通信原理與通信技術(shù)（第五版）第1-6章 第6章 數(shù)字信號(hào)的基帶傳輸

1講授：張衛(wèi)鋼通信原理與通信技術(shù)2024.8TEXTBOOK選用教材23微信公眾號(hào)06數(shù)字信號(hào)的基帶傳輸4問(wèn)題：模擬信號(hào)可以進(jìn)行基帶傳輸，比如有線廣播，那么，數(shù)字信號(hào)是否也能以基帶形式傳輸？若能，傳輸時(shí)需要注意什么問(wèn)題？CONTENT目錄數(shù)字基帶信號(hào)的碼型無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形擾碼和解擾6.26.36.46.1波形變換6.66.5基帶信號(hào)的概念眼圖5結(jié)語(yǔ)6.76基帶信號(hào)的概念6.1將一串M進(jìn)制信息碼直接用某種電脈沖序列表示，就形成了數(shù)字基帶信號(hào)。

常見的數(shù)字基帶信號(hào)是計(jì)算機(jī)與鍵盤、打印機(jī)和顯示器等外設(shè)之間的通信信號(hào)以及局域網(wǎng)中傳輸?shù)男盘?hào)；而常見的模擬基帶信號(hào)是話筒輸出的語(yǔ)音信號(hào)和模擬攝像機(jī)輸出的圖像信號(hào)。數(shù)字基帶信號(hào)：具有兩個(gè)或多個(gè)電平狀態(tài)的電脈沖序列。模擬基帶信號(hào)：未經(jīng)調(diào)制的模擬信號(hào)?；鶐盘?hào)的主要特點(diǎn)：頻譜分布在低頻段（通常包含直流）。7基帶信號(hào)的概念6.1

在一些有線信道中，特別是在近距離情況下，基帶信號(hào)可以直接傳輸。模擬基帶通信系統(tǒng)：傳輸模擬基帶信號(hào)的通信系統(tǒng)。數(shù)字基帶通信系統(tǒng)：傳輸數(shù)字基帶信號(hào)的通信系統(tǒng)。比如，單位內(nèi)的有線廣播系統(tǒng)是模擬基帶系統(tǒng)，而局域網(wǎng)就是數(shù)字基帶系統(tǒng)。圖6-2為兩種系統(tǒng)示意圖。8數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.26.2.1碼元碼型及碼型變換

在交通系統(tǒng)中，不同道路對(duì)車輛類型會(huì)有不同要求，或者說(shuō)，不同類型車輛適用的道路有所不同。比如，轎車更適合寬闊平坦的公路，而越野車則是狹窄崎嶇山路的克星。與此類似，在模擬通信系統(tǒng)中，我們希望信號(hào)波形無(wú)失真，需要對(duì)信道帶寬、平坦度、衰減等特性進(jìn)行設(shè)計(jì)和選擇，以適合傳輸模擬信號(hào)；而在數(shù)字基帶通信系統(tǒng)中，為保證傳輸質(zhì)量，不但可以設(shè)計(jì)信道以適合給定的基帶信號(hào)，還可以通過(guò)改變基帶信號(hào)波形以匹配給定的信道。碼元碼型：碼元的電脈沖呈現(xiàn)形式。主要有正/負(fù)極性矩形脈沖、歸零/不歸零

矩形脈沖、高/低電平矩形脈沖等。線路碼型：適合在有線信道中傳輸?shù)拇a元碼型。9數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.26.2.1碼元碼型及碼型變換

常見的由信源輸出的具有高、低兩種電平的單極性基帶信號(hào)在通信場(chǎng)合應(yīng)用并不多，因?yàn)槠浯a型不滿足傳輸要求（不是線路碼型），即碼型與信道不匹配。主要問(wèn)題表現(xiàn)在：（1）因其包含直流分量或低頻分量，所以，對(duì)于一些具有電容耦合電路的設(shè)備或者傳輸頻帶低端受限的信道，信號(hào)可能傳不過(guò)去。（2）對(duì)于連0或連1數(shù)據(jù)，這種信號(hào)會(huì)出現(xiàn)長(zhǎng)時(shí)間不變的低或高電平，以致收信端難以區(qū)分各碼元，即收信端無(wú)法從接收到的數(shù)字信號(hào)中獲取碼元定時(shí)（定位）信息。（3）收信端無(wú)法從中判斷是否包含錯(cuò)碼。

因此，為解決上述及其它問(wèn)題，人們需要尋求性能相對(duì)好的線路碼型，以替換各種不適合信道傳輸?shù)幕鶐盘?hào)，即要進(jìn)行碼型變換。

碼型變換：把某種碼元碼型變換成另一種碼元（線路）碼型的過(guò)程或方法。

比如，將單極性碼變換為雙極性碼。10數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.2通常，在碼型變換時(shí)，要遵循以下原則：

（l）對(duì)于傳輸頻帶低端受限的信道，線路碼型的頻譜中應(yīng)不含直流分量。

（2）線路碼型的抗噪聲能力要強(qiáng)。（3）線路碼型中要包含位定時(shí)信息。（4）線路碼型頻譜中的高頻分量要少，以節(jié)省傳輸頻帶并減小串?dāng)_。（5）對(duì)于采用分組形式傳輸?shù)幕鶐ㄐ牛ū热?B6B、4B3T碼等），線路碼型除了要包含位定時(shí)信息，還要有分組同步信息，以便正確劃分碼字。

（6）線路碼型編譯碼的設(shè)備應(yīng)盡量簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)。6.2.1碼元碼型及碼型變換11數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.26.2.1碼元碼型及碼型變換顯然，碼型變換的主要目的是提高通信系統(tǒng)的可靠性。碼型變換類比車型改變。

不同的線路碼型各有千秋，但都難以同時(shí)滿足上述全部要求，因此，在實(shí)際應(yīng)用中，要根據(jù)需求全盤考慮，合理選擇。數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.26.2.2

