻頻發(fā)生給人們的生活和生命安全帶來了巨大的傷害。酒后駕駛引起的交通事故是由于司機(jī)飲酒過多造成酒精濃度較高。精神麻痹反應(yīng)遲鈍肢體不受大腦控制。人體酒精濃度低于一個特定值時就不出現(xiàn)上述癥狀從而可以避免發(fā)生危險。所以研究一個酒精測試是非常有必要和意義的事。目前世界上絕大數(shù)國家都在使用呼吸酒精測試儀對駕駛員進(jìn)行現(xiàn)場檢測來確定其體內(nèi)酒精濃度的多少。確保其生命財產(chǎn)安全。此外酒精測儀還可以測定某一特定環(huán)境下的酒精濃度如酒精生產(chǎn)車間可以避免發(fā)生火災(zāi)。二、畢業(yè)設(shè)計（論文）研究現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢（文獻(xiàn)綜述）研究現(xiàn)狀：酒精測試儀的精度關(guān)鍵的一部就是對乙醇的檢測。這就關(guān)系到傳感器的制造與研發(fā)。目前氣體傳感器正在向著低功耗，多功能，集成化方向發(fā)展。同時還要增加其可靠性實現(xiàn)元件和應(yīng)用電路集成化，多功能。發(fā)展MEMS技術(shù)。發(fā)展現(xiàn)場適用的變送器和智能化的傳感器。發(fā)展趨勢：目前對酒精測試的裝置有燃料電池型，半導(dǎo)體型，紅外線型，氣體色譜分析性和比色型五種類型。但由于價格方面的原因目前市場上用的是燃料電池型和半導(dǎo)體型。燃料電池型是世界都在研究的環(huán)保型能源。它可以把氣體直接轉(zhuǎn)換為電能而不產(chǎn)生污染。酒精傳感器只是它的一個分支。在燃燒室內(nèi)充滿特種催化劑。使進(jìn)入燃燒室內(nèi)的酒精能進(jìn)行充分燃燒轉(zhuǎn)換為電能。也就是在電極上產(chǎn)生電壓消耗在外加負(fù)載上。使電壓與燃燒室內(nèi)的酒精濃度成正比。與半導(dǎo)體型相比，燃料電池型的呼吸酒精測試儀具有穩(wěn)定性好、精度高、抗干擾性能好等優(yōu)點(diǎn)。但由于其傳感器結(jié)構(gòu)要求特別高所以生產(chǎn)成本提別高，制造難度特別大所以只有少數(shù)國家能夠生產(chǎn)。三、畢業(yè)設(shè)計（論文）研究方案及工作計劃1、研究方案（軟硬件的設(shè)計方法：系統(tǒng)框圖、各個軟件部分的主要功能）選用單片機(jī)AT89S51本設(shè)計的核心元件，利用單片機(jī)靈活的編程設(shè)計和豐富的IO端口，及其控制的準(zhǔn)確性，實現(xiàn)基本的檢測功能單片的外圍電路外接輸入鍵盤用于濃度標(biāo)準(zhǔn)值功能的控制，外接LCD1602顯示器用于顯示作用。發(fā)光二極管采用集成驅(qū)動器LM3914。其內(nèi)部有十個電壓比較器可以控制十個發(fā)光二極管。相鄰電壓為0.12V?？梢圆捎命c(diǎn)狀顯示也可采用條狀顯示。ADC0809為8路8位的A\D轉(zhuǎn)換器具有起停控制端。轉(zhuǎn)換時間為100us。輸入電壓為0-5V。供電電壓為5V。三位數(shù)碼顯示具體數(shù)值。傳感器遇到酒精氣體后，阻值發(fā)生變化，所要測得電壓發(fā)生變化，在經(jīng)過LM3914的放大比較，驅(qū)動相應(yīng)的二極管發(fā)光，顯示酒精濃度的高低。單片機(jī)不斷采集ADC0809模數(shù)轉(zhuǎn)換后變化電壓，經(jīng)數(shù)據(jù)處理交數(shù)碼管處理。結(jié)構(gòu)方案圖傳感器——信號調(diào)制——A\D—單片機(jī)2、重點(diǎn)與難點(diǎn)(此部分要求條理清晰，分一，二，三……等小點(diǎn)描述清楚，以及解決途徑)本次設(shè)計的酒精測試儀系統(tǒng)的關(guān)鍵問題是：1.使用LCD顯示器來顯示酒精濃度和輸入的相關(guān)信息。2.傳感器電路的設(shè)計。首先設(shè)計一個基準(zhǔn)電壓2.5V,采用差動輸入使得V輸出=V酒精濃度-2.5V。從而使得傳感器的輸出范圍符合AT89S51的范圍。發(fā)光二極管點(diǎn)越亮，酒精濃度越高燃燒產(chǎn)生的電壓值越大，超過設(shè)定值，電路報警。3、工作計劃學(xué)生姓名專業(yè)起止日期（日/月）周次內(nèi)容進(jìn)程備注2.21-2.251接受設(shè)計的課題，查找相關(guān)參考文獻(xiàn)和資料。2.25—2.282熟悉設(shè)計的課題，查閱、整理參考文獻(xiàn)和資料2.28—3.013學(xué)習(xí)相關(guān)參考文獻(xiàn)和資料。3.04—3.094理清思路，撰寫開題報告3.23—3.295開題答辯，對設(shè)計課題的方案作初步論證3.30—4.056方案論證，方案改進(jìn)，方案定稿4.06—4.127設(shè)計實現(xiàn)本課題的原理電路4.13—4.198設(shè)計實現(xiàn)本課題的原理電路4.20—4.269軟件仿真調(diào)試4.27—5.0310軟件仿真調(diào)試5.04—5.1011熟悉畢業(yè)論文格式、撰寫論文初稿5.11—5.1712撰寫論文初稿5.18—5.2413完成論文初稿，提交論文初稿5.25—5.3114修改畢業(yè)論文，用Protel畫硬件原理圖6.01—6.0715修改畢業(yè)論文，用Protel畫硬件原理圖6.08—6.1416總體完善6.15—6.2117完成論文終稿，提交論文終稿6.22—6.2818準(zhǔn)備好自述講稿，打印，參加論文答辯四、主要參考文獻(xiàn):【1】岳睿.呼吸式酒精傳感器的研究進(jìn)展【J】.化學(xué)傳感器，2006（3）：6-9?！?】劉豐年.氣體傳感器測試系統(tǒng)【D】.碩士學(xué)位論文.吉林：哈爾濱理工大學(xué)，2003?！?】何希才.傳感器技術(shù)與應(yīng)用【M】.北京：北京航空航天大學(xué)出版社，2005。【4】張培仁.MCS-51單片機(jī)原理與應(yīng)用【M】.北京：清華大學(xué)出版社，2003【5】王幸之.AT89系列單片機(jī)原理與接口技術(shù)【M】.北京：北京航空航天大學(xué)出版社，2004。【6】何立民.單片機(jī)高級教程應(yīng)用與設(shè)計【M】.北京：北京航空航天大學(xué)出版社，2000.【7】魏英智.DS18B20在溫度控制中的應(yīng)用.煤炭機(jī)械。