《射頻功率放大器》課件第1章

1.1.1輸出功率

在發(fā)射系統(tǒng)中，射頻末級功率放大器輸出功率的范圍可小至毫瓦級（便攜式移動通信設(shè)備）、大至數(shù)千瓦級（發(fā)射廣播電臺）。為了有效地表示功率電平的大小，最好的方法就是用dB來作為功率的單位。它的定義是信號功率與參考功率比值的對數(shù)，即上式中，P1、P2、u1、u2是進(jìn)行比較的功率和電壓。反之，如果給出dB，可以利用指數(shù)求出比值：(1.1.1)(1.1.2)常用功率、電壓比值與dB值的換算如表1.1.1所示，絕對功率dB值如表1.1.2所示。

dB表示兩個功率的比值。在實際中，經(jīng)常采用dBm和dBW表示功率的絕對單位。如果以1mW作為參考功率，則0dBm表示1mW的功率。如果以1W作為參考功率，則0dBW表示1W的功率。對于任意電平值的功率，可以用以下公式計算：

dBm=10lg(PmW)dBm=10lg(PW)（1.1.3）

從以上dBm或dBW的數(shù)值可以得到實際的功率值：(1.1.4)功率單位的改變規(guī)律是功率值改變1000倍時，相應(yīng)地有一個新的單位。例如：pW→nW→μW→mW→W→kW→MW，每當(dāng)功率改變一個單位時，相鄰的功率變化是30dB。

在有些情況下，人們愿意使用電壓單位衡量信號的功率，因為功率與電壓之間存在關(guān)系所以，在用dBV、dBmV等電壓單位說明功率時，應(yīng)當(dāng)指明相應(yīng)的電阻值。例如，0dBmV/75Ω”表示在75Ω電阻兩端的電壓是1mV；“20dBμV/50Ω”表示在50Ω電阻兩端的電壓是10μV。為了要實現(xiàn)大功率輸出，末級功率放大器的前級放大器電路必須要有足夠高的激勵功率電平。顯然，在大功率發(fā)射系統(tǒng)中，往往由二到三級甚至由四級以上功率放大器組成射頻功率放大器，而各級的工作狀態(tài)也往往不同。

根據(jù)對工作頻率、輸出功率、用途等的不同要求，可以采用晶體管、FET、射頻功率集成電路或電子管作為射頻功率放大器。在射頻大功率方面，目前無論是在輸出功率或在最高工作頻率方面，電子管仍然占優(yōu)勢?，F(xiàn)在已有單管輸出功率達(dá)2000kW的巨型電子管，千瓦級以上的發(fā)射機大多數(shù)還是采用電子管。當(dāng)然，晶體管、FET也在射頻大功率方面不斷取得新的突破。例如，目前單管的功率輸出已超過100W，若采用功率合成技術(shù)，輸出功率可以達(dá)到3000W。1.1.2效率

功率放大器由于輸出功率大，因而要求直流電源提供的功率也較大，這就存在一個效率問題。效率是射頻功率放大器極為重要的指標(biāo)，特別是對于移動通信設(shè)備。定義功率放大器的效率，通常采用集電極效率ηC和功率增加效率PAE(PowerAddedEfficiency)兩種方法。

1.集電極效率

所謂集電極效率，就是指功率管集電極輸出的有用功率Pout和電源供給的直流功率Pdc的比值，用ηC表示，即式中，PC為管耗。效率ηC越高，意味著在相同輸出功率情況下，要求直流電源供給的功率越小，相應(yīng)管子內(nèi)部消耗的功率越小。例如在Pout＝100W，ηC＝54％時，需要電源供給的功率Pdc為185W，PC＝85W。若ηC提高84%，需要電源提供的功率Pdc為119W,節(jié)省了66W的功率,同時管耗PC＝19W，比PC＝85W時大大減少了。這樣，選用PC小的晶體管，也可以降低設(shè)備的成本。(1.1.5)

2.功率增加效率

功率增加效率定義為輸出功率Pout與輸入功率Pin的差與電源供給功率Pdc之比，即(1.1.6)功率增加效率PAE的定義中包含了功率增益的因素，當(dāng)有比較大的功率增益，即Pout>>Pin時，有ηC≈PAE。如何提高輸出功率和效率，是射頻功率放大器設(shè)計目標(biāo)的核心。1.1.3線性

衡量射頻功率放大器線性度的指標(biāo)有三階互調(diào)截點(IP3)、1dB壓縮點、諧波、鄰道功率比等。鄰道功率比衡量由放大器的非線性引起的頻譜再生對鄰道的干擾程度。

由于非線性放大器的效率高于線性放大器的效率，因此射頻功率放大器通常采用非線性放大器。功率放大電路工作在大信號狀態(tài)，晶體管工作在非線性區(qū)域，會出現(xiàn)較多的非線性失真。從頻譜的角度看，由于非線性的作用，輸出信號中會產(chǎn)生新的頻率分量，如三階互調(diào)分量、五階互調(diào)分量等，它干擾了有用信號并使被放大的信號頻譜發(fā)生變化(即頻帶展寬了)。在功率放大電路中的失真主要是互調(diào)失真，互調(diào)失真是衡量功率放大器電路性能的一個重要參數(shù)。在有兩個或多個單頻信號輸入的情況下，非線性放大電路會產(chǎn)生(輸出)除這些單頻外的新頻率信號。這些新出現(xiàn)的單頻信號是非線性系統(tǒng)互調(diào)的產(chǎn)物。例如：如果輸入信號是兩個頻率分別為f1和f2，幅度相同的單頻信號，則

ui(t)=cos(2πf1t)+cos(2πf2t)

(1.1.7)

功率放大器電路的非線性幅度響應(yīng)用冪函數(shù)逼近表示為

uo(t)=Aui(t)+Bui2

(t)+Cui3

(t)+…

(1.1.8)

其中A、B、C為常數(shù)。如果只取到二次方項，則輸出電壓為

uo(t)=Acos(2πf1t)+Acos(2πf2t)+Bcos2(2πf1t)+Bcos2(2πf2t)

+2B2cos(2πf1t)cos(2πf2t)

(1.1.9)將上式展開后，可以發(fā)現(xiàn)輸出電壓uo(t)包含有DC、f1、f2、2f1、2f2、f1±f2頻率成分。如果放大電路的非線性幅度響應(yīng)中取到三次方項，除二次方展開輸出電壓uo(t)得到的頻率成分外，還得到包含有3f1、3f2、2f1±f2、f1±2f2的頻率成分。這些頻率成分可以分類為：二次諧波2f1、2f2(u2項引起)；三次諧波3f1、3f2(u3項引起)；二階互調(diào)f1±f2(u2項引起)；三階互調(diào)2f1±f2、f1±2f2(u3項引起)。這些頻率中距離輸入信號頻率f1和f2最近的頻率是三階互調(diào)的產(chǎn)物2f1－f2和2f2

－f1。其他頻率距離基頻f1和f2較遠(yuǎn)，很容易使用濾波器濾除，但三階互調(diào)的產(chǎn)物2f1－f2

和

2f2

－f1會落在放大電路的有效帶寬內(nèi)，不能使用濾波器濾除。三階互調(diào)是造成射頻功率放大電路的一項主要失真，是衡量功率放大電路性能的一項重要指標(biāo)。

三階互調(diào)產(chǎn)物的輸出功率P2f1－f2隨f1的輸入功率Pf1變化，近似有線性關(guān)系。三階互調(diào)截點定義為：對于兩端口線性網(wǎng)絡(luò)，輸入功率

和三階互調(diào)產(chǎn)物的輸出功率的交叉點，用PIP3表示。PIP3是一個理論上存在的功率值，其值越高，放大電路的動態(tài)范圍就越大。理論和實驗都可以得到三階互調(diào)截點在1dB增益壓縮點以上10dB，關(guān)系表示為

PIP(dBm)=P1dB(dBm)+10dB

(1.1.10)

對于線性兩端口網(wǎng)絡(luò)，根據(jù)(1.1.8)式可以得到輸入功率與不同頻率分量的輸出功率之間的關(guān)系。實驗中可以使用射頻信號源和頻譜分析儀進(jìn)行三階互調(diào)截點的測量。射頻信號源產(chǎn)生兩個相近的頻率f1和f2，經(jīng)過功率放大電路后使用頻譜分析儀測量基頻輸出的功率和一個三階互調(diào)輸出的功率，可以計算得到三階互調(diào)