二元碼

最簡(jiǎn)單的二元碼基帶信號(hào)波形為矩形波，幅度取值只有兩種電平，分別對(duì)應(yīng)數(shù)據(jù)（信息碼）1和0。常用的二元碼信號(hào)波形如圖6-3所示。1．單極性不歸零碼用高電平和低電平（零電平）兩種碼元分別表示二進(jìn)制數(shù)據(jù)1和0，且在整個(gè)碼元期間電平保持不變的碼型被稱為單極性不歸零碼，記作NRZ，見圖6-3（a）。很多終端設(shè)備因?yàn)橐话愣加幸粋€(gè)0電位輸出端，而輸出單極性碼。它是一種最簡(jiǎn)單最常用的碼型。2．雙極性不歸零碼將上述碼的零電平脈沖變?yōu)樨?fù)脈沖，即可形成雙極性不歸零碼，見圖6-3（b）。該碼在1和0等概率出現(xiàn)時(shí)無(wú)直流成分，有較強(qiáng)的抗干擾能力，適合在電纜等無(wú)接地的信道中傳輸。二元碼：碼元只有兩個(gè)電平狀態(tài)的電脈沖序列。13數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.213內(nèi)高電平只持續(xù)一段時(shí)間，在其余時(shí)間返回到零電平的脈沖，即可得到單極性歸零碼，記作RZ碼，見圖6-3（c）。被稱為占空比。常見的RZ碼是占空比為50%的半占空碼。

3．單極性歸零碼將單極性不歸零碼的高電平脈沖變?yōu)樵谡麄€(gè)碼元期間這種碼可以直接提取到定時(shí)信息，是其它碼型提取位定時(shí)信息時(shí)需要采用的一種過(guò)渡碼型。4.雙極性歸零碼用正、負(fù)極性的歸零碼分別表示1和0，就得到雙極性歸零碼，如圖6-3（d）所示。這種碼兼有雙極性和歸零碼的特點(diǎn)。雖然其幅度取值存在正、負(fù)和零三種電平，但只用正負(fù)電平表示數(shù)據(jù)0和1，因此仍稱為二元碼。6.2.2

二元碼14數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.2

綜上所述，單極性碼有豐富的低頻乃至直流分量，不能用于有交流耦合的信道；當(dāng)數(shù)據(jù)中出現(xiàn)長(zhǎng)1串或長(zhǎng)0串時(shí)，不歸零碼（包括單極性歸零碼在出現(xiàn)連續(xù)0時(shí)）會(huì)呈現(xiàn)連續(xù)的固定電平，沒(méi)有定時(shí)信息；另外，這些碼型還有一個(gè)共同的問(wèn)題，即數(shù)據(jù)1與0分別對(duì)應(yīng)兩個(gè)傳輸電平，相鄰碼元取值獨(dú)立，沒(méi)有制約，故不具有檢測(cè)錯(cuò)碼的能力。這些碼型也因此被稱為“絕對(duì)碼”。基于上述原因，這些碼型一般只用于設(shè)備內(nèi)部和近距離通信。6.2.2

二元碼絕對(duì)碼：用碼元的兩個(gè)固定電平狀態(tài)表示數(shù)據(jù)1和0的電脈沖序列。15數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.26.2.2

二元碼16數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.25．差分碼與絕對(duì)碼不同，在差分碼中，1和0分別用電平的跳變或不變來(lái)表示。在電報(bào)通信中，把1稱為傳號(hào)，把0稱為空號(hào)。用電平跳變表示1的稱為傳號(hào)差分碼，記作NRZ（M）；用電平跳變表示0的稱為空號(hào)差分碼，記作NRZ（S）。見圖6-3（e）和（f）。這種碼型的信息1和0不直接對(duì)應(yīng)具體的電平幅度，而是用電平的相對(duì)變化來(lái)表示，其優(yōu)點(diǎn)是信息（數(shù)據(jù)）存在于電平的變化之中，可有效地解決PSK同步解調(diào)時(shí)因收信端本地載波相位倒置而引起“1”和“0”的倒換問(wèn)題（詳見7.3.4節(jié)），故得到廣泛應(yīng)用。

由于差分碼中電平只具有相對(duì)意義，所以又稱為相對(duì)碼。6.2.2

二元碼差分碼：數(shù)據(jù)1和0分別用脈沖電平的跳變和不變表示的脈沖序列。17數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.26．?dāng)?shù)字雙相碼數(shù)字雙相碼又稱曼徹斯特碼，它用一個(gè)周期的方波碼型表示1，用該方波的反相波形表示0。這樣就等效于用2位二進(jìn)制碼表示信息中的1位數(shù)據(jù)。例如規(guī)定：用10表示1，用01表示0。見圖6-4（a）。顯然，它可以由定時(shí)脈沖和單極性絕對(duì)碼異或（模二加）而成。因?yàn)殡p相碼在每個(gè)碼元間隔的中心都存在電平跳變，所以便于提取位定時(shí)信息。在這種碼中，正、負(fù)電平各占一半，因而不存在直流分量。但這些優(yōu)點(diǎn)是用頻帶加倍來(lái)?yè)Q取的。雙相碼適用于數(shù)據(jù)終端設(shè)備的短距離傳輸，最高信息速率可達(dá)10Mbps，常被用于以太網(wǎng)中。若把數(shù)字雙相碼中用絕對(duì)電平表示的波形改成用電平的相對(duì)變化來(lái)表示的話，比如相鄰周期的方波如果同相則表示“0”，反相則代表“1”，就形成了差分碼，通常稱為條件雙相碼，記作CDP碼，也叫差分曼徹斯特碼，如圖6-4（b）。這種碼常被用于令牌環(huán)網(wǎng)中。6.2.2

二元碼187．傳號(hào)反轉(zhuǎn)碼傳號(hào)反轉(zhuǎn)碼記作CMI碼。與數(shù)字雙相碼類似，它也是一種雙極性二電平不歸零碼。在CMI碼中，1交替地用00和11兩位碼表示，而0則固定地用01表示，見圖6-4（c）。

CMI碼沒(méi)有直流分量，有頻繁的波形跳變，便于恢復(fù)定時(shí)信號(hào)。因?yàn)?0為禁用碼組，不會(huì)出現(xiàn)3個(gè)以上的連碼，所以，這個(gè)規(guī)律可用來(lái)進(jìn)行宏觀錯(cuò)誤檢測(cè)。由于CMI碼易于實(shí)現(xiàn)且具有上述特點(diǎn)，所以在高次群PCM終端設(shè)備中被廣泛用作接口碼型，有時(shí)，在光纖傳輸系統(tǒng)中也用作線路傳輸碼型。在雙相碼和CMI碼中，原始信息碼的每一位碼元在編碼后都用一組2位的二元碼表示，因此這類碼又稱為1B2B碼型。數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.26.2.2