2005（3）：92-93【8】何希才《常用集成電路實用實例》電子工業(yè)出版社，2007【9】陳有卿《通用集成電路應(yīng)用于實例分析》中國電力出版社，2007【10】馬中梅《單片機(jī)C語言程序設(shè)計》北京航空航天大學(xué)出版社，2007外文文獻(xiàn)中文譯文AT89CX051微控制器的模擬-數(shù)字變換器應(yīng)用AtmelAT89C1051和AT89C2051微控制器是具有低引腳數(shù)和寬工作電壓范圍的單片閃光器（Flash）和不可缺少的比較器。這篇應(yīng)用手冊描述了這兩種低成本的數(shù)字化變換技術(shù)。它們被用于AtmelAT89C1051和AT89C2051微控制器的比較器中。RC模擬數(shù)字變換器這種變換方法組成簡單，但準(zhǔn)確性下降和變換時間長。在下列提到的例子中，分辨率超過50毫伏，準(zhǔn)確性低于0.1volt或是更少。變換時間為7毫秒或是更少如圖一所示，如果采用RC模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換方法只需要一個AT89CX051微控制器，兩個電阻器和一個電容器。微控制器的輸出（11腳）大約從零和VCC間變化。它交替為電容充放電。這個電容器與內(nèi)部比較器的非反向輸入相連（12腳）。微控制器計算電容器電壓達(dá)到與內(nèi)部變換比較器輸入電壓的時間。比較器電壓要和未知輸入電壓相匹配（13腳）。未知電壓是所測時間的函數(shù)。在圖一中HPLED所顯示不需要變化，但是要用軟件來實現(xiàn)簡單二進(jìn)制電壓作用。模數(shù)變換器在兩個顯示屏上顯示伏特和0.1伏特。電壓分辨率不利用RC轉(zhuǎn)換軟件的判別，它在提供調(diào)試工具的同時也給出了一個方法。典型電容器充放電周期波形如圖二所示。放電部分曲線和充電部分曲線相同，大約都在VC=VCC=2線上。除了已給出的說明的地方，放電部分周期運(yùn)用了下面的方程和討論：下列指數(shù)方程中，電容器的電壓是時間的函數(shù)：其中VC是t時刻的電容器電壓，VCC是給定電壓，RC是電容器和電阻器值的乘積。電壓單位為伏，時間單位為秒。電阻為歐姆，電容為法拉。乘積RC為時間恒量，影響網(wǎng)絡(luò)的波形。當(dāng)電容器充放電開始時波形最陡，并隨時間變化。不能用浮點(diǎn)計算和超函數(shù)來求解指數(shù)方程是RC變換方法的首要問題。在一個壓縮的時間范圍里，指數(shù)曲線呈現(xiàn)遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出其寬度的陡升趨勢，近似為垂線。曲線在橫向的持續(xù)變化超過了橫向變化，產(chǎn)生了很大的誤差。是這種方法失敗的原因。而且它不能解決曲線在漸近線VCC附近劇烈震動的問題。如果每一次取樣時間間隔里使用查表繪出計算初值，微型控制器不需要適時解決指數(shù)方程。這種方法在簡化變換軟件時，可以根據(jù)應(yīng)用需要把數(shù)據(jù)編碼和格式化。可能使數(shù)據(jù)對稱以減小表的大小。RC轉(zhuǎn)換方法的第二個問題是方程各項值變化引起的固有誤差。圖三是電阻電容積值的變化導(dǎo)致電壓變化的放大圖。如圖所示，隨著電容電阻乘積中電壓減小，電容電壓隨之減小。電容器充放電周期的對稱減小了電容電阻乘積值變化帶來的影響，提高了變換準(zhǔn)確性。這是通過周期充電部分的計算電壓小于VCC/2而放電部分的計算電壓大于VCC/2。誤差在VCC/2達(dá)到最小。在RC被賦值之前，比較器輸出采樣時間間隔必須確定。采樣間隔應(yīng)盡可能小以縮短變換時間和增大變換分辨率。采樣間隔受執(zhí)行必要編碼所需時間限制。編碼時間由微控制器的時鐘速度決定。在伏特計應(yīng)用中，由于微控制器在12MHZ時鐘下運(yùn)行，每五微秒為一個采樣間隔。時間恒量RC影響著電容器充放電的波形。時間恒量必須選擇合適的值以使波形最陡部分達(dá)到所需的分辨水平。充電部分的波形最陡出現(xiàn)在原點(diǎn)附近，而放電部分則出現(xiàn)在VCC附近。由于波形的對稱，兩個部分的波形可能用同一時間恒量來計算。圖四是電壓和原點(diǎn)附近采樣時間關(guān)系放大圖。在圖中，是變換器達(dá)到所需分辨率的所需電壓。是先前所定的采樣間隔。曲線坐標(biāo)VC表示電容電壓，在曲線中呈直線。在圖中，由于采樣在電壓間隔中心進(jìn)行，所以曲線的斜面是理想的。實際可能要小一些。也有可能大?；蛘叻直媛蕰p小。將采樣時間間隔從原點(diǎn)偏移1/2t以后，其中心點(diǎn)對應(yīng)第一次電壓間隔采樣點(diǎn)。為了求得第一次采樣所需斜面，要獲得時間恒量的最小值，解方程一得RC然后設(shè)為所需分辨率得最小值（0.05volt）,時間為先前確定的采樣間隔（5毫秒）。在第一個采樣點(diǎn)＝1/2計算RC。其中VC=1/2,t＝1/2R和C的乘積不能小于計算出的時間恒量最小值。用帶1％公差電阻和5％公差的電容：（Rnorm-1%）(Cnorm-5%)>4.99*10-4在伏特計中，R和C的值選擇分別為267歐姆和2毫微法。得到一個最小時間恒量大約5.02*10-4另外一個約束條件是R的值。再提到圖一，5.1歐上拉電阻連接微控制器的11腳。這個電阻是微控制器內(nèi)部上拉。但是在電容器充放電周期的充電過程中對網(wǎng)絡(luò)RC的時間恒量有決定性影響。它產(chǎn)生不對稱的充放電波。能造成變換誤差。為減小電容器充放電通道差異的影響，R的值應(yīng)選得比上拉內(nèi)阻值大得多。在伏特計應(yīng)用中，R的值選擇為267歐姆，此值遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于上拉內(nèi)阻。時間恒量（RC）決定了電容器充放電周期的持續(xù)時間。它是所需變換分辨率的函數(shù)。電容器充放電所需時間越多，在計算周期所需的采樣量越多，查找表個數(shù)越多。電容器充放電所需的時間通過計算電容電壓從漸近線上升到最小可晰電壓間隔一半所需的時間來近似得到。波形的充電部分，漸近線在VCC。由于波形的對稱，定值同時用在周期充電和放電部分。解方程1得到時間：設(shè)VCC為0.05。所需電壓為:VC=VCC-(1/2)(0.05)=VCC-0.025由方程三:所需測量回路采樣最小值通過計算電容器電壓達(dá)到VCC/2得到，根據(jù)不同采樣間隔劃分。如果電容電壓上升緩慢，而電容電阻值很大，時間常數(shù)用最大值計算。由于電容器充放電波形的對稱，采樣數(shù)將同時在周期的兩個部分代入計算。從方程3半周期最小采樣數(shù)為：為了提高準(zhǔn)確性，在周期充電部分電壓計算從0到VCC/2，而放電部分從VCC到1/2VCC。在表中總個數(shù)是先前每半周期計算采樣數(shù)的二倍。查表包含軟件一個專門值。它和每次采樣計算電壓值相對應(yīng)。