截點為(1.1.11)在得到了三階互調(diào)截點后，還可以計算得到1dB增益壓縮點。從時域的角度看，對于波形為非恒定包絡(luò)的已調(diào)信號，由于非線性放大器的增益與信號幅度有關(guān)，因此使輸出信號的包絡(luò)發(fā)生了變化，引起了波形失真，同時頻譜也發(fā)生了變化，并引起了頻譜再生現(xiàn)象。對于包含非線性電抗元件(如晶體管的極間電容)的非線性放大器，還存在使幅度變化轉(zhuǎn)變?yōu)橄辔蛔兓挠绊?，干擾了已調(diào)波的相位。非線性放大器對發(fā)射信號的影響與其調(diào)制方式密切相關(guān)。不同的調(diào)制方式，所得到的時域波形是不同的，如用于歐洲移動通信的GSM制式，該制式采用了高斯濾波的最小偏移鍵控(GMSK)，是一種相位平滑變化的恒定包絡(luò)的調(diào)制方式，因此可以用非線性放大器來放大，不存在包絡(luò)失真問題，也不會因為頻譜再生而干擾鄰近信道。但對于北美的數(shù)字蜂窩(NADC)標(biāo)準(zhǔn)，采用的是偏移差分正交移相鍵控

調(diào)制方式，已調(diào)波為非恒定包絡(luò)，它必須用線性放大器放大，以防止頻譜再生。1.1.4雜散輸出與噪聲

對于通過天線雙工器共用一副天線的接收機和發(fā)射機，如果接收機和發(fā)射機采用不同的工作頻帶，若發(fā)射機功率放大器產(chǎn)生的頻帶外的雜散輸出或噪聲位于接收機頻帶內(nèi)，就會由于天線雙工器的隔離性能不好而被耦合到接收機前端的低噪聲放大器輸入端，形成干擾，或者也會對其他相鄰信道形成干擾。因此必須限制功率放大器的帶外寄生輸出，而且要求發(fā)射機的熱噪聲的功率譜密度在相應(yīng)的接收頻帶處要小于－130dBm/Hz，這樣對接收機的影響基本上可以忽略。

1.2射頻功率放大器電路結(jié)構(gòu)

1.2.1射頻功率放大器的分類

射頻功率放大器的工作頻率很高(從幾十兆赫茲到幾百兆赫茲，甚至到幾吉赫茲)，按工作頻帶分類，可以分為窄帶射頻功率放大器和寬帶射頻功率放大器。窄帶射頻功率放大器的頻帶相對較窄，一般都采用選頻網(wǎng)絡(luò)作為負(fù)載回路，例如LC諧振回路。寬帶射頻功率放大器不采用選頻網(wǎng)絡(luò)作為負(fù)載回路，而是以頻率響應(yīng)很寬的傳輸線作為負(fù)載，這樣它可以在很寬的范圍內(nèi)變換工作頻率，而不必重新調(diào)諧。根據(jù)匹配網(wǎng)絡(luò)的性質(zhì)，可將功率放大器分為非諧振功率放大器和諧振功率放大器。非諧振功率放大器匹配網(wǎng)絡(luò)，例如高頻變壓器、傳輸線變壓器等非諧振系統(tǒng)，它的負(fù)載性質(zhì)呈現(xiàn)純電阻性質(zhì)。而諧振功率放大器的匹配網(wǎng)絡(luò)是諧振系統(tǒng)，它的負(fù)載性質(zhì)呈現(xiàn)電抗性質(zhì)。

射頻功率放大器按照電流導(dǎo)通角θ的不同，可分為甲(A)類、甲乙(AB)類、乙(B)類、丙(C)類。甲(A)類放大器電流的導(dǎo)通角θ=180°，適用于小信號低功率放大。乙(B)類放大器電流的導(dǎo)通角θ=90°；甲乙(AB)類介于甲類與乙類之間，90°＜θ＜180°；丙(C)類放大器電流的導(dǎo)通角θ<90°。乙類和丙類都適用于大功率工作狀態(tài)。丙類工作狀態(tài)的輸出功率和效率是這幾種工作狀態(tài)中最高的。射頻功率放大器大多工作于丙類狀態(tài)，但丙類放大器的電流波形失真太大，只能采用調(diào)諧回路作為負(fù)載諧振功率放大。由于調(diào)諧回路具有濾波能力，回路電流與電壓仍然接近于正弦波形，失真很小。射頻功率放大器還有使功率器件工作于開關(guān)狀態(tài)的丁(D)類放大器和戊(E)類放大器。丁類放大器的效率高于丙類放大器，理論上可達(dá)100％，但它的最高工作頻率受到開關(guān)

轉(zhuǎn)換瞬間所產(chǎn)生的器件功耗(集電極耗散功率或陽極耗散功率)的限制。如果在電路上加以改進(jìn)，使電子器件在通斷轉(zhuǎn)換瞬間的功耗盡量減小，則丁類放大器的工作頻率可以提高，即構(gòu)成所謂的戊類放大器。這兩類放大器是晶體管射頻功率放大器的新發(fā)展。還有另外一類高效率放大器，即F類、G類和H類。在它們的集電極電路設(shè)置了包括負(fù)載在內(nèi)的專門無源網(wǎng)絡(luò)，產(chǎn)生一定形狀的電壓波形，使晶體管在導(dǎo)通和截止的轉(zhuǎn)換期間，電壓uCE和iC均具有較小的數(shù)值，從而減小過渡狀態(tài)的集電極損耗。同時還設(shè)法降低晶體管導(dǎo)通期間的集電極損耗來實現(xiàn)高效率功放。

射頻功率放大器按工作狀態(tài)可分為線性放大和非線性放大兩種。線性放大器的效率最高也只能夠達(dá)到50％，而非線性放大器則具有較高的效率。射頻功率放大器通常工作于非線性狀態(tài)，屬于非線性電路，因此不能用線性等效電路來分析。通常采用的分析方法是圖解法和解析近似分析法。圖解法是利用電子器件的特性曲線來對它的工作狀態(tài)進(jìn)行計算；解析近似分析法是將電子器件的特性曲線用某些近似解析式來表示，然后再對放大器的工作狀態(tài)進(jìn)行分析計算。最常用的解析近似分析法是用折線來表示電子器件的特性曲線，稱為折線法?？偟膩碚f，圖解法是從客觀實際出發(fā)，計算結(jié)果比較準(zhǔn)確，但對工作狀態(tài)的分析不方便，步驟比較繁冗；折線近似法的物理概念清楚，分析工作狀態(tài)方便，但計算準(zhǔn)確度較低。1.2.2A類射頻功率放大器電路

A類射頻功率放大器電路屬于線性放大器，放大器電流的導(dǎo)通角θ=180°，即在正弦信號一周期內(nèi)，放大器電路的功率管處于全導(dǎo)通工作狀態(tài)，適合放大AM、SSB等非恒定包絡(luò)已調(diào)波。對于一些射頻小功率情況，例如，在4GHz頻率以下實現(xiàn)1W(30dBm)的輸出功率，或者在UHF頻段實現(xiàn)5W的輸出功率，可以選用A類放大電路作為功率放大電路。晶體管A類射頻功率放大器的典型電路結(jié)構(gòu)、負(fù)載線和波形如圖1.2.1所示。為了輸出大的功率，一般采用如下措施：集電極采用扼流圈(或線圈)饋電；讓晶體管工作于可能的最

大輸出功率狀態(tài)；在實際負(fù)載RL和最佳負(fù)載Ropt間采用一個阻抗變換網(wǎng)絡(luò)，使放大器輸出最大功率。

對于A類射頻功率放大器，為使功率管能有最大交流信號擺幅，從而獲得最大輸出功率，需要將直流工作點Q選擇在交流負(fù)載線的中點，如圖1.2.1(b)所示。需要注意的是，

激勵信號幅度不能過大，以避免輸出波形產(chǎn)生失真。圖1.2.1晶體管A類射頻功率放大器的電路結(jié)構(gòu)、負(fù)載線和波形(a)晶體管A類射頻功率放大器電路結(jié)構(gòu);(b)負(fù)載線和波形當(dāng)正弦信號輸入時，iC由直流分量ICQ和交流分量iL組成,即令iC=ICQ+iL，其中交流分量iL=ILmsinωt，而ILm≤ICQ。設(shè)實際負(fù)載RL等于最佳負(fù)載Ropt，則A類功放的輸出功率Pout為

(1.2.1)電源供給功率Pdc為(1.2.2)因此，效率為(1.2.3)當(dāng)ILm=ICQ時，效率η為最高，η=50％。

A類射頻功率放大器在沒有輸入信號時，電源供給的全部功率都消耗在功率管上，即管耗達(dá)到最大，這是人們所不希望的。

A類射頻功率放大器電路的效率不僅與輸入信號的幅度有關(guān)，而且還與輸入信號的波形有關(guān)。對于輸入信號為一個方波的情況，輸出集電極電流必然也是一個方波。分析表明：A類射頻功率放大器電路在輸入/輸出均為方波的情況下，理想效率可達(dá)到100％。為實現(xiàn)不失真放大，通常用LC并聯(lián)諧振回路作集電極負(fù)載。如果LC回路調(diào)諧在基波選出基波頻率分量，則輸出功率Pout為