二元碼19數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.26.2.2

二元碼206.2.3三元碼數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.2

雖然幅度的取值為：＋A，0，－A（記作+1，0，－l），但只有兩個(gè)值攜帶二進(jìn)制消息，因此，三元碼又稱為準(zhǔn)三元碼或偽三元碼。三元碼種類很多，常被用作PCM調(diào)制的線路傳輸碼型。

1．傳號(hào)交替反轉(zhuǎn)碼傳號(hào)交替反轉(zhuǎn)碼常記作AMI碼。在AMI碼中，數(shù)據(jù)0用0電平表示，數(shù)據(jù)1交替地用+l和－1的半占空碼表示，如圖6-5（a）所示。AMI碼中正負(fù)極性脈沖個(gè)數(shù)大致相等，故無(wú)直流分量且低頻分量較小。只要將基帶信號(hào)經(jīng)全波整流變?yōu)閱螛O性歸零碼，便可提取位定時(shí)信號(hào)。利用傳號(hào)交替反轉(zhuǎn)規(guī)則，在接收端可以檢錯(cuò)糾錯(cuò)，比如發(fā)現(xiàn)有不符合這個(gè)規(guī)則的脈沖時(shí)，就說(shuō)明傳輸中出現(xiàn)錯(cuò)誤。三元碼：碼元有三個(gè)電平狀態(tài)的電脈沖序列。21數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.2當(dāng)信息碼出現(xiàn)連0時(shí)，AMI碼將長(zhǎng)時(shí)間不出現(xiàn)電平跳變，這給提取定時(shí)信號(hào)帶來(lái)困難。因此，在實(shí)際使用AMI碼時(shí)，工程上還有相關(guān)規(guī)定以彌補(bǔ)AMI碼在定時(shí)提取方面的不足。

2．n階高密度雙極性碼

n階高密度雙極性碼，記作HDBn碼，是AMI碼的一種改進(jìn)型，用于解決信息碼中出現(xiàn)連“0”串時(shí)所帶來(lái)的問(wèn)題。HDBn碼的“1”也是交替地用“+1”和“－1”半占空碼表示，但允許的連“0”碼個(gè)數(shù)被限制為小于或等于n。HDBn碼采用在連“0”碼中插入“1”碼的方式破壞連“0”狀態(tài)。這種“插入”實(shí)際上是用一種特定碼字（取代節(jié)）取代n+1位連“0”碼。取代節(jié)有“B00…0V”和“00…V”兩種形式，每種都是n+1位碼。6.2.3三元碼22數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.2

HDBn碼中應(yīng)用最廣泛的是HDB3碼。在HDB3碼中，n=3，故連“0”個(gè)數(shù)不能大于3。每當(dāng)出現(xiàn)4個(gè)連“0”碼時(shí)，就用取代節(jié)B00V或000V代替，其中B表示符合極性交替變化規(guī)律的傳號(hào)，V表示破壞極性交替變化規(guī)律的傳號(hào)，也稱為破壞點(diǎn)。當(dāng)兩個(gè)相鄰V脈沖之間的傳號(hào)數(shù)為奇數(shù)時(shí)，采用000V取代節(jié)；若為偶數(shù)時(shí)采用B00V取代節(jié)。這種選取原則能確保任意兩個(gè)相鄰V脈沖間的B脈沖數(shù)目為奇數(shù)，從而使相鄰V脈沖的極性也滿足交替規(guī)律。原信息碼中的傳號(hào)都用B脈沖表示。HDB3碼的波形如圖6-5（b）所示。HDB3碼的取代方法是根據(jù)前一個(gè)破壞點(diǎn)的脈沖極性和4個(gè)連“0”碼前一個(gè)脈沖極性的不同組合，在4種取代節(jié)碼字中選擇一個(gè)，具體碼字見表6-1。6.2.3三元碼23數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.2表6-1取代節(jié)碼字前一破壞點(diǎn)脈沖極性+-+-4個(gè)連“0”碼前一個(gè)脈沖的極性+--+取代節(jié)碼字-00-+00+000-000+取代節(jié)符號(hào)B00V000V比如，給定一個(gè)二進(jìn)制信息序列和前一個(gè)破壞點(diǎn)的脈沖極性，則根據(jù)表6-1可編制出相應(yīng)的HDB3碼，見表6-2。下劃線碼組就是取代節(jié)碼字。6.2.3三元碼24數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.2表6-2HDB3碼編制實(shí)例二進(jìn)制信息10110000000110000001HDB3碼（前一個(gè)破壞點(diǎn)為V-）B+0B-B+000V+000B-B+

B-00V-00B+

HDB3碼（前一個(gè)破壞點(diǎn)為V+）B+0B-B+B-00V-000B+B-B+00V+00B-從HDBn碼的規(guī)則可知，B脈沖和V脈沖都符合極性交替變化的規(guī)則，因此這種碼型沒(méi)有直流分量。利用V脈沖的特點(diǎn)，HDBn碼可用作傳輸差錯(cuò)的宏觀檢測(cè)。最重要的是，HDBn碼解決了AMI碼遇連0串不能提取定時(shí)信息的問(wèn)題。AMI碼和HDB3碼的功率譜如圖6-6所示，圖中還有用虛線畫的二元雙極性不歸零碼的功率譜，以示比較。HDB3碼應(yīng)用廣泛，四次群以下的A律PCM終端設(shè)備的接口碼型均為HDB3碼。6.2.3三元碼25【例題6-1】設(shè)信息碼為100000000011，試寫出相應(yīng)的數(shù)字雙相碼、AMI碼和HDB3碼（設(shè)前一個(gè)破壞點(diǎn)脈沖極性為V-；連“0”前一個(gè)脈沖極性為B+）。解：各碼數(shù)據(jù)如下：數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.2信息碼100000000011雙相碼100101010101010101011010AMI碼+10000000000-10+10HDB3碼B+000V+B-00V-0B+B-