對每半個周期，平臺第N個值對應(yīng)t＝（N－1)時的電壓。是先前確定的采樣間隔。對充電半周期，通過求解方程一得到電容器開始充電起消耗時間，來求得每次采樣的電壓。對放電半周期，通過求解下列方程得到電容器開始放電起消耗時間，求得每次采樣電壓。放電半周期采樣對應(yīng)電壓通過在方程4中用N代替t計算。其中N表示采樣數(shù)，在充電半周期中也用同一個值。方程4變成：V=5*e-N(.)電容器充放電周期電壓計算略表如下。電壓在前半周期中上升，在后半周期中下降。它變化軌跡決定了表數(shù)的排列。如表所示，每半周期的采樣數(shù)大于所需中等大小值2.500v。它可以在每次半周期最后采樣前實現(xiàn)比一般中間值更快的周期。在所需分辨率0.050v。記下N＝0，N＝1時采樣計算電壓的差值。但是臨近采樣的電壓隨著N的遞增而下降。在一個周期中。電壓和時間表現(xiàn)非線性關(guān)系。表中所列計算電壓沒有加入查找表。但用來確定表數(shù)。在伏特計應(yīng)用中，計算電壓在0.1伏周圍，結(jié)果儲存在packed-BCD式的表中，兩個數(shù)字一比特。例子：對應(yīng)2.523伏的表中十六進(jìn)制的25，顯示2.5v伏特計原件的精度是+/-1（0.1v）但即使使用精密元件，通過RC模擬－數(shù)字變換方法無法到達(dá)這個精度。不同的元件值可能造成+/-0.104伏的誤差，如下所示，計算最壞情況下誤差VC＝2.5v。首先用方程3確定與r和c一般值對應(yīng)的t結(jié)果顯示在2.5v處0.208v的變化?；蚴?/-0.104v的最壞誤差。最差的變換誤差可以通過用較小公差元件來進(jìn)一步減小。變換準(zhǔn)確性和線性受電容器特性的影響。伏特計元件中使用的電容器是聚苯乙烯薄膜，雖然準(zhǔn)確性不好，但因隔絕了吸收和其他影響而減小了誤差。沒有被測試的誤差源包括：比較器的局限性，充放電周期的不對稱性，電容器電壓達(dá)不到起點(diǎn)或是VCC,VCC的變化。這些因素造成的變換誤差比單獨(dú)的元件誤差值大。連續(xù)近似模數(shù)變換這種轉(zhuǎn)換方法雖然增加元件數(shù)但提高了分辨率和準(zhǔn)確性。并縮短了轉(zhuǎn)換時間。連續(xù)近似（sa）ADCs結(jié)合一個數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，一個比較器和一個連續(xù)近似電阻（SAR）當(dāng)反饋DAC時，SAR通過執(zhí)行二進(jìn)制代碼的搜索，將產(chǎn)生與電壓相配的輸出。比較器比較DAC未知電壓和輸出，并返回SAR的結(jié)果。SAR開始搜索控制最寬輸出變化最主要的DACbit，由于DAC輸出在未知值下為零輸入SAR在最小主要位周圍移動。實驗結(jié)果為未知值對應(yīng)二進(jìn)制編碼。在一個8位的轉(zhuǎn)換器中，要八次反復(fù)才能找到正確的二進(jìn)制編碼。得到相關(guān)的快速變換。在這個應(yīng)用中，一個帶積分模擬比較器AT89CX051微控制器執(zhí)行軟件中SAR功能。減少元件數(shù)。軟件DAC的選擇是一個MC位，低消耗的電流輸出類型。7和6比特型相對來說適合于MC1407和MC1408-6。MC1408連續(xù)在1.992毫安下+/-1/2LSB，25度全輸出電流范圍確保準(zhǔn)確。MC1408-8的準(zhǔn)確性超過0.19％，保證了八位的單一性和線性。DAC輸出設(shè)定時間為300十億分之一秒DAC包含二進(jìn)制加權(quán)，用的二進(jìn)制代碼檢測輸入電流的電流導(dǎo)引開關(guān)。輸入電流由LM336-2.5精密電壓參考源和一臺連續(xù)電阻器得到。按比例繪制的當(dāng)前輸出變?yōu)橐徊僮鞣糯笃麟妷?，作為一電流對電?I/V)變換器。LF355B選做電流電壓變化器。因為變換器有低的輸入補(bǔ)償電壓和高的輸出旋轉(zhuǎn)比率，電流電壓變換器的輸出被送入AT89CX051比較器，和未知的電壓比較。當(dāng)被編譯電壓超過未知的電壓時，比較器的輸出變大，這被軟件檢測。第2個在一個非反向運(yùn)算放大器，統(tǒng)一獲得緩沖區(qū)可能被在未知的電壓源和提供間隔的AT89CX051比較器輸入之間插入一個統(tǒng)一緩沖區(qū)。LM336-2.5參考提供名義上的2.490伏特的輸出(Vref)。實際電壓可能從2.390伏特變化到2.590伏特。在LM336-2.5數(shù)據(jù)表里表明的方法使基準(zhǔn)電壓和溫度系數(shù)相平衡。連接DAC的14腳的當(dāng)前參考電阻器(Rref)的額定值是1240歐姆，產(chǎn)生一個2.490V/1240歐姆(Vref/Rref)=2.008milliamps的參考電流(Iref)。在DACscaleslref用8比特從0/256到255/256二進(jìn)制編碼，輸出結(jié)果從零到(Io)(Iref0/256)到2.000mA(Iref255/256)。記下到DAC輸出電流的信號是和參考(輸入)電流的信號相對。輸出電壓由DAC輸出電流(Io)以i/V變換器的值得乘積來確定。表面輸出電壓是2.000mA.2500歐(IoF.S;Ro)=5.000伏。電路不提供補(bǔ)償調(diào)整。由于LF355B運(yùn)算放大器振幅有較低偏移電壓，所以偏移電壓不需要調(diào)整。如果偏移電壓要調(diào)整，增加補(bǔ)償在LF355B數(shù)據(jù)表內(nèi)加入了電路偏移修正。隨著I/V變換器獲得電阻器值的改變，結(jié)果可能變化。電阻器連接非反向運(yùn)算放大器的輸入應(yīng)該具有相同值以作為獲得電阻器與輸入偏移電流平衡。1240歐電阻器連接DAC的腳15，2500歐電阻器和運(yùn)算放大器腳3連接可能相抵消，性能稍微下降。MC1408-8DAC需要提供+5.0-5.0的電源；選擇±5.0伏使功耗減到最小。LF355B運(yùn)算放大器需要提供±5.0伏和±15伏雙極的電源。為與DAC兼容選擇-0.5v為負(fù)極，也可根據(jù)需要用-15v代替。正極電源可選擇+15v，這樣可限制運(yùn)算放大器輸出的抖動，達(dá)到比較器輸出限制5v以上。A到D變換的速度受DAC輸出設(shè)定時間，運(yùn)算放大器的旋轉(zhuǎn)速度和設(shè)定時間，比較器響應(yīng)時間和旋轉(zhuǎn)速度和執(zhí)行連續(xù)近似算法所需時間的限制。DAC輸出設(shè)定時間和比較器執(zhí)行SA算法所需的響應(yīng)時間是可以忽略的。從輸入到運(yùn)算放大器最大電壓是5伏，需要一微秒旋轉(zhuǎn)時間和(看LF355B數(shù)據(jù)表)4微秒的停滯時間。