(1.2.4)式中，ILm為iL中的基波電流振幅；Re為LC回路諧振阻抗。

基波最大輸出功率Pomax為(1.2.5)最高效率ηmax為(1.2.6)可見，A類射頻功率放大器在方波工作時的最大效率比正弦工作時的理想效率還高出31％。如果把LC回路調(diào)諧在n次諧波上，就可實現(xiàn)n次倍頻。但效率將隨次數(shù)n很快下降，即ηn=8/n2π2。在小信號輸入時，A類放大電路始終工作在線性區(qū)域，可以使用最大功率增益、最小噪聲系數(shù)等設(shè)計方案。在大信號輸入時，A類放大電路可能工作在非線性區(qū)域，會出現(xiàn)較大的非線性失真。在輸出匹配電路的設(shè)計中，需要提高電路的品質(zhì)因數(shù)，才能抑制基頻信號的諧波，減小信號的非線性失真。

對于A類功率放大電路，隨著輸出射頻功率的增加，晶體管趨于功率飽和，晶體管S參數(shù)也會隨之發(fā)生很大的變化。實驗測量大信號下晶體管的S參數(shù)是比較困難的，所以一般直接采用廠家提供的大信號下的S參數(shù)。使用廠家提供的大信號下晶體管的S參數(shù)，A類功率放大電路可以參考小信號放大電路設(shè)計步驟進(jìn)行設(shè)計。通常廠家在提供大信號下晶體管各種參數(shù)時，往往給出當(dāng)工作在1dB增益壓縮點時，晶體管的大信號源電壓反射系數(shù)ΓSP和負(fù)載電壓反射系數(shù)ΓLP以及輸出功率P1dB。

1dB增益壓縮點(G1dB)定義為：由于晶體管的非線性特性，放大電路實際輸出功率增益比線性功率增益降低1dB時放大電路的實際功率增益，表示為

G1dB(dB)＝GO(dB)－1dB(1.2.7)其中，GO是小信號線性功率增益時的分貝值。1dB增益壓縮點如圖1.2.2所示，實線代表晶體管輸出功率Pout隨輸入功率Pin增加的實際變化，虛線代表輸出功率Pout與輸入功率Pin之間理想的線性關(guān)系。當(dāng)輸入功率Pin增加到Pin，1dB時，輸出功率Pout＝P1dB，比線性功率增益PO下降了1dB。因此，輸入功率、輸出功率和1dB增益壓縮點滿足關(guān)系

P1dB(dBm)＝Pin，1dB(dBm)+G1dB

(1.2.8)

A類功率放大電路在正常工作范圍內(nèi)，能輸出的最大功率定義為1dB增益壓縮點的輸出功率P1dB，能輸出的最小功率定義為比噪聲底功率高3dB的功率Po，mds。如果放大電路輸出功率超出P1dB，則輸出信號產(chǎn)生嚴(yán)重非線性失真；如果輸出信號功率小于Po，mds，則噪聲信號會淹沒有用的輸出信號。在設(shè)計A類功率放大電路時，需要根據(jù)廠家給出的晶體管在1dB增益壓縮點的參數(shù)，調(diào)整信號源和負(fù)載的電壓反射系數(shù)。廠家給出的源電壓反射系數(shù)為ΓSP，負(fù)載電壓反射系數(shù)為ΓLP，其含義如圖1.2.3所示，分別為從晶體管輸出和輸出端口通過匹配網(wǎng)絡(luò)向信號源和負(fù)載看過去的電壓反射系數(shù)。由于ΓSP和ΓLP

都會隨著頻率改變而發(fā)生變化，廠家一般會在Smith圓圖上給出變化數(shù)據(jù)。另外，如果固定晶體管的輸出功率，在ΓLP平面上可以得到等輸出功率的曲線。由于大信號下有源器件有非常強的非線性，等輸出功率曲線一般不為圓。廠家有時也會以等輸出功率曲線的形式給出晶體管的大信號參數(shù)。圖1.2.2功率放大器1dB增益壓縮點和動態(tài)范圍圖1.2.3反射系數(shù)ΓSP和ΓLP示意圖依照廠家給出的1dB增益壓縮點的數(shù)據(jù)，設(shè)計A類射頻功率放大電路的步驟為：

(1)選擇合適的有源器件，檢驗晶體管在1dB增益壓縮點的特性和頻率特性，是否能滿足放大電路設(shè)計需要。

(2)檢查穩(wěn)定條件，判斷晶體管是否滿足絕對穩(wěn)定條件，或者在Smith圓圖上繪出穩(wěn)定區(qū)域。

(3)對于給定輸出功率的要求，在Smith圓圖上繪出等輸出功率曲線。如果廠家沒有給出該等輸出功率曲線，可以通過插值的方法獲得。

(4)選擇合適的ΓLP以滿足輸出放大電路功率的需要，并根據(jù)電壓反射系數(shù)ΓLP計算晶體管輸出端口的電壓反射系數(shù)ΓIN。

(5)選擇ΓSP＝ΓIN，以滿足共軛匹配條件并獲得最大的功率增益。

(6)依據(jù)獲得的ΓLP和ΓSP值，設(shè)計A類功率放大電路的輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。1.2.3B類射頻功率放大器電路

晶體管B類射頻功率放大器的典型電路結(jié)構(gòu)、負(fù)載線和波形如圖1.2.4所示。

電路中，偏置電壓VBB=Von，當(dāng)正弦波信號輸入時，功率管在輸入波形的半個周期內(nèi)導(dǎo)通，而在另半個周期則是截止的。顯然，靜態(tài)時，集電極電流iC為零，集射極間電壓

為VCC。由于功率管在半個周期內(nèi)導(dǎo)通，電流導(dǎo)通角θ=π/2，因此輸出是一個半波正弦信號，如圖1.2.4(b)所示。圖1.2.4晶體管B類射頻功率放大器的典型電路結(jié)構(gòu)、負(fù)載線和波形(a)典型電路結(jié)構(gòu)；(b)負(fù)載線和波線

B類射頻功率放大器電路采用雙管B類推挽工作，即用兩只B類工作的功率管各放大半個正弦波，然后在負(fù)載上合成一個完整的正弦波(圖中僅給出了VT1的波形)。

輸出功率Pout為(1.2.9)電流iC1可用開關(guān)函數(shù)表示，iC1=IcmcosωtS1(ωt)，其直流分量為

。電源供給功率為

Pdc=2Idc1VCC(1.2.10)效率為

(1.2.11)如圖1.2.4所示，當(dāng)正弦信號輸入時，功率管在輸入波形的半個周期內(nèi)導(dǎo)通，而在另半個周期則是截止的。顯然，在靜態(tài)時，集電極電流iC為零，集射極間電壓為VCC。由于功率管在半個周期內(nèi)導(dǎo)通，電流導(dǎo)通角θ為π/2，所以輸出是一個半波正弦信號，如圖1.2.4(b)所示。

B類射頻功率放大器常采用雙管B類推挽工作，即用兩只B類工作的功率管各放大半個正弦波，然后在負(fù)載上合成一個完整的正弦波。

B類推挽射頻功率放大器也可以采用兩只互補功率MOSFET組成。功率場效應(yīng)晶體管(MOSFET，MetallicOxideSemiconductorFieldEffecttransistor)與功率雙極晶體管(BJT)相比有很多優(yōu)點。場效應(yīng)晶體管的ID為負(fù)溫度系數(shù)，它隨溫度升高而減小，這使功率管溫度上升以后仍能保證安全工作。而雙極晶體管的IC為正溫度系數(shù)，如果不采用復(fù)雜的保護(hù)電路，則溫度上升后功率管將燒壞。雙極晶體管是少數(shù)載流子工作器件，它是靠少數(shù)載流子在基區(qū)的聚集(擴散)和排除(漂移)來進(jìn)行工作的。因為這些電荷的聚集和排除都需要時間和能量，所以，雙極晶體管的功耗隨工作頻率的增加而增加。場效應(yīng)晶體管是多數(shù)載流子工作器件，是靠柵區(qū)電場控制多數(shù)載流子運動來進(jìn)行工作的。場效應(yīng)晶體管柵區(qū)不存儲電荷，在導(dǎo)通、截止之間的轉(zhuǎn)換極為迅速，所以場效應(yīng)晶體管功耗小、工作頻率高。另外，由于場效應(yīng)晶體管的輸入阻抗高，所以激勵功率小，功率增益高，而且場效應(yīng)晶體管易于集成，所以在集成功率放大器集成電路芯片內(nèi)的輸出級常常采用這種互補場效應(yīng)晶體管B類推挽功放電路。根據(jù)需要，高效率功率放大器可使用過激勵B類工作模式。B類過激勵的理想集電極電流和電壓波形如圖1.2.5所示(實線部分)，電流和電壓波形的振幅隨激勵而增加，但它們截斷的峰值保持與一般的B類是一樣的，它們分別等于供電電壓VCC和電流峰值Icm。