3．BNZS碼BNZS碼與HDBn碼類似，該碼也可看作AMI碼的一種改進(jìn)型。當(dāng)連0數(shù)小于N時(shí)，服從傳號(hào)極性交替規(guī)律，但當(dāng)連0數(shù)為N或超過(guò)N時(shí)，則用帶有破壞點(diǎn)的取代節(jié)替代。常用的是B6ZS碼，其取代節(jié)為OVBOVB，該碼也有與HDB3碼相似的特點(diǎn)。B6ZS碼的波形如圖6-5（c）所示。6.2.3三元碼26數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.26.2.3三元碼27數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.26.2.3三元碼28數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.26.2.4多元碼在多元碼中，每個(gè)符號(hào)都可以用一個(gè)二進(jìn)制碼字表示，如3位二進(jìn)制碼字可表示八進(jìn)制碼的8個(gè)符號(hào)。與二元碼相比，傳輸多元碼的主要好處是信息速率大于碼元速率，因此，在碼元速率相同的情況下（傳輸帶寬相同），多元碼的信息速率提高了log2M倍。

多元碼在頻帶受限的高速數(shù)字傳輸系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用。如在綜合業(yè)務(wù)數(shù)字網(wǎng)中（ISDN），數(shù)字用戶環(huán)的基本傳輸速率為144Kbps，若以電話線為傳輸介質(zhì)，ITU建議的線路碼型為四元碼2B1Q，即1個(gè)四元碼元用2個(gè)二進(jìn)制碼元表示，如圖1-28（b）所示。多元碼：碼元有M個(gè)電平狀態(tài)的電脈沖序列。

多元碼通常采用格雷碼型，相鄰幅度電平所對(duì)應(yīng)的碼字之間只相差1個(gè)比特，這樣就可以減小在接收時(shí)因錯(cuò)誤判定電平而引起的誤比特率。

多元碼不僅用于基帶傳輸，也廣泛地用于多進(jìn)制數(shù)字調(diào)制傳輸中，以提高頻帶利用率。比如，我們所熟悉的用于電話線上網(wǎng)的調(diào)制解調(diào)器就是采用多進(jìn)制調(diào)制技術(shù)。29數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.26.2.5數(shù)字基帶信號(hào)的功率譜

前面只介紹了典型數(shù)字基帶信號(hào)的時(shí)域波形，但從信號(hào)傳輸?shù)慕嵌壬峡矗€需要進(jìn)一步了解數(shù)字基帶信號(hào)的頻域特性，以便于設(shè)計(jì)或選擇合適的信道進(jìn)行傳輸。

在實(shí)際通信中，因被傳輸?shù)臄?shù)字基帶信號(hào)是隨機(jī)脈沖序列，不能用確定的時(shí)間函數(shù)表示，所以，只能從統(tǒng)計(jì)數(shù)學(xué)的角度，用功率譜來(lái)描述它的頻域特性。

有分析表明，二進(jìn)制隨機(jī)脈沖序列的功率譜一般包含連續(xù)譜和離散譜兩部分。（1）連續(xù)譜總是存在的。通過(guò)連續(xù)譜在頻譜上的分布，可以看出信號(hào)功率在頻率上的分布情況，從而確定該信號(hào)的帶寬。（2）離散譜不一定存在，它與脈沖波形及出現(xiàn)的概率有關(guān)。離散譜的存在與否關(guān)系到能否從脈沖序列中直接提取位定時(shí)信號(hào)，因此，離散譜的存在非常重要。如果一個(gè)二進(jìn)制隨機(jī)脈沖序列的功率譜中沒(méi)有離散譜，則要設(shè)法通過(guò)碼型變換使功率譜中出現(xiàn)離散分量，以便于提取位定時(shí)信號(hào)(出現(xiàn)在處的離散分量最重要)。30數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.2

圖6-7給出幾種典型的基帶信號(hào)功率譜，其分布似花瓣?duì)?。在第一個(gè)過(guò)零點(diǎn)之內(nèi)的花瓣最大，稱為主瓣，其余的稱為旁瓣。由于主瓣內(nèi)集中了信號(hào)的絕大部分功率，所以主瓣的寬度可以作為信號(hào)的近似帶寬，通常稱為譜零點(diǎn)帶寬。6.2.5數(shù)字基帶信號(hào)的功率譜的升余弦脈沖，

從圖6-7中可見，無(wú)論單極性還是雙極性脈沖，第一個(gè)譜零點(diǎn)后仍有較大的能量，如果信道帶寬設(shè)在0至第一個(gè)譜零點(diǎn)處，則會(huì)引起較大的波形傳輸失真，若采用寬度為處有離散分量，可直接提取同步分量。則傳輸失真會(huì)小得多。另外，只有圖6-7（b）在就是碼元傳輸速率。根據(jù)式（1.9-1）可知，設(shè)是一個(gè)全占空碼元的持續(xù)時(shí)間，則（6.2-1）31數(shù)字基帶信號(hào)的碼型6.26.2.5數(shù)字基帶信號(hào)的功率譜32無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.36.3.1碼間串?dāng)_的概念

在實(shí)際通信中，由于信道的帶寬不可能無(wú)窮大（稱為頻帶受限）并且還有噪聲的影響，所以，前面介紹的數(shù)字基帶信號(hào)通過(guò)這樣的信道傳輸時(shí)，將不可避免地產(chǎn)生波形畸變。在“信號(hào)與系統(tǒng)”課程中我們知道，一個(gè)時(shí)間有限的信號(hào)，比如門信號(hào)的出現(xiàn)時(shí)間是到，則它的傅氏變換（頻譜）在頻域上就是向正負(fù)頻率方向無(wú)限延伸的；反之，的時(shí)域信號(hào)（傅氏逆變換）就會(huì)在時(shí)間軸上一個(gè)頻帶受限的頻域信號(hào)，比如門信號(hào)無(wú)限延伸。因此，信號(hào)經(jīng)頻帶受限的系統(tǒng)傳輸后，其波形在時(shí)域上必定是無(wú)限延伸的。這樣，前面碼元的拖尾對(duì)后面的若干個(gè)碼元就會(huì)造成不良影響，這種影響被稱為碼間串?dāng)_ISI。此時(shí)，某一碼元的實(shí)際抽樣值是該碼元的抽樣值與其它碼元在該碼元抽樣時(shí)刻的串?dāng)_值及噪聲的疊加。碼間串?dāng)_：一種某一碼元的實(shí)際抽樣值是該碼元與其它碼元尾巴在抽樣時(shí)刻的