這種延遲在軟件里適用；參考附加信息的目錄。一臺12MHz處理器時鐘和一微秒指令周期的輸出結(jié)果，8位的變換可以在被300微秒內(nèi)進(jìn)行。未知輸入電壓在變化時必須保持不變的量。這里提出的逐步近似法模數(shù)轉(zhuǎn)換器的明顯缺陷是需要雙極的電源和大量微控制器I/O腳來控制DAC。+15伏特電源可能通過一個帶單獨(dú)的電源的LF355B運(yùn)算放大器代替，單獨(dú)的電壓源為5v，作用和在標(biāo)記擺動的輸出等同?？刂艱AC的微控制器I/O腳的數(shù)量可以通過用7或6位的DAC代替來減少。并行輸入DAC可被連續(xù)的DAC輸入替換(更昂貴)。交替，邏輯交替的加入以接收微控制器的連續(xù)數(shù)據(jù)和DAC當(dāng)前并行數(shù)據(jù)。這應(yīng)用軟件可能從Atmel的BBS下載獲得：(408).請在源代碼文件的開始時參見意見塊以獲得關(guān)于特征和操作的詳細(xì)資料。附錄2外文文獻(xiàn)Analog-to-DigitalConversionUtilizingtheAT89CX051MicrocontrollersTheAtmelAT89C1051andAT89C2051.microcontrollersfeatureon-chipFlash,lowpincount,wideoperatingvoltage,rangeandanintegralanalogcomparator.Thisapplicationnotedescribestwolow-costanalog-to-digitalconversiontechniqueswhichutilizetheanalogcomparatorintheAT89C1051andAT89C2051microcontrollers.RCAnalog-to-DigitalConverterThisconversionmethodoffers.Anextremelylowcomponentcountattheexpenseofaccuracyandconversiontime.Intheexamplepresentedbelow,resolutionisbetterthan50millivolts,accuracyissomewhatlessthanatenthofaVoltandconversiontimeissevenmillisecondsorless.AsshowninFigure1,theRCanalog-todigital.conversionmethodrequiresonlytworesistorsandacapacitorinadditiontotheAT89CX051microcontroller.Amicrocontrolleroutput(pin11),whichswingsfromapproximatelygroundtoVCC,alternatelychargesanddischargesthecapacitorconnectedtothenon-invertinginputoftheinternalcomparator(pin12).Themicrocontrollermeasuresthetimerequiredforthevoltageonthecapacitortomatchtheunknownvoltageappliedtotheinvertinginputoftheinternalcomparator(pin13).Theunknownvoltageisafunctionofthemeasuredtime.TheHPLEDdisplaysshowninFigure1arenotrequiredfortheconversion,butareutilizedbythesoftwaretoimplementasimpletwo-digitvoltmeter.Theresultoftheanalog-to-digitalconversionisdisplayedinvoltsandtenthsofavoltonthetwodisplays.ThevoltmeterapplicationdoesnotutilizethefullresolutionoftheRCconversionsoftware,butservestodemonstratethemethodaswellasprovidingatoolfordebug.Thewaveformforatypicalcapacitorcharge/dischargecycleisshowninFigure2.ThedischargeportionofthecurveisidenticaltothechargeportionrotatedaboutthelineVC=VCC/2.Theequationsanddiscussionbelowapplytothechargeportionofthecycle,exceptwhereindicated.Thevoltageonthecapacitorasafunctionoftimeisgivenbytheexponentialequation:VC=VCC(1-e-t/RC)(1)whereVCisthevoltageonthecapacitorattimet,VCCisthesupplyvoltageandRCistheproductofthevaluesoftheresistorandcapacitor.NotethatvoltageisexpressedinVolts,timeinseconds,resistanceinOhmsandcapacitanceinFarads.TheproductRCisalsoknownasthe“timeconstant”ofthenetworkandaffectstheshapeofthewaveform.Thewaveformissteepestwhencapacitorchargingordischargingbeginsandflattenswithtime.ThefirstproblemwiththeRCconversionmethodisthedifficultyofsolvingtheexponentialequationwithoututilizingfloatingpointcalculationsandtranscendentalfunctions.Onacompressedtimescale,theexponentialcurveappearsstraightovermuchofitslength,suggestingthatitmightbeapproximatedbyaline.Thisschemefailsduetothecontinuousvariationinslopeoverthelengthofthecurve,whichproducessignificanterror.ItalsodoesnotaddresstheproblemwherethecurverollsoffseverelyneartheasymptoteatVCC.Themicrocontrollerneednotsolvetheexponentialequationinrealtimeifalookuptableisusedtomappre-calculatedvaluestoeachsampledtimeinterval.Thisschemeallowsthedatatobeencodedandformattedasrequiredbytheapplicationwhilesimplifyingtheconversionsoftware.Symmetriesinthedatamaybeexploitedtoreducethesizeofthetable.ThesecondproblemwiththeRCconversionmethodisthesubstantialerrorwhichresultsfromvariationsincomponentvalues.Figure3showsanexaggeratedviewofthevariationinthevoltageonthecapacitorduetovariationsinthevaluesoftheresistorandcapacitor.Asshowninthefigure,thevariationinthevoltageonthecapacitordecreasesasthevoltageonthecapacitordecreases.Thesymmetryofthecapacitorcharge/dischargecyclecanbeexploitedtoreducetheeffectofvariationsincomponentvaluesonconversionaccuracy.ThisisdonebyutilizingthechargeportionofthecycletomeasurevoltageslessthanVCC/2andthedischargeportiontomeasurevoltagesgreaterthanVCC/2.TheworstcaseerrorisreducedtotheerroratVCC/2.Beforecomponentvaluescanbeassigned,thetimeintervalatwhichthecomparatoroutputistobesampledmustbedetermined.Thesampleintervalshouldbeasshortaspossibletomaximizeconverterresolutionandminimizeconversiontime.Thesampleintervalislimitedbythetimerequiredtoexecutetherequisitecode,whichisdeterminedbytheclockrateofthemicrocontroller.Inthevoltmeterapplication,themicrocontrolleroperateswitha12-MHzclock,resultinginasampleintervaloffivemicroseconds.Thetimeconstant(RC)affectstheshapeofthecapacitorcharge/dischargewaveform.Thevalueofthetimeconstantmustbechosensothatthesteepestpartsofthewaveformareresolvabletothedesiredresolution.Thesteepestpartofthechargeportionofthewaveformoccursneartheorigin,whilethesteepestpartofthedischargeportionoccursnearVCC.Duetothesymmetryofthewaveform,thesametimeconstantmaybeusedformeasurementsmadeoneitherportionofthewaveform.Figure4showsanexpandedviewoftherelationshipbetweenvoltageandsampletimeneartheorigin.Inthefigure,Visthedesiredvoltageresolutionoftheconverterandtisthesampleintervaldeterminedpreviously.Thecurvelabeled’VC’representsthevoltageonthecapacitor,whichappearslinearatthisscale.Inthefigure,theslopeofthecurveisideal,causingsamplingtooccurnearthecenterofthevoltageintervals.Theslopeofthecurvemaybelessthanshown,butmaynotbegreater,orresolutionwillbelost.Notethatthefirstsampleisoffsetfromtheoriginby1/2tocenterthesampleinthefirstvoltageinterval.Toobtaintheminimumvalueofthetimeconstantwhichwillproducetherequiredslopeatthefirstsample,solveEquation1forRC:RC=-t/1n(1-VC/VCC)(2)Thensettotheminimumdesiredresolution(0.05-volt),tothesampleintervaldeterminedpreviously(fivemicroseconds),andcalculateRCatthefirstsamplepoint,whereVC=1/2andt=1/2:TheproductofthevaluesofRandCmustnotbelessthanthecalculatedminimumtimeconstant.Utilizingaresistorwithaonepercenttoleranceandacapacitorwithafivepercenttolerance（Rnorm-1%）(Cnorm-5%)>4.99*10-4Inthevoltmeterapplication