電流和電壓波形作為角度參數(shù)θ1的函數(shù)關(guān)系的傅里葉分析給出的電壓和電流各分量的值，它們的表達(dá)式如下。圖1.2.5B類過激勵的集電極電流和電壓波形(a)理想集電極電流波形;(b)理想集電極電壓波形

V0=VCC

(1.2.12)

基波電壓分量：(1.2.13)奇次電壓分量：(1.2.14)式中，n＝3，5，…。直流電流分量：(1.2.15)基波電流分量：(1.2.16)奇次電流分量：(1.2.17)基波頻率輸出功率P1＝u1i1/2作為角度參數(shù)θ1的函數(shù)，可由下式計算：(1.2.18)直流功率P0＝V0I0，也可作為角度參數(shù)θ1的函數(shù)：(1.2.19)(1.2.20)帶外阻抗等于

Zn=0n為偶數(shù)(1.2.21)式中，RL為負(fù)載電阻。這樣，耗散在負(fù)載上的總功率不僅僅是基波(正如在一般B類工作一樣)，而且還包括奇次諧波分量。從基波輸出功率和直流功率表達(dá)式中可見，集電極效率ηC可以寫成(1.2.22)對于方波電壓和電流波形的極端情況，θ1逼近于零，集電極效率可逼近下式：(1.2.23)這個值高于傳統(tǒng)B類工作的最大集電極效率ηC=78.5%，這個值只要在式(1.2.22)中代入θ1＝90°就可以得到。分析式(1.2.22)作為θ1的函數(shù)，并對其求極值，結(jié)果B類過激勵模式具有的最大集電極效率ηC＝88.6％，此時角度參數(shù)θ1＝32.4°。

為了估算功率附加效率PAE，需要計算過激勵工作下的有效工作功率增益GPeff。如果假設(shè)過激勵不足，由圖1.2.5(虛線)可見，這種狀態(tài)是傳統(tǒng)的B類工作模式，電流和電壓振幅比過激勵B類工作的電流和電壓振幅大k倍(k＝1/sinθ1)，結(jié)果，在同樣的輸入功率Pin情況下，傳統(tǒng)B類工作的輸出基波功率P1比過激勵工作Ple大k2倍。也就是說，有效工作功率的增益GPeff小于沒有過激勵的有效工作功率增益GP。它們之間的關(guān)系由下式定義。(1.2.24)這樣，作為角度參數(shù)θ1函數(shù)的功率附加效率可根據(jù)下式計算：(1.2.25)在不同GP值下的PAE對θ1的依賴關(guān)系不同。傳統(tǒng)B類工作模式在典型的GP＝12dB值時，過激勵模式的功率附加效率在θ1＝51.4°時可達(dá)77.2％。1.2.4C類射頻功率放大器電路

晶體管C類射頻功率放大器的典型電路結(jié)構(gòu)、負(fù)載線和波形如圖1.2.6所示。

C類射頻功率放大器又稱為諧振功率放大器，放大器電流的導(dǎo)通角θ<90°，屬于非線性功率放大器，只適合放大恒定包絡(luò)的信號。電路中基極偏置VBB<Von，VBB與輸入信號Vim決定導(dǎo)通角，導(dǎo)通角θ≈(Von－VBB)/Vim，集電極電流iC為脈沖形式(見圖1.2.4(b))，集電極的LC輸出諧振回路完成選頻與阻抗變換功能，輸出電壓為正弦波。圖1.2.6晶體管C類射頻功率放大器的典型電路結(jié)構(gòu)、負(fù)載線和波形(a)晶體管C類射頻功率放大器的典型電路結(jié)構(gòu);(b)晶體管C類射頻功率放大器負(fù)載線和波形

C類射頻功率放大器電路的功率管的導(dǎo)通時間小于半個周期，即導(dǎo)通角θ<π/2。顯然，這種工作狀態(tài)的集電極電流iC的波形為小于半個周期的正弦脈沖，如圖1.2.7所示。對

于這一電流脈沖，可以用如下關(guān)系表示：(1.2.26)式中，Icm>ID=Icmsinθ1。圖1.2.7C類射頻功率放大器電路集電極電流iC的波形

C類功放(功率放大器)電路的輸出功率Pout為(1.2.27)式中，ILm為集電極電流iC中的基波分量，有(1.2.28)電源供給功率Pdc為(1.2.29)

C類功放的效率η為(1.2.30)式(1.2.30)表明，C類功放的效率η是導(dǎo)通角θ的函數(shù)。減小導(dǎo)通角θ，效率η增加。相反增大導(dǎo)通角θ，效率η將減小。當(dāng)導(dǎo)通角θ=90°時，電路工作于B類放大器狀態(tài)。

C類射頻功率放大器的主要設(shè)計參數(shù)有：輸出功率Pout、電源供給功率Pdc、功率管的管耗PC、功率管的最大集射(漏源)極間電壓和功率管最大輸出電流等。C類射頻功率放大器效率高，主要作為發(fā)射機末級功率放大器。由于C類射頻功率放大器的電流脈沖中含有很豐富的諧波分量，因此只要把負(fù)載并聯(lián)LC回路調(diào)諧在某次諧波上，C類射頻功率放大器可構(gòu)成一個倍頻功放電路。在Icm為定值時，各次諧波的振幅Icm與導(dǎo)通角θ有關(guān)。在設(shè)計倍頻器時，對應(yīng)倍頻次數(shù)應(yīng)選擇合適的導(dǎo)通角θ。值得指出的是倍頻次數(shù)越高，相應(yīng)的諧波最大幅值越小，而且效率也越低，因此實踐中常限于2～3次倍頻。

用音頻信號改變C類射頻功率放大器的集電極饋電方式，C類射頻功率放大器可以實現(xiàn)調(diào)幅功能。1.2.5D類射頻功率放大器電路

B、C類射頻功率放大器是通過減小功率管的導(dǎo)通時間，即減小導(dǎo)通角θ來提高效率η的。但是，θ的減小是有限度的，因為θ減小時，雖然效率η提高了，但基波振幅Icm卻減小了，從而使輸出功率下降，二者相互制約。從上述分析中可以看出，功率消耗在管子上的原因是集電極電流iC流過功率管時，功率管集射極間電壓uCE不為零。功率管

的管耗PC為(1.2.31)由式(1.2.31)可知，功率管導(dǎo)通期間iC≠0，若uCE=0，則PC=0。在功率管截止期間，若uCE≠0，iC=0，則同樣有PC=0。管耗PC為零以后，效率η就可以達(dá)到100％。

D類射頻功率放大器電路的基本設(shè)計思想是：要求功率管在導(dǎo)通時，飽和管壓降為零；截止時，流過功率管的電流為零。顯然，這時的功率管處于開關(guān)工作狀態(tài)，而A、B、C類射頻功率放大器的功率管處于放大工作狀態(tài)。

D類射頻功率放大器可分為電流型D類放大器和電壓型D類放大器兩種形式。電流型D類放大器的集電極電流為矩形波；電壓型D類放大器的集電極電壓為矩形波。

1.電流開關(guān)型D類放大器

一個雙端推挽式電流開關(guān)型D類放大器的電原理圖和工作波形如圖1.2.8所示。圖中輸入信號無論是方波或是正弦波，其幅度都應(yīng)足夠大，應(yīng)能夠保證導(dǎo)通管進(jìn)入飽和導(dǎo)通狀態(tài)。兩管的激勵信號相位相反，故一管導(dǎo)通時，另一管截止，兩管輪流工作。集電極供電電源通過一個高頻扼流圈LC連接至諧振回路電感L的中心抽頭(A點)。當(dāng)LC呈現(xiàn)的感抗大于A點和任一功率管集電極之間的等效諧振電阻的10倍以上時，從A點向直流電源看去，是一個等效的恒流源。所謂恒流，是指諧振回路A點和任一管集電極之間的總交流電壓變化時，通過扼流圈的電流變化很小。通過兩管的集電極電流為幅度等于ICC，占空比為0.5的方波。而通過LC的電流為脈動很小的直流，其值等于ICC。