樣值及噪聲的疊加現(xiàn)象。記為ISI。33無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.3比如在圖6-8中，在碼元4的抽樣時(shí)刻,若a1+a2+a3+a4＜0，則判為0，是正確判斷；反之，會(huì)判為1，就是誤判。另外，信號(hào)在傳輸過(guò)程中不可避免地還要疊加信道噪聲，因此，當(dāng)噪聲幅度過(guò)大時(shí)，也會(huì)引起接收端的判斷錯(cuò)誤。顯然，收信端能否正確恢復(fù)信息，在于能否有效地抑制噪聲和減小碼間串?dāng)_。6.3.1碼間串?dāng)_的概念34無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.3

碼間串?dāng)_和信道噪聲是影響基帶信號(hào)可靠傳輸?shù)闹饕蛩?，而它們都與基帶傳輸系統(tǒng)的傳輸特性有密切關(guān)系。讓基帶系統(tǒng)的總傳輸特性把碼間串?dāng)_和噪聲的影響減到足夠小的程度是基帶傳輸系統(tǒng)的設(shè)計(jì)目標(biāo)。

由于碼間串?dāng)_和信道噪聲產(chǎn)生的機(jī)理不同，所以必須分別進(jìn)行討論。本節(jié)首先討論在沒(méi)有噪聲的條件下，碼間串?dāng)_與基帶傳輸特性的關(guān)系。

為了解基帶信號(hào)的傳輸，首先介紹基帶傳輸系統(tǒng)的典型模型（如圖6-9所示）。數(shù)字基帶信號(hào)的產(chǎn)生過(guò)程可分為碼型編碼和波形形成兩個(gè)步驟。6.3.1碼間串?dāng)_的概念35無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.3由圖6-9可得基帶傳輸系統(tǒng)的總傳輸特性為

（6.3-1）因?yàn)榛鶐盘?hào)在頻域內(nèi)的延伸范圍主要取決于單個(gè)脈沖波形的頻譜函數(shù)或，所以，只要討論單個(gè)脈沖波形的傳輸情況就可了解基帶信號(hào)的傳輸特性。6.3.1碼間串?dāng)_的概念36無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.3

在數(shù)字通信系統(tǒng)中，一般由碼元波形的幅度攜帶信息。因此，即便信號(hào)波形經(jīng)信道傳輸后發(fā)生畸變，只要收信端對(duì)抽樣值的判決能正確反映其原來(lái)的幅值狀態(tài)，那么仍然可以準(zhǔn)確無(wú)誤地恢復(fù)原始信息（數(shù)據(jù)）。也就是說(shuō)，只需研究特定時(shí)刻的波形幅值怎樣可以無(wú)失真?zhèn)鬏敿纯桑槐匾笳麄€(gè)波形保持不變。

奈奎斯特等人通過(guò)研究發(fā)現(xiàn)，在三種條件下，基帶信號(hào)可以無(wú)失真?zhèn)鬏敗Ｍǔ７Q之為奈奎斯特第一、第二和第三準(zhǔn)則，或稱為第一、第二、第三無(wú)失真條件。6.3.1碼間串?dāng)_的概念37無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.36.3.2第一無(wú)失真條件及傳輸波形第一無(wú)失真條件也叫抽樣值無(wú)失真條件，其內(nèi)容為：接收波形滿足抽樣值無(wú)串?dāng)_的充要條件是僅在本碼元的抽樣時(shí)刻上有最大值，而對(duì)其它碼元在抽樣時(shí)刻的信號(hào)值無(wú)影響，即在抽樣點(diǎn)上不存在碼間干擾。一種典型的碼元波形如圖6-10所示。

該波形應(yīng)滿足以下關(guān)系（6.3-2）（6.3-3）38無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.3當(dāng)滿足以上關(guān)系時(shí)，抽樣值就無(wú)碼間串?dāng)_。由于是的特定值，而是由基帶系統(tǒng)形成的傳輸波形，故基帶系統(tǒng)必須滿足一定的條件才能形成抽樣值無(wú)串?dāng)_的波形。

推導(dǎo)如下：6.3.2第一無(wú)失真條件及傳輸波形39無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.3由于與構(gòu)成傅氏變換對(duì)，因而有

（6.3-4）如果把積分區(qū)間分成若干小段，每段區(qū)間長(zhǎng)度為，并且只考慮時(shí)的值，則式（6.3-4）可表示為

（6.3-5）令，變量代換后又可用ω代替τ，則有

（6.3-6）6.3.2第一無(wú)失真條件及傳輸波形40當(dāng)上式右邊一致收斂時(shí)，求和與積分次序可以互換，于是有無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.3

（6.3-7）上式表明，是的傅氏逆變換。由式（6.3-2）和式（6.3-7）得

（6.3-8）由此得到滿足抽樣值無(wú)失真的充要條件為

（6.3-9）6.3.2第一無(wú)失真條件及傳輸波形41無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.3該條件稱為奈奎斯特第一準(zhǔn)則，其物理意義是，把傳遞函數(shù)在ω軸上以為間隔切開，]區(qū)間內(nèi)，將它們疊加起來(lái)，其結(jié)果應(yīng)當(dāng)為一常數(shù)，見圖6-11，然后分段沿ω軸平移到[這種物理特性被稱為等效低通特性。滿足等效低通特性的傳遞函數(shù)有多種。計(jì)算可知，處滿足奇對(duì)稱的要求，不管的形式如何，只要傳遞函數(shù)過(guò)渡帶在都可以消除碼間串?dāng)_。6.3.2第一無(wú)失真條件及傳輸波形42無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.3有了上述條件，就可通過(guò)分析找出滿足該條件的傳輸波形，常見的是理想低通和升余弦滾降信號(hào)。1.理想低通信號(hào)如果系統(tǒng)的傳遞函數(shù)不用分割后再疊加成為常數(shù)，其本身就是門信號(hào)，即（6.3-10）則相應(yīng)的系統(tǒng)（理想低通濾波器）沖激響應(yīng)為（6.3-11）6.3.2第一無(wú)失真條件及傳輸波形43無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.3根據(jù)式（6.3-10）和式（6.3-11）可畫出理想低通系統(tǒng)的傳遞函數(shù)和沖激響應(yīng)曲線如圖6-12所示。由理想低通系統(tǒng)產(chǎn)生的信號(hào)稱為理想低通信號(hào)。由圖（b）可知，理想低通信號(hào)在時(shí)有周期性零點(diǎn)。如果發(fā)送碼元波形的時(shí)間間隔為，則收信端在時(shí)抽樣，就能達(dá)到無(wú)碼間串?dāng)_，圖6-13畫出了這種情況下無(wú)碼間串?dāng)_示意圖。