,theselectedvaluesofRandCare267kilohmsand2nanofarads,respectively,yieldingaminimumtimeconstantofapproximately5.02?10-4.AnadditionalconstraintisplacedonthevalueofR.ReferringagaintoFigure1,notethe5.1kilohmpullupresistorconnectedtopin11ofthemicrocontroller.Thisresistorispresenttosupplementthemicrocontroller’sweakinternalpullup,buthasthedetrimentaleffectofchangingthetimeconstantoftheRCnetworkduringthechargeportionofthecapacitorcharge/dischargecycle.Thisproducesanasymmetryinthecharge/dischargewaveform,whichcontributestoconversionerror.Tominimizetheeffectofdifferencesinthecapacitorchargeanddischargepaths,thevalueofRshouldbechosentobemuchgreaterthanthevalueofthepullupresistor.Inthevoltmeterapplication,theselectedvalueofRis267kilohms,whichexceedsthevalueofthepullupresistorbymorethananorderofmagnitude.Thetimeconstant(RC),whichisafunctionofthedesiredconverterresolution,determinesthedurationofthecapacitorcharge/dischargecycle.Themoretimerequiredforthecapacitortochargeanddischarge,thegreaterthenumberofsamplesrequiredinthemeasurementloopandthegreaterthenumberofentriesinthelookuptable.Figure2.TypicalCapacitorCharge/DIschargeCycleFigure3.CapacitorVoltageVariationasaFunctionofRCVariationCtothesymmetryofthecapacitorcharge/dischargewaveform,thedeterminedsamplecountmaybeusedformeasurementsmadeduringeitherportionofthecycle.FromEquation3:tmax=-RmaxCmax?ln(1-(1/2)VCC/VCC)=-(Rnom+1%)(Cnom+5%)ln(1/2)=-(1.01)(267?103)(1.05)(2?10-9)ln(1/2)393s.Theminimumnumberofsamplesforhalfthecycleis:tmax/t=(393?10-6)/(5?10-6)=79Tomaximizeaccuracy,voltagesfromzerotoVCC/2aremeasuredduringthechargeportionofthecapacitorcharge/dischargecycleandvoltagesfromVCCtoVCC/2aremeasuredduringthedischargeportionofthecycle.Asaresult,thetotalnumberofentriesinthetableistwicethenumberofsamplescalculatedpreviouslyforeachhalfcycle.Thelookuptablecontainsapplication-specificvaluescorrespondingtothecalculatedvoltageateachsample.Foreachhalfcycle,theNthentryinthetablecorrespondstothevoltageatt=(N-1)t,wheretisthesampleintervaldeterminedpreviously.Forthechargehalfcycle,thevoltageateachsampleiscalculatedbysolvingEquation1forthetimeelapsedsincethecapacitorbegantocharge.Forthedischargehalfcycle,thevoltageateachsampleiscalculatedbysolvingthefollowingequationforthetimeelapsedsincethecapacitorbegantodischarge:VC=VCC?e-t/RC(4)Thesizeandcontentsofthetablemayvaryfromapplicationtoapplicationdependingonthesampleintervalandconversionresolution.Astheresolutionincreases,thenumberofentriesinthetablegrows.Inthevoltmeterapplication,withresolutionequalto0.05Volt,thelookuptablecontains158entries,whichistwicethenumberofsamplesperhalfcyclecalculatedabove.Voltagescorrespondingtosamplestakenduringthechargehalfcyclearecalculatedbyreplacing’t’with’Nt’inEquation1,whereNrepresentsthesamplenumber(0-78).Bysettingtequaltothesampleintervalof5microseconds,Rto267kilohms,Cto2nanofarads,andVCCto5.00-volts,Equation1becomes:V=5(1-e-N(.))Voltagescorrespondingtosamplestakenduringthedischargehalfcyclearecalculatedbyreplacing’t’with’Nt’inEquation4,whereNrepresentsthesamplenumber(0-78).Usingthesamevaluesasforthechargehalfcycle,Equation4becomes:V=5?e-N(.))Anabbreviatedlistofthevoltagescalculatedforthecapacitorcharge/dischargecycleisshownbelow.Theorderingofthevoltages,increasinginthefirsthalf,decreasinginthesecond,tracksthevoltageonthecapacitoranddefinestheorderingofthetableentries.N=0V=0.000N=1V=0.047......N=74V=2.499N=75V=2.523N=76V=2.546N=77V=2.569N=78V=2.591N=0V=5.000N=1V=4.953......N=74V=2.501N=75V=2.477N=76V=2.454N=77V=2.431N=78V=2.409Asshownbythelist,thenumberofsamplesineachhalfcycleisgreaterthanrequiredtoreachthemidrangevalueof2.500-volts.Thisallowsfor“fast”cycleswhichovershootthenominalmidrangevaluebeforethelastsampleistakenineachhalfcycle.NotethatthedifferencebetweenthecalculatedvoltagesatsamplesN=0andN=1iswithinthedesiredresolutionof0.050-volt,butthedifferenceinvoltagebetweenadjacentsamplesdecreasesasNincreases.Thisreflectsthenon-linearrelationshipbetweenvoltageandtimeinthecircuit.Thecalculatedvoltagesshowninthelistarenotenteredintothelookuptable,butareusedtodeterminethevaluesofthetableentries.Inthevoltmeterapplication,thecalculatedvoltagesareroundedtotenthsofavoltandtheresultstoredinthetableinpacked-BCDform,twodigitsperbyte.Example:thetableentrycorrespondingto2.523-voltsis25hex,whichdisplaysas2.5-volts.Thevoltmeterprototypedemonstratedaccuracyof+/-onecount(0.1Volt),butaccuracyofsomewhatlessthanatenthofaVoltisaboutthebestthatcanbeexpectedfromtheRCprecisioncomponents,variationsincomponentvaluesmaycontributeanerrorof0.104-volt,asshownbelow.TocalculatetheworstcaseerroratVC=2.5-volts,firstdeterminethecorrespondingtatthenominalvaluesofRandCusingEquation3:t=-RnomCnom?ln(1-VC/VCC)=-RnomCnom?ln(1-2.5/5.0)=-RnomCnom?ln(0.5).SubstitutefortinEquation1togetminimumVC:VCmin=VCC(1-e-t/(RmaxCmax))=VCC(1-e(RnomCnom/RmaxCmax)ln(0.5))=5(1-eln(0.5)/(1.01?1.05))≌2.399VAgain,formaximumVC:VCmax=VCC(1-e-t/(RminCmin))=VCC(1-e(RnomCnom/RminCmin)ln(0.5))=5(1-eln(0.5)/(0.99?0.95))≌2.607VTheresultsshowavariationof0.208-voltsat2.5-volts,oraworstcaseerrorof0.104-volts.Theworstcaseconversionerrormaybefurtherreducedbyutilizingcomponentswithtightertolerances.Conversionaccuracyandlinearityarealsoaffectedbythecharacteristicsofthecapacitor.Thecapacitorusedinthevoltmeterprototypeisapolystyrenefilmtype,whichnotonlyprovidesgoodaccuracy,butanalog-to-digitalconversionmethod.Evenusingminimizeserrorduetodielectricabsorptionandothereffects.Errorsourceswhichhavenotbeenexaminedinclude:comparatorlimitations;asymmetriesbetweenthechargeanddischargeportionsofthecycle;failureofthevoltageonthecapacitortoreachgroundorVCC;variationsinVCC.Thecontributionstoconversionerrormadebythesesourcescanbeexpectedtoincreaseerrortosomewhatmorethanthevalueduetocomponenttolerancesalone.SuccessiveApproximationAnalog-to-DigitalConverterThisconversionmethodoffersgoodresolutionandaccuracyandashortconversiontimeattheexpenseofincreasedcomponentcount.Successiveapproximation