LC諧振回路調(diào)諧于工作頻率f0，用以提取兩管電流脈沖中的基波成分，在其兩端產(chǎn)生近似正弦波的電壓。

由于電流上、下兩臂對稱，兩臂的輸入、輸出電壓在相位上相差180°，因此，將一臂的波形移相180°，便是另一臂的波形。設(shè)VT1在0～π之間導(dǎo)通，在此期間UCE1＝UCES。在π～2π期間，VT1截止，VT2導(dǎo)通，于是UCC等于VT2的飽和壓降加上諧振回路兩端的電壓。設(shè)回路兩端的交流電壓振幅為UCC，則VT1截止期間的電壓如圖1.2.8(b)所示，為振幅等于UCC的半個正弦波加UCES。而VT2在0～π之間的電壓則為振幅等于UCC的半個正弦波加UCES。在0～π和π～2π之間，A點的電壓均為振幅等于UCC/2的半個正弦波加UCES。圖1.2.8電流開關(guān)型D類放大器的電原理圖和工作波形(a)電流開關(guān)型D類放大器的電原理圖;(b)電流開關(guān)型D類放大器工作波形因為A點電壓的平均值等于UCC，故有(1.2.32)由此得到諧振回路兩端的交流電壓振幅為

UCC=π(VCC－UCES)(1.2.33)由于每管向半個回路提供一個振幅為ICC的矩形波，此波形在整個諧振回路兩端產(chǎn)生的基波分量振幅應(yīng)等于。設(shè)回路的諧振阻抗為RCC，便有移項得(1.2.34)其中，ICC便是直流電源提供給整個電路(兩管)的電流。輸出功率為(1.2.35)(1.2.36)輸入直流功率為效率為(1.2.37)由式(1.2.37)可見，效率取決于晶體管飽和壓降與供電電源電壓之比。若UCES占供電電壓的5％，則效率可達(dá)0.95。由式(1.2.36)和式(1.2.37)可得(1.2.38)諧振回路的諧振電阻RCC是回路固有損耗和次級負(fù)載反射到初級回路的總等效電阻。

以上分析中假定器件從飽和轉(zhuǎn)入截止，或從截止轉(zhuǎn)入飽和導(dǎo)通的轉(zhuǎn)換時間可以忽略。實際上，當(dāng)工作頻率升高時，轉(zhuǎn)換在一個周期內(nèi)所占的比例隨之增大，特別是從飽和轉(zhuǎn)入截止，儲存時間較長，因此實際的效率比式(1.2.38)給出的要小。

2.電壓開關(guān)型D類放大器

一個單端推挽式電壓開關(guān)型D類放大器電路原理圖和等效電路如圖1.2.9所示，加在器件兩端的電壓為脈沖狀，輸出連接一個串聯(lián)諧振回路以濾除諧波分量。圖1.2.9單端推挽式電壓開關(guān)型D類放大器電原理圖和等效電路(a)電壓開關(guān)型D類放大器電原理圖;(b)等效電路1;(c)等效電路2兩管的輸入信號幅度都應(yīng)足夠大，應(yīng)能夠保證導(dǎo)通管進(jìn)入飽和導(dǎo)通狀態(tài)。兩管輸入信號相位相反，故一管導(dǎo)通時，另一管截止，兩管輪流工作。電路諧振時，電抗上的電壓遠(yuǎn)大于A點對地(等效信號源)的電壓，流過器件的電流等于串聯(lián)諧振回路的電流，其波形近似為正弦波。在正半周VT1導(dǎo)通，電源通過VT1向回路輸送能量；在負(fù)半周VT2導(dǎo)通，由回路中儲存的能量維持。由于流過器件的電流在變化，故器件導(dǎo)通時集、射極間的飽和導(dǎo)通電壓不是一個固定值。其影響用飽和電阻RCES來等效，其值可由晶體管飽和區(qū)IC－UCE特性曲線求得。圖1.2.9中等效信號源為一幅度為VCC，占空比為0.5的矩形波。矩形波為高電平VCC時，代表VT1導(dǎo)通，矩形取零值時代表VT2導(dǎo)通。矩形電壓波的基頻分量為2VCC/π?；芈分C振時總電抗等于零，故基頻電流為(1.2.39)與之相對應(yīng)的平均值，亦即直流分量為(1.2.40)輸出功率為(1.2.41)直流功率為(1.2.42)效率為(1.2.42)由于電壓型D類放大器工作時器件電流是緩變的，故器件存儲時間對放大器工作特性的影響較小。晶體管D類射頻放大器在應(yīng)用時有兩個問題需要注意：一是晶體管的飽和壓降會隨頻率的升高而增大；另一個問題是晶體管的開關(guān)時間。當(dāng)輸入電壓發(fā)生跳變使晶體管導(dǎo)通時，晶體管的輸出電流iC存在一個延遲時間td和上升時間tr；而當(dāng)輸入電壓跳變使晶體管截止時，輸出電流iC存在一個存儲時間ts和下降時間tf。當(dāng)晶體管的這些開關(guān)延遲時間與信號的周期相比變得不可忽略時，兩只晶體管的輪流導(dǎo)通、截止變得不理想，而且在開關(guān)轉(zhuǎn)換瞬間，可能會出現(xiàn)同時導(dǎo)通或同時截止的現(xiàn)象。這樣，一方面會增加損耗降低效率，另一方面也會增大管子損壞機率。晶體管的開關(guān)時間限制了D類射頻放大器工作頻率和效率的提高。電路中的晶體管也可以采用兩只FET功率管代替，組成FETD類射頻功率放大器電路。功率管可采用N溝道增強型MOS場效應(yīng)管(NEMOSFET)，uGS(th)＞0。對于功率管NEMOSFET，導(dǎo)通時漏、源極間僅有一個很小的導(dǎo)通電阻Ron，因此uDS≈0；而截止時基本上iD=0，接近理想開關(guān)狀態(tài)。

D類射頻功率放大器在采用單電源雙管工作時，由于LC串聯(lián)回路中的電容C不夠大，很難在VT1截止以后給VT2供電，并促使VT2飽和。若改為雙電源供電，則又增加了電路的復(fù)雜性。同時，由于功率管極間電容和電路中的分布電容，將使功率管在導(dǎo)通至截止和截止至導(dǎo)通的開關(guān)轉(zhuǎn)換期間uDS(或uCE)和iD(或iC)均不為零，從而使實際的效率降低。1.2.6E類射頻功率放大器電路

E類射頻功率放大器電路的設(shè)計思想是：

①功率管截止時，使集電極電壓uCE的上升沿延遲

到集電極電流iC=0以后才開始；

②功率管導(dǎo)通時，迫使在uCE＝0以后，才開始出現(xiàn)集電極電流iC，使功率管從導(dǎo)通至截止或從截止至導(dǎo)通的開關(guān)期間，功率管的功耗最小。

在E類射頻功率放大器中，晶體管作為通斷開關(guān)，產(chǎn)生的電壓與電流必須滿足一個條件，即高電流、大電壓不會同時交疊。

1.具有并聯(lián)電容的E類射頻功率放大器

具有并聯(lián)電容的單端開關(guān)模式E類功率放大器首次發(fā)布于1975年，由于設(shè)計簡單且效率高，E類功率放大器被用于不同的頻率范圍，功率電平范圍可從1W到幾kW(低RF頻

率)。

E類功率放大器的特性由其穩(wěn)態(tài)集電極電壓和電流波形來確定。具有并聯(lián)電容的E類功率放大器的基本電路如圖1.2.10(a)所示，它的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)由與晶體管并聯(lián)的電容C、串聯(lián)電感L、調(diào)諧于基波的串聯(lián)L0C0電路和負(fù)載電阻RL組成。并聯(lián)電容C由器件內(nèi)部的輸出電容和加在負(fù)載網(wǎng)絡(luò)的外部電容一起組成。晶體管集電極通過RF扼流圈連到電源電壓，此RF扼流圈對基波頻率具有高電抗。晶體管可認(rèn)為是理想開關(guān)，處于開或關(guān)的狀態(tài)。集電極電壓決定于開關(guān)導(dǎo)通狀態(tài)和斷開狀態(tài)時負(fù)載網(wǎng)絡(luò)的瞬態(tài)響應(yīng)。圖1.2.10具有并聯(lián)電容的E類功率放大器基本電路(a)具有并聯(lián)電容的E類功率放大器的基本電路;(b)簡化的E類功率放大器等效電路簡化的E類功率放大器等效電路如圖1.2.10(b)所示，并假設(shè)：

①晶體管飽和電壓為零，飽和電阻為零，開路電阻為無限大，開關(guān)動作是瞬時的和無損耗的。

②并聯(lián)電容C獨立于集電極，并假設(shè)是線性元件。

③RF扼流圈僅允許直流電流通過，直流電阻為零。

④串聯(lián)諧振回路L0C0調(diào)諧于基頻，，具有足夠高的有載品質(zhì)因數(shù)，可以認(rèn)為開關(guān)頻率的輸出電流是正弦的。