6.3.2第一無(wú)失真條件及傳輸波形44無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.3可見，如果基帶傳輸系統(tǒng)的總傳輸特性為理想低通特性，則傳輸過(guò)程中不存在碼間串?dāng)_。但這種有無(wú)限陡峭過(guò)渡帶的傳輸特性實(shí)際上不可能實(shí)現(xiàn)，即使獲得了這種傳輸特性，其沖激響應(yīng)波形的尾部衰減特性也很差，尾部?jī)H按的速度衰減，且接收波形在再生判決中還要再抽樣一次，這樣就要求接收端的抽樣定時(shí)脈沖必須準(zhǔn)確無(wú)誤，稍有偏差，就會(huì)引入碼間串?dāng)_。因此，式（6.3-10）只有理論意義，但它給出了基帶傳輸系統(tǒng)傳輸能力的極限值。6.3.2第一無(wú)失真條件及傳輸波形45無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.3由圖6-12可知，無(wú)串?dāng)_傳輸碼元周期為的序列時(shí)，所需的最小傳輸帶寬為（因?yàn)轭l響門函數(shù)的截止頻率），這是在抽樣值無(wú)串?dāng)_條件下，基帶系統(tǒng)傳輸所能達(dá)到的極限情況。通常，把稱為奈奎斯特帶寬，記為。則系統(tǒng)在無(wú)ISI時(shí)的最大碼元傳輸速率為。該速率也被稱為奈奎斯特速率。因二進(jìn)制碼元速率與信息速率相等，由式（1.9-3）可知頻帶利用率為最大值

即二進(jìn)制基帶系統(tǒng)所能提供的最高頻帶利用率是單位頻帶內(nèi)每秒傳2個(gè)碼元。6.3.2第一無(wú)失真條件及傳輸波形46無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.3

2．升余弦滾降信號(hào)升余弦滾降信號(hào)是在實(shí)際中廣泛應(yīng)用的無(wú)串?dāng)_波形，因其頻域過(guò)渡特性以奇對(duì)稱升余弦形狀而得名?！皾L降”指的是信號(hào)的頻域過(guò)渡特性或頻域衰減特性。為中心具有（6.3-12）6.3.2第一無(wú)失真條件及傳輸波形47無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.3因系統(tǒng)傳遞函數(shù)就是接收波形的頻譜，則由式（6.3-12）可求出系統(tǒng)的沖激響應(yīng)，即接收波形為（6.3-13）圖6-14給出滾降系數(shù)，，時(shí)的傳遞函數(shù)和沖激響應(yīng)的歸一化波形。

6.3.2第一無(wú)失真條件及傳輸波形48無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.36.3.2第一無(wú)失真條件及傳輸波形49無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.3可見，升余弦滾降信號(hào)在前后抽樣值處的串?dāng)_始終為0，因而滿足抽樣值無(wú)串?dāng)_的傳輸條件。隨著的增加，兩個(gè)零點(diǎn)之間的波形振蕩起伏變小，其波形的衰減與成正比，但所占頻帶也增加。時(shí)即為前面所述的理想低通基帶系統(tǒng)。時(shí)，所占頻帶的帶寬最寬，是理想系統(tǒng)帶寬的2倍，因而頻帶利用率為lbit/s.Hz。時(shí),帶寬，頻帶利用率bit/（s.Hz）。由于抽樣時(shí)刻不可能完全不能大小，。

沒(méi)有時(shí)間上的誤差，所以，為了減小抽樣定時(shí)脈沖誤差所帶來(lái)的影響，滾降系數(shù)通常選擇6.3.2第一無(wú)失真條件及傳輸波形50【例6-2】理想低通信道的截止頻率為3kHz．當(dāng)傳輸以下二電平信號(hào)時(shí)，求信號(hào)的頻帶利用率和最高信息速率。（l）理想低通信號(hào);

（2）（3）NRZ碼；（4）RZ碼。的升余弦滾降信號(hào)；無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.3

解：（l）理想低通信號(hào)的頻帶利用率為

取信號(hào)的帶寬為信道的帶寬,由的定義式

可求出最高信息傳輸速率為

6.3.2第一無(wú)失真條件及傳輸波形51無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.3（2）升余弦滾降信號(hào)的頻帶利用率為

取信號(hào)的帶寬為信道的帶寬，可求出最高信息傳輸速率為

（3）二進(jìn)制NRZ碼的信息速率與碼元速率相同，取NRZ碼的譜零點(diǎn)帶寬為信道帶寬，即

則頻帶利用率為

可求出最高信息速率為

6.3.2第一無(wú)失真條件及傳輸波形52無(wú)碼間串?dāng)_的傳輸波形6.3

（4）二進(jìn)制RZ碼信息速率與碼元速率相同，取RZ碼譜零點(diǎn)帶寬為信道帶寬，即

則頻帶利用率為

可求出最高信息速率為6.3.2第一無(wú)失真條件及傳輸波形53擾碼和解擾6.4

對(duì)于數(shù)字信源出現(xiàn)長(zhǎng)0串問(wèn)題，除了用碼型變換方法解決外，還可用m序列對(duì)信源序列進(jìn)行“加亂＂或“擾碼”的方法，“破壞”其連0狀態(tài)，然后，在信宿再把“加亂”了的序列用同樣的m序列進(jìn)行“解亂”或“解擾”，從而恢復(fù)原來(lái)的信源序列。擾碼：把數(shù)字序列打亂使其統(tǒng)計(jì)特性變?yōu)榻朴诎自肼曁匦缘倪^(guò)程或方法?！皵_碼”原理基于m序列的偽隨機(jī)性，它給數(shù)字通信系統(tǒng)的設(shè)計(jì)和性能估計(jì)帶來(lái)方便。54擾碼和解擾6.46.4.1m序列的產(chǎn)生和特性m序列是最長(zhǎng)線性反饋移位寄存器序列的簡(jiǎn)稱，是常用的一種偽隨機(jī)序列。m序列由帶線性反饋的移位寄存器產(chǎn)生并且具有最長(zhǎng)的周期。

由n級(jí)串接的移位寄存器和反饋邏輯電路可組成動(dòng)態(tài)移位寄存器。如果反饋邏輯電路只用模2加單元構(gòu)成，則稱為線性反饋移位寄存器；如果反饋電路中包含“與”、“或”等運(yùn)算，則稱為非線性反饋移位寄存器。

當(dāng)設(shè)定線性反饋邏輯移位寄存器初始狀態(tài)后，在時(shí)鐘觸發(fā)下，每次移位后，各級(jí)寄存器的狀態(tài)都會(huì)變化。隨著時(shí)鐘節(jié)拍的推移，任何一級(jí)寄存器都會(huì)輸出一個(gè)序列，該序列被稱為移位寄存器序列。m序列：一種二進(jìn)制最長(zhǎng)線性反饋移位寄存器序列。55擾碼和解擾6.4

（6.4-1）以圖6-16的4級(jí)移位寄存器為例，線性反饋邏輯服從遞歸關(guān)系式

該式表示第3級(jí)與第4級(jí)輸出的模2加運(yùn)算結(jié)果反饋到第一級(jí)去。假設(shè)這4級(jí)移位寄存器的初始狀態(tài)為0001，即第4級(jí)為1狀態(tài)，其余3級(jí)均為0狀態(tài)。隨著移位時(shí)鐘節(jié)拍，各級(jí)移位寄存器的狀態(tài)轉(zhuǎn)移流程圖如表6-3所示。6.4.1m序列的產(chǎn)生和特性56擾碼和解擾6.46.4.1m序列的產(chǎn)生和特性576.4

在第15節(jié)拍時(shí)，移位寄存器的狀態(tài)與第0拍的狀態(tài)（即初始狀態(tài)）相同，因而從第16拍開始必定重復(fù)第1至第15拍的過(guò)程。這說(shuō)明該移位寄存器的狀態(tài)具有周期性，其周期為15。如果從末級(jí)輸出，選擇3個(gè)0為起點(diǎn)，便可得到如下序列

可見，對(duì)于的移位寄存器共有16種不同的狀態(tài)。上述序列中出現(xiàn)了除全0以外的所有狀態(tài)，因此是可能得到的最長(zhǎng)周期序列。只要移位寄存器的初始狀態(tài)不是全0，就能得到周期長(zhǎng)度為15的序列。其實(shí)，從任何一級(jí)寄存器所得到的序列都是周期為15的序列，只不過(guò)節(jié)拍不同而已，這些序列都是最長(zhǎng)線性反饋移位寄存器序列。

擾碼和解擾6.4.1m序列的產(chǎn)生和特性58擾碼和解擾6.4將圖6-16中的線性反饋邏輯改為

（6.4-2）即得圖6-17寄存器結(jié)構(gòu)。如果4級(jí)移位寄存器的初始狀態(tài)仍為0001，可得末級(jí)輸出序列為其周期為6。如果將初始狀態(tài)改為1011，輸出序列是周期為3的循環(huán)序列，即當(dāng)初始狀態(tài)為1111時(shí)，輸出序列是周期為6的循環(huán)序列，其中一個(gè)周期為6.4.1m序列的產(chǎn)生和特性59擾碼和解擾6.4

以上4種不同的輸出序列說(shuō)明，n級(jí)線性反饋移位寄存器的輸出序列是一個(gè)周期序列，其周期長(zhǎng)短由移位寄存器的級(jí)數(shù)、線性反饋邏輯和初始狀態(tài)決定。但在產(chǎn)生最長(zhǎng)線性反饋移位寄存器序列時(shí)，只要初始狀態(tài)非全0且有合適的線性反饋邏輯即可。6.4.1m序列的產(chǎn)生和特性60擾碼和解擾6.4n級(jí)線性反饋移位寄存器如圖6-18所示。Ci表示反饋線的兩種可能連接狀態(tài)，Ci＝1表示連接線通，第n-I級(jí)輸出加入反饋中；Ci＝0表示連接線斷開，第n-I級(jí)輸出未參加反饋。因此，一般形式的線性反饋邏輯表達(dá)式為

（6.4-3）將等式左邊的移至右邊，并將代入上式，則上式可改寫為（6.4-4）定義一個(gè)與上式相對(duì)應(yīng)的多項(xiàng)式（6.4-5）6.4.1m序列的產(chǎn)生和特性61擾碼和解擾6.4

其中x的冪次表示元素相應(yīng)位置。式（6.4-5）稱為線性反饋移位寄存器的特征多項(xiàng)式,它與輸出序列的周期有密切關(guān)系?？梢宰C明,當(dāng)滿足下列條件時(shí)，就一定能產(chǎn)生m序列。6.4.1m序列的產(chǎn)生和特性62擾碼和解擾6.4通常，把滿足（1）是不可約的，即不能再分解因式。（2）可整除，這里。（3）不能整除,這里。條件的多項(xiàng)式稱為本原多項(xiàng)式。這樣，產(chǎn)生m序列的充要條件就變成如何尋找本原多項(xiàng)式。以前述的4級(jí)移位寄存器為例，其特征多項(xiàng)式應(yīng)能整除，因式分解后,有其中2個(gè)是本原多項(xiàng)式且是互逆的，只要找到其中的一個(gè)，另一個(gè)就可寫出。例如就是圖6-12對(duì)應(yīng)的特征多項(xiàng)式。

6.4.1m序列的產(chǎn)生和特性63擾碼和解擾6.4m序列有如下特性：（1）由級(jí)移位寄存器產(chǎn)生的m序列，其周期為。

（2）除全0狀態(tài)外，n級(jí)移位寄存器可能出現(xiàn)的各種不同狀態(tài)都在m序列的一個(gè)周期內(nèi)出現(xiàn)，且只出現(xiàn)一次。因此，m序列中1和0的出現(xiàn)概率大致相同，1碼只比0碼多1個(gè)。