(SA)ADCsincorporateadigitalto-analogconverter(DAC),acomparatorandasuccessiveapproximationregister(SAR).TheSARcontrolstheconversionbyperformingasearchforthebinarycodewhich,whenfedtotheDAC,willproduceanoutputmatchingthevoltagetobeconverted.ThecomparatorcomparestheDACoutputtotheunknownvoltageandreturnstheresulttotheSAR.TheSARbeginsthesearchwiththemostsignificantDACbit,whichcontrolsthewidestoutputvariation,andmovestowardtheleastsignificantbit,causingtheDACoutputto“zeroin”ontheunknownvalue.Theresultofthetrialisthebinarycodecorrespondingtotheunknownvalue.Inaneight-bitSAconverter,onlyeightiterationsarerequiredtofindthecorrectbinarycode,resultinginrelativelyfastconversions.Inthisapplication(Figure5),anAT89CX051microcontrollerwithanintegralanalogcomparatorperformstheSARfunctioninsoftware,reducingthecomponentcount.TheDACselectedfortheapplicationisanMCeight-bit,currentoutputtypechosenforitslowcost.Seven-andsixbitversionsareavailableastheMC1408-7andMCrespectively.TheMC1408seriesisguaranteedaccuratetowithin1/2LSBat25degreesCatafullscaleoutputcurrentof1.992milliamps.TherelativeaccuracyoftheMC1408-8isbetterthan0.19%,assuringeight-bitmonotonicityandlinearity.TheDAChasanoutputsettlingtimeof300nanoseconds.TheDACcontainsbinary-weighted,current-steeringswitcheswhichscaleaninputcurrentbytheappliedbinarycode.TheinputcurrentisderivedfromanLM336-2.5precisionvoltagereferenceandaseriesresistor.ThescaledcurrentoutputisconvertedtoavoltagebyanLF355Boperationalamplifierwiredasacurrent-to-voltage(I/V)converter.TheLF355BopampwasselectedfortheI/Vconverterbecauseofitslowinputoffsetvoltageandhighoutputslewrate.ThevoltageoutputoftheI/VconverterisfedintotheAT89CX051comparator,whereitiscomparedtotheunknownvoltage.Whentheprogrammedvoltageexceedstheunknownvoltagetheoutputofthecomparatorgoeshigh,whichisdetectedbysoftware.Asecondopamp,wiredasanon-inverting,unitygainbuffermaybeinsertedbetweentheunknownvoltagesourceandtheinputtotheAT89CX051comparatortoprovideisolation.TheLM336-2.5referenceprovidesanominal2.490-voltoutput(Vref).Theactualvoltagemayvaryfrom2.390-voltsto2.590-volts.ThereferencevoltageandtemperaturecoefficientmaybetrimmedusingthemethodindicatedintheLM336-2.5datasheet.Thenominalvalueofthecurrentreferenceresistor(Rref)connectedtopin14oftheDACis1240Ohms,yieldingareferencecurrent(Iref)of2.490V/1240Ohms(Vref/Rref)=2.008milliamps.Theeight-bitbinarycodeappliedtotheDACscalesIrefbyfrom0/256to255/256,resultinginacurrentoutput(Io)offromzero(Iref?0/256)to2.000milliamps(Iref?255/256)fullscale.NotethatthesignoftheDACoutputcurrentisoppositethesignofthereference(input)current.TheoutputvoltageisdeterminedbymultiplyingtheDACoutputcurrent(Io)bythevalueoftheI/Vconvertergainresistor(Ro).Nominalfullscaleoutputvoltageis2.000mA?2500Ohms(IoF.S.?Ro)=5.000-volts.Thecircuitdoesnotprovideadjustmentsforoffsetorgain.Offsetvoltageadjustmentsshouldnotberequired,duetothelowoffsetvoltagespecificationoftheLF355Bopamp.Iftheoffsetvoltagemustbeadjusted,addtheoffsettrimci