⑤除負(fù)載電阻R外，其他電路無損耗。

⑥使用50％占空比的最佳工作模式。經(jīng)推導(dǎo)可得，在π≤ωt<2π間隔內(nèi)歸一化穩(wěn)態(tài)集電極電壓波形表達(dá)式為(1.2.44)在0≤ωt<π間隔內(nèi)的電流波形表達(dá)式為(1.2.45)從集電極電壓和電流波形表達(dá)式可以看出，當(dāng)晶體管是“關(guān)閉”時，開關(guān)兩端無電壓，電流i由通過器件的負(fù)載正弦電流和直流電流組成。但是，當(dāng)晶體管是“斷開”時，電流流過并聯(lián)電容C。由于電壓與電流沒有同時存在，這意味著無功率損耗，也即理想集電極效率為100％，直流功率和基波輸出功率相等，即(1.2.46)直流供電電流的值為(1.2.47)輸出電壓

的幅值可由下式求得(1.2.48)最佳的串聯(lián)電感L和并聯(lián)電容C可從下式求得(1.2.49)(1.2.50)若給定供電電壓VCC和輸出功率Pout，最佳負(fù)載電阻R可用下式求得(1.2.51)在理想化E類工作條件的分析結(jié)果中，沒有考慮到由于非理想器件特性引起的可能的損耗。例如，飽和電阻Rsat為有限值，導(dǎo)通到截止工作狀態(tài)轉(zhuǎn)換所需的時間也不為零。另外，在一般情況下，器件本征輸出電容是非線性的，當(dāng)涉及擊穿電壓指標(biāo)時，必須考慮這個電容的非線性性質(zhì)。為得到最佳串聯(lián)電感值，這個電容的非線性性質(zhì)也應(yīng)該考慮。

2.具有并聯(lián)電路的E類射頻功率放大器

具有并聯(lián)電路的E類射頻功率放大器是具有并聯(lián)電容的E類射頻功率放大器的變形。在并聯(lián)電路E類射頻功率放大器中，晶體管也工作在開關(guān)狀態(tài)，產(chǎn)生的電流和電壓波形不會同時出現(xiàn)，以減小功率耗散，增大功率放大器效率。這種工作模式的實現(xiàn)依靠的是合適地選擇其負(fù)載網(wǎng)絡(luò)中的電抗元件的值，使之失諧于基波頻率。對于并聯(lián)電路E類功率放大器，電路圖所要求的波形、相位角和電路元件值是與具有并聯(lián)電容的E類功率放大器不一樣的。

開關(guān)模式并聯(lián)電路E類功率放大器的基本電路和等效電路如圖1.2.11所示。圖1.2.11具有并聯(lián)電路的E類功率放大器(a)電原理圖;(b)等效電路電路中有源器件采用理想開關(guān)來替代，負(fù)載網(wǎng)絡(luò)由并聯(lián)電感L、并聯(lián)電容C、調(diào)諧于基頻的串聯(lián)L0C0諧振電路和負(fù)載電阻RL組成。一般情況下，并聯(lián)電容C由器件內(nèi)部的輸出電容和附加于負(fù)載網(wǎng)絡(luò)的外電路電容一起組成。

對于理想的最佳并聯(lián)電路E類功率放大器，當(dāng)晶體管(開關(guān))“導(dǎo)通”時，開關(guān)兩端無電壓，流過器件的電流i由負(fù)載正弦電流和電感電流組成。但是，當(dāng)晶體管(開關(guān))處于“斷

開”狀態(tài)時，電流流過并聯(lián)電容C。這種情況下，非零電壓和非零電流不會同時出現(xiàn)，無功率損耗發(fā)生，理想的集電極效率可達(dá)100％。經(jīng)推導(dǎo)可得，最佳并聯(lián)電感L和并聯(lián)電容C的表達(dá)式為(1.2.52)(1.2.53)給定供電電壓VCC和輸出功率Pout，可求得最佳負(fù)載電阻，考慮到RL=UR2/2Pout，有(1.2.54)串聯(lián)諧振回路的參數(shù)作為有載品質(zhì)因數(shù)(此值應(yīng)盡可能高)的函數(shù)，可由下式計算它們的參數(shù)。(1.2.55)(1.2.56)如果最佳E類功率放大器電阻RL的計算值太小，或者與所需負(fù)載阻抗相差太大，則需使用另外一個匹配電路完成傳遞給負(fù)載最大輸出功率的任務(wù)。在這種狀態(tài)下的匹配電路中的串聯(lián)元件應(yīng)該是電感，給諧振提供一個高阻抗條件。一個具有集中參數(shù)匹配電路的并聯(lián)電路E類功率放大器如圖1.2.12所示。圖1.2.12一個具有集中參數(shù)匹配電路的并聯(lián)電路E類功率放大器電路中峰值集電極電流Icm和峰值集電極電壓Ucm的表達(dá)式如下：

Icm=2.647I0

(1.2.57)

Ucm=3.647VCC

(1.2.58)

器件的輸出電容Cout是限制最高工作頻率的主要因素，因為Cout是一個器件內(nèi)在的參數(shù)，給定有源器件后是不能減小的。在這種情況下，最高工作頻率fmax、器件輸出電容Cout和供電電壓VCC之間的關(guān)系為(1.2.59)這個值比具有并聯(lián)電容的最佳E類功率放大器的最高工作頻率高1.4倍。1.2.7F類射頻功率放大器電路

1.理想的F類電流和電壓波形

由前面的分析可知，為了增加B類過激勵工作的效率，最好是使集電極電流的角度參數(shù)θ1＝90°，即保持集電極電流波形為半個正弦波形，集電極電壓波形的θ逼近0，如圖1.2.13所示。圖1.2.13最佳效率下的B類過激勵集電極電波和電壓波形極端情況下的θ1＝0，集電極電壓逼近方波，這樣基波電流和電壓分量分別為(1.2.60)(1.2.61)基波的輸出功率為(1.2.62)當(dāng)θ1＝90°時，直流輸出功率的值為(1.2.63)結(jié)果，理論上可達(dá)到的最大集電極效率為(1.2.64)器件集電極100％理想集電極效率的阻抗條件必須是：(1.2.65)式(1.2.65)給出的阻抗條件對應(yīng)于理想F類放大器工作的電壓與電流波形如圖1.2.14所示。這里，奇次諧波的總和為方波電壓，基波和偶次諧波的總和近似為半個正弦電流形

狀。在這種條件下，具有對稱集電極電壓和電流波形，即具有100％集電極效率的理想F類工作模式，能夠使用具有無耗λ/4傳輸線與具有無限品質(zhì)因數(shù)的諧振回路相串聯(lián)來實現(xiàn)。圖1.2.14理想的F類電流和電壓波形理想的諧波阻抗條件用實際的硬件來實現(xiàn)是不可能的。但是，在F類放大器設(shè)計中可使用平坦波形的近似技術(shù)，采用若干個電流和電壓分量來峰化，使高階諧波分量構(gòu)成的輸出電壓波形更平坦，使輸出電流引起的功率耗散更小，從而實現(xiàn)功率放大器的高效率工作。功率放大器效率可根據(jù)適當(dāng)?shù)碾妷汉碗娏鞑ㄐ蔚念l率諧波數(shù)數(shù)值計算。假設(shè)輸出網(wǎng)絡(luò)理想，僅傳遞基波頻率功率給無其他損耗的負(fù)載。有源器件用一個理想電流源表示，是一個可提供飽和和夾斷工作區(qū)的理想開關(guān)，具有飽和電壓輸出，輸出電容等于零。實現(xiàn)F類工作的電壓波形和電流波形的信號，可使用奇次諧波來近似方波電壓，偶次諧波來近似半正弦電流波形，表達(dá)式如下：(1.2.66)(1.2.66)式中，θ＝ω0t，ω0＝2πf0，f0是基波頻率。由圖1.2.14可見，電壓波形到達(dá)最大值中間點和最小值中間點的位置分別在θ＝π/2和θ＝3π/2處。最小電壓時的最大平坦度要求在θ＝3π/2處偶階導(dǎo)數(shù)為零。由于cos(nπ/2)＝0，當(dāng)n為奇數(shù)時，奇階導(dǎo)數(shù)等于零，可以定義由式(1.2.66)給出的電壓波形的偶階導(dǎo)數(shù)。

應(yīng)注意的是，電路中存在寄生參數(shù)，如有源器件輸出電容Cout，雙極晶體管集電極電容CC或FET漏—源電容加上柵—漏電容Cds＋Cgd，輸出引線電感等都會對效率產(chǎn)生很大的影響。

對于集中參數(shù)放大器，在集電極或漏極可使用外加的并聯(lián)或串聯(lián)諧振回路補償Cout影響，使F類放大器實現(xiàn)近似理想化，使阻抗條件Z1＝Z3＝∞，Z2＝0Ω。具有附加集中參數(shù)的阻抗—峰化電路如圖1.2.15所示，圖(a)為并聯(lián)諧振電路形式，圖(b)為串聯(lián)諧振電路形式。圖1.2.15集中參數(shù)的輸出阻抗—峰化電路(a)并聯(lián)諧振電路;(b)串聯(lián)諧振電路圖1.2.15(a)所示的阻抗—峰化電路的輸出導(dǎo)納的虛部可由下式求出。(1.2.68)采用三個諧波阻抗條件：對基波和三次諧波開路，對二次諧波短路。并聯(lián)諧振阻抗—峰化電路中的元件值是(1.2.69)圖1.2.15(b)所示的輸出電路采用相同條件，可得到串聯(lián)諧振阻抗—峰化電路的元件值為(1.2.70)式中，L2C2滿足對二次諧波產(chǎn)生短路的條件，所有元件構(gòu)成的并聯(lián)諧振回路對應(yīng)于基波和三次諧波分量諧振。

2.逆F類模式

逆F類模式是將F類集電極電壓和電流波形相互交換。在這種情況下，最大輸出電流波形的幅值較小，減小了由于寄生電阻引起的兩端電壓以及集總參數(shù)電感上的損耗。逆F

類的理想電壓和電流波形如圖1.2.16所示。奇次諧波的總和給出了方波電流，奇次諧波與偶次諧波的總和給出了近似的半個正弦電壓波形。圖1.2.16逆F類的理想電壓和電流波形逆F類基波電流和電壓分量分別由下式確定。(1.2.71)(1.2.72)基頻功率為(1.2.73)在這種狀況下，因為電流和電壓波形之間無交疊部分，理論上的集電極(或漏極)效率可達(dá)100％。100％理想集電極效率下的器件集電極阻抗條件必須是：(1.2.74)理想逆F類功率放大器也需要一個簡單的阻抗—峰化電路。

1.3功率放大器電路的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)

1.3.1阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的基本要求

在射頻功率放大器中，阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)是為了實現(xiàn)有效的能量傳輸，阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)介于功率放大器電路和負(fù)載之間，如圖1.3.1所示。圖中負(fù)載可以是天線網(wǎng)絡(luò)，也可以是后級功放輸入電路的輸入阻抗。圖1.3.1阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的連接在圖1.3.2所示的功率放大器的組成框圖中，匹配網(wǎng)絡(luò)的任務(wù)是將外接負(fù)載電阻轉(zhuǎn)換成功率管所要求的最佳交流負(fù)載，匹配網(wǎng)絡(luò)也會引入一定的損耗，傳輸效率為

所以實際放大器的效率應(yīng)為(1.3.1)圖1.3.2功率放大器組成框圖對阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的基本要求是：

①將負(fù)載阻抗變換為與功放電路要求相匹配的負(fù)載阻抗，以保證射頻功放電路能輸出最大的功率；

②能濾除不需要的各次諧波分量，以保證負(fù)載上能獲得所需頻率的射頻功率；

③網(wǎng)絡(luò)的功率傳輸效率要盡可能高，即匹配網(wǎng)絡(luò)的損耗要小。

常用的射頻功率放大器匹配網(wǎng)絡(luò)有L型、π型和T型，有時也采用電感耦合匹配網(wǎng)絡(luò)。根據(jù)匹配網(wǎng)絡(luò)的性質(zhì)，可將功率放大器分為非諧振功率放大器和諧振功率放大器。非諧振功率放大器匹配網(wǎng)絡(luò)采用高頻變壓器、傳輸線變壓器等非諧振系統(tǒng)，它的負(fù)載阻抗呈現(xiàn)純電阻性質(zhì)。而諧振功率放大器的匹配網(wǎng)絡(luò)是一個諧振系統(tǒng)，它的負(fù)載阻抗呈現(xiàn)電抗性質(zhì)。1.3.2集總參數(shù)的匹配網(wǎng)絡(luò)

1.L型匹配網(wǎng)絡(luò)

L型匹配網(wǎng)絡(luò)的基本形式如圖1.3.3所示。圖中X1通常為電容元件，而X2則為電感元件。

RL到RS的精確匹配只能在特定的頻率f0處實現(xiàn)，在特定頻率f0處，L型匹配網(wǎng)絡(luò)中各元件的關(guān)系如下：(1.3.2)(1.3.3)(1.3.4)圖1.3.3L型匹配網(wǎng)絡(luò)的基本形式這種匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)簡單，但只適用于RS＞RL的情況，而且，當(dāng)RS和RL給定以后，Qe值也就確定了，因此無法調(diào)整。

2.π型匹配網(wǎng)絡(luò)

π型匹配網(wǎng)絡(luò)如圖1.3.4所示。串聯(lián)支路XL為電感元件L，并聯(lián)支路XC1、XC2為電容元件C。

在某一特定頻率范圍內(nèi)，可得出π型匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計關(guān)系式為(先選定Q值)(1.3.5)(1.3.6)圖1.3.4π型匹配網(wǎng)絡(luò)(1.3.7)在工作頻率較高時，必須將射頻功率管的輸出電容Co考慮在匹配網(wǎng)絡(luò)內(nèi)。這時XC1內(nèi)應(yīng)包含Co的容抗，計算C1值時也應(yīng)減去Co值。

3.T型匹配網(wǎng)絡(luò)

T型匹配網(wǎng)絡(luò)如圖1.3.5所示，三個電抗元件接成“T”字型結(jié)構(gòu)。

T型網(wǎng)絡(luò)也可以看成兩個L型網(wǎng)絡(luò)串接組成，但分解時必須注意到這兩個L型網(wǎng)絡(luò)的串聯(lián)支路和并聯(lián)支路的電抗必須是異性的，如圖1.3.6所示。將分解成的兩個L型匹配網(wǎng)絡(luò)串接以后，就可以用L型網(wǎng)絡(luò)的分析方法推導(dǎo)出T型匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計關(guān)系式。通過分析可得到T型匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計關(guān)系式。圖1.3.5T型匹配網(wǎng)絡(luò)圖1.3.6T型網(wǎng)絡(luò)的分解對圖1.3.6(a)所示網(wǎng)絡(luò)，有

XL2=RLQ(先選定Q值)(1.3.8)

XL1=RSB

(1.3.9)(1.3.10)式中，上述π型和T型匹配網(wǎng)絡(luò)都可以看成L型匹配網(wǎng)絡(luò)的串接組合網(wǎng)絡(luò)，這種L型網(wǎng)絡(luò)既有阻抗變換作用，又有阻抗補償特性，因此被廣泛采用在射頻功率放大器的匹配網(wǎng)絡(luò)中。1.3.3傳輸線變壓器匹配網(wǎng)絡(luò)

1.傳輸線變壓器結(jié)構(gòu)與等效電路

傳輸線變壓器是將傳輸線繞在磁環(huán)上構(gòu)成的，傳輸線可以采用同軸電纜、帶狀傳輸線、雙絞線或高強度的漆包線，磁芯采用高頻鐵氧體磁環(huán)(MXO)或鎳鋅(NXO)。頻率較高時，采用鎳鋅材料。磁環(huán)直徑小的只有幾毫米，大的有幾十毫米，選擇磁環(huán)直徑與功率大小有關(guān)，一個15W的功率放大器需要采用直徑為10～20mm的磁環(huán)。傳輸線變壓器的上限頻率可高達(dá)幾千兆赫，頻率覆蓋系數(shù)可以達(dá)到104。

1∶1倒相傳輸線變壓器的結(jié)構(gòu)示意圖如圖1.3.7所示，其采用2根導(dǎo)線(1-2為一根導(dǎo)線，3-4為另一根導(dǎo)線)，內(nèi)阻為RS的信號源uS連接在1和3始端，負(fù)載RL連接在2和4終端，引腳端2和3接地。

傳輸線變壓器的等效電路如圖1.3.7(b)和(c)所示，它們在電路連接上完全相同。作為傳輸線變壓器，必須是2端和3端或1端和4端接地才行。由電源端1和3看進(jìn)去的阻抗等于負(fù)載阻抗RL(等于傳輸線的特性阻抗ZC)，因為輸出電壓與輸入電壓反相，所以它相當(dāng)于一個反相變壓器。圖1.3.71∶1倒相傳輸線變壓器(a)傳輸線變壓器結(jié)構(gòu)；(b)等效為傳輸線的原理圖；(c)等效為變壓器的原理圖傳輸線變壓器在變壓器模式工作時，主要作用是在輸入端和輸出端之間實現(xiàn)阻抗轉(zhuǎn)換、平衡/不平衡變換等。為了使輸出電壓倒相，2端必須接地(見圖1.3.7(b))。傳輸線變壓器將傳輸線繞在磁芯上，在1端和2端有較大的感抗存在，信號源就不會被短路；同樣，4、3端也有感抗存在，負(fù)載也不會被短路。如圖1.3.7(c)所示，輸入信號和負(fù)載分別加在其

一次側(cè)的1、2端和二次側(cè)的3、4端繞組上。其中輸入信號加在繞組上的電壓為u，與傳輸線上的始端電壓相同；通過磁感應(yīng)在負(fù)載RL上產(chǎn)生的電壓也為u，與傳輸線終端電壓相同。從而可見，傳輸線變壓器可以實現(xiàn)信號的傳輸，并可實現(xiàn)信號倒相。必須指出，傳輸線變壓器是依靠傳輸線傳送能量的一種寬帶匹配元件，它的上限頻率取決于傳輸線的長度及其終端匹配程度，下限頻率取決于一次繞組的電感量。

2.1∶1平衡/不平衡變換器

采用傳輸線變壓器原理可制作寬頻帶平衡/不平衡變換器，一個平衡輸入轉(zhuǎn)換為不平衡輸出的電路如圖1.3.8(a)所示；一個不平衡輸入轉(zhuǎn)換為平衡輸出的電路如圖1.3.8(b)所示，圖示電路中兩個繞組上的電壓值均為u/2。

以圖1.3.8(b)為例討論其電壓關(guān)系。該電路阻抗匹配的條件是Ri＝ZC＝RL，或?qū)懗?。根?jù)傳輸線原理，若設(shè)u13＝u，則u24＝u13＝u。負(fù)載中點接地，所以uAD＝uDB＝u/2，u13＝u12＋uAD，u12＝u13－uAD＝u/2，兩繞組上電壓相等，所以u34＝u12＝u/2。圖1.3.81∶1平衡/不平衡變換器(a)平衡輸入轉(zhuǎn)換為不平衡輸出的電路;(b)不平衡輸入轉(zhuǎn)換為平衡輸出的電路

3.1∶4和4∶1傳輸線變壓器

傳輸線變壓器也可以用來進(jìn)行阻抗變換。由于傳輸線變壓器的初、次級繞組的匝數(shù)是相同的，傳輸線變壓器只能實現(xiàn)某些特定阻抗的變化，它不能像普通變壓器那樣依靠改變一次、二次繞組的匝數(shù)比來實現(xiàn)任何阻抗比的變換，只能通過改變線路的接法來實現(xiàn)一些特定阻抗的變換，常用的阻抗變換形式有1∶4與4∶1，1∶9與9∶1，1∶16與16∶1等。圖1.3.91∶4傳輸線變壓器(a)1∶4傳輸線變壓器;(b)1∶4傳輸線變壓器形式等效電路一個1∶4傳輸線變壓器如圖1.3.9(a)所示，它把負(fù)載阻抗降為原來的1/4，以便和信號源匹配。圖中，由于變壓器的4端與1端相連，因此4和3兩端的電壓必然等于傳輸線的輸入電壓u，又由于傳輸線的終端2和4上的電壓和輸入端一樣也是u，因此負(fù)載電阻兩端，即2、3端(接地端)的電壓為2u，通過負(fù)載的電流為i＝2u/RL。當(dāng)傳輸線從1端到2端有電流i通過時，傳輸線另一導(dǎo)體上必然有電流i從4端流向3端，因為4端與1端相連，這個電流相當(dāng)于從1端到3端，結(jié)果信號源流入傳輸線輸入端的總電流為2i。根據(jù)上述分析可得傳輸線變壓器的輸人阻抗為

(1.3.14)上式說明該變壓器把RL變換為RL/4，即輸入端阻抗與負(fù)載阻抗之比為1∶4，實現(xiàn)了1∶4的阻抗變換。要求傳輸線的特性阻抗為(1.3.15)

1∶4傳輸線變壓器等效電路如圖1.3.9(b)所示。它相當(dāng)于一個升壓的自耦合變壓器，當(dāng)4端和3端輸入電壓為u時，在2端和1端感應(yīng)電壓也為u。從而使2端對地具有2u的電壓，這樣保證了傳輸線兩導(dǎo)線間的電壓恒為u，使傳輸線正常工作。從阻抗變換角度來看，它為1∶2的自耦合變壓器，所以阻抗變換關(guān)系為1∶4。對于圖1.3.9(a)所示的1∶4傳輸線變壓器，如果把輸入端和輸出端對調(diào)就成為圖1.3.10(a)所示的4∶1傳輸線變壓器，它把負(fù)載升高了4倍，以便與信號源匹配。

由于傳輸線兩根導(dǎo)線間的電壓為u，兩導(dǎo)線上的電流都為i，但方向相反，因此4∶1阻抗變換傳輸線變壓器的電壓、電流如圖1.3.10(a)所示。圖1.3.104∶1傳輸線變壓器(a)4∶1傳輸線變壓器;(b)4∶1傳輸線變壓器的變壓器形式等效電路由圖可知，加于RL兩端的電壓為uo，而流過RL的電流為2i，故存在uo=2iRL或i=uo/2RL，而傳輸線輸入端的等效電阻為R=2u/i，所以負(fù)載電阻經(jīng)傳輸線變壓器變換后，在變壓器輸入端等效電阻為(1.3.16)要求傳輸線的特性阻抗為(1.3.17)

4∶1傳輸線變壓器的變壓器形式等效電路如圖1.3.10(b)所示，它相當(dāng)于一個降壓的自耦變壓器。當(dāng)在1、4端作用有2u的電壓時，在1、3端和2、4端都得到電壓u，從而保證傳輸線兩導(dǎo)體間的電壓恒為u，使傳輸線正常工作。從阻抗變換角度來看，它是2∶1的自耦變壓器，所以阻抗變換關(guān)系為4∶1。

1.4功率合成與分配

1.4.1功率合成器

如果單個射頻有源器件輸出的最大功率不能滿足設(shè)計的要求，可以使用功率合成技術(shù)，把兩個或者多個射頻功率放大電路的輸出信號同相相加，提高射頻輸出功率。例如，每一個射頻功率放大電路的最大輸出功率為1W，如果把10個同樣的放大電路并聯(lián)起來，經(jīng)過功率合成網(wǎng)絡(luò)就可以獲得10W的射頻功率輸出。有源器件直接并聯(lián)使用對有源器件一致性的要求很高，直接把多個有源器件并聯(lián)使用會導(dǎo)致放大電路效率下降，穩(wěn)定性變差(一個有源器件的損壞，可能將導(dǎo)致整個放大電路不能使用)，而且輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計會更為困難。因此通常采用功率合成網(wǎng)絡(luò)和功率分配網(wǎng)絡(luò)并聯(lián)有源器件來實現(xiàn)輸出功率的增加。

1.單級功率合成放大電路

一個單級功率合成放大電路示意圖如圖1.4.1所示，輸入功率Pi被平均分配到N個放大電路，放大電路的功率增益為Gi(i=1，2，…，N)，輸入信號經(jīng)過多路放大器放大后，再利用功率合成網(wǎng)絡(luò)將射頻功率相加輸出。在功率合成網(wǎng)絡(luò)中，需要特別注意的是，功率合成時相位應(yīng)保證為同相相加形式。如果在功率合成時相位不一致，將不能實現(xiàn)同相相加，輸出功率會降低并有可能損壞有源功率器件。圖1.4.1單級功率合成放大電路示意圖

2.多級功率合成放大電路

一個多級功率合成放大電路如圖1.4.2所示，每兩個放大電路輸出的功率經(jīng)過第一級功率合成網(wǎng)絡(luò)相加在一起，每兩個輸出功率再經(jīng)過第二級功率合成網(wǎng)絡(luò)相加在一起，最后經(jīng)過多級合成后將相加的功率輸出。圖1.4.2多級功率合成放大電路示意圖

3.基于3dB耦合器的功率合成電路

在平衡放大電路中使用的3dB耦合器可以作為功率合成網(wǎng)絡(luò)，把兩個端口輸入的功率在一個端口輸出，電路原理圖如圖1.4.3所示。電路為上下對稱的兩部分，射頻輸入信號經(jīng)過3dB耦合器分為兩路，分別送入上、下兩路放大電路進(jìn)行放大，再送入3dB耦合器輸出。圖1.4.3基于3dB耦合器的功率合成電路

4.基于魔T型混合網(wǎng)絡(luò)的功率合成電路

采用傳輸線變壓器組成的具有頻帶寬、結(jié)構(gòu)簡單、損耗小的魔T型混合網(wǎng)絡(luò)來實現(xiàn)功率合成或功率分配具有如下特點：

①若有N個相同功率放大器，每個功率放大器為匹配負(fù)載提供額定的功率P1，則N個負(fù)載上得到的總功率為NP1。

②N個功率放大器彼此是隔離的。也就是說，當(dāng)任何一個功率放大器損壞時，不影響其余放大器工作，各自仍向負(fù)載提供自己的額定功率。③當(dāng)一個或數(shù)個功率放大器損壞時，負(fù)載上所得到的功率雖然下降，但下降會盡可能小。在最佳的情況下，減少值等于損壞放大器數(shù)目M與額定功率P1的乘積，即MP1。

魔T型混合網(wǎng)絡(luò)有4個端點，分別是A端、B端、C端(Σ端)和D端(Δ端)，將