（3）在一個(gè)序列中連續(xù)出現(xiàn)的相同碼稱為一個(gè)游程，連碼的個(gè)數(shù)稱為游程的長(zhǎng)度。（4）m序列的自相關(guān)函數(shù)只有兩種取值。周期為p的m序列的自相關(guān)函數(shù)為（6.4-6）可以證明，一個(gè)周期為p的m序列與其任意次移位后的序列模2加，其結(jié)果仍是周期為p的m序列，只是原序列某次移位后的序列。6.4.1m序列的產(chǎn)生和特性64擾碼和解擾6.4由于一個(gè)周期中0比1的個(gè)數(shù)少1，所以j為非零整數(shù)時(shí)，j為零時(shí)，這樣可得到（6.4-7）m序列的自相關(guān)函數(shù)在j為整數(shù)的離散點(diǎn)上只有兩種取值，因此它是一種雙值自相關(guān)序列。

由以上特性可知，m序列是一個(gè)周期確定的序列，但具有類似于隨機(jī)二元序列的特性，故常把m序列稱為偽隨機(jī)序列或偽噪聲序列，記作PN序列。具有或基本具有上述特性的序列不只m序列一種，只是由于m序列有很強(qiáng)的規(guī)律性及偽隨機(jī)性而得到廣泛的應(yīng)用。6.4.1m序列的產(chǎn)生和特性65擾碼和解擾6.4【例6-3】已知移位寄存器的特征多項(xiàng)式系數(shù)為51，若移位寄存器起始狀態(tài)為10000，（1）求末級(jí)輸出序列；

（2）驗(yàn)證輸出序列是否符合m序列的性質(zhì)?！窘狻浚?）因?yàn)橐莆患拇嫫鞯奶卣鞫囗?xiàng)式系數(shù)為51，則其本原多項(xiàng)式如下表。本原多項(xiàng)式51

101001

C0C1C2C3C4C5F1(x)=x5+x2+1C5C4C3C2C1C0F2(x)=x5+x3+1以為例，畫出其5級(jí)線性反饋移位寄存器如圖6-19。

6.4.1m序列的產(chǎn)生和特性66則求出其末級(jí)輸出序列為：0000101011101100011111001101001……（2）

①因?yàn)樾蛄兄芷跒?1，周期25-1符合m序列周期為2n-1的特性。②序列中有16個(gè)“1”碼，15個(gè)“0”碼，基本平衡。③游程共有16個(gè)，其中游程長(zhǎng)度為1的有8個(gè)，“1”碼“0”碼游程各為4個(gè)；擾碼和解擾6.46.4.1m序列的產(chǎn)生和特性67游程長(zhǎng)度為4的有1個(gè)，“0”碼游程；游程長(zhǎng)度為5的有1個(gè)，“1”碼游程；④其自相關(guān)函數(shù)為輸出序列符合m序列特性。游程長(zhǎng)度為2的有4個(gè)，“1”碼“0”碼游程各為2個(gè)；游程長(zhǎng)度為3的有2個(gè)，“1”碼“0”碼游程各為1個(gè)；擾碼和解擾6.46.4.1m序列的產(chǎn)生和特性68擾碼和解擾6.46.4.2擾碼和解擾原理

擾碼和解擾是指在發(fā)信端用擾碼器改變?cè)紨?shù)字信號(hào)的統(tǒng)計(jì)特性，而收信端用解擾器恢復(fù)出原始數(shù)字信號(hào)的過(guò)程或方式，其實(shí)現(xiàn)原理以線性反饋移位寄存器理論為基礎(chǔ)。工作流程見圖6-20。可見，擾碼/解擾過(guò)程與調(diào)制/解調(diào)過(guò)程類似，都包含“否定之否定”的思想。

以5級(jí)線性反饋移位寄存器為例，在反饋邏輯輸出與第一級(jí)寄存器輸入之間引入一個(gè)模2和相加電路，以輸入序列作為模2和的另一個(gè)輸入端，即可得到圖6-21（a）所示的擾碼器電路。相應(yīng)的解擾電路如圖6-21（b）。69擾碼和解擾6.46.4.2擾碼和解擾原理70擾碼和解擾6.4若輸入序列{cn}是信源序列，擾碼電路輸出序列為{bn}.bn可表示為

（6.4-8）經(jīng)過(guò)信道傳輸，接收序列為，解擾電路輸出序列為，可表示為

（6.4-9）當(dāng)傳輸無(wú)差錯(cuò)時(shí)，有

，由式（6.4-8）和式（6.4-9）可得（6.4-10）上式說(shuō)明，解擾后的序列與擾碼前的序列相同，因此，擾碼和解擾是互逆運(yùn)算。6.4.2擾碼和解擾原理71擾碼和解擾6.4以圖6-21的擾碼器為例，設(shè)移位寄存器的初始狀態(tài)除外，其余均為0，輸入序列、及輸出序列bn為Cn是周期為6的序列000lll000lll，則各反饋抽頭處000111000111000111

000100010010001101

100001000100100011

100010010001101001

bn是周期為186的序列，這里只列出開頭的一段。由此例可知，輸入周期性序列經(jīng)擾碼器后變?yōu)橹芷谳^長(zhǎng)的偽隨機(jī)序列。如果輸入序列中有連1或連0串時(shí)，輸出序列也會(huì)呈現(xiàn)出偽隨機(jī)性。如果輸入序列為全0，只要移位寄存器初始狀態(tài)不為全0，擾碼器就是一個(gè)線性反饋移位寄存器序列發(fā)生器，當(dāng)有合適的反饋邏輯時(shí)就可以得到m序列偽隨機(jī)碼。6.4.2擾碼和解擾原理72擾碼和解擾6.46.4.2擾碼和解擾原理

因擾碼器能使包括連0（連1）在內(nèi)的任何輸入序列變?yōu)閭坞S機(jī)碼，故在基帶傳輸系統(tǒng)中用作碼型變換時(shí)，能限制連0碼個(gè)數(shù)。擾碼法的主要缺點(diǎn)是對(duì)系統(tǒng)的誤碼性能有影響。在傳輸擾碼序列過(guò)程中產(chǎn)生的單個(gè)誤碼會(huì)在解擾時(shí)導(dǎo)致誤碼增值，即解擾器的輸出會(huì)出現(xiàn)多個(gè)誤碼。誤碼增值是由反饋邏輯引入的，反饋?lái)?xiàng)數(shù)愈多，差錯(cuò)擴(kuò)散（增值）也愈多。從擾碼法“亂中取勝、以亂制亂”的處理問(wèn)題思路上及其結(jié)果上，我們也能體會(huì)到“事物都是一分為二的”“有利就有弊”的辯證法思想。另外，偽隨機(jī)序列除了可用于上述的擾碼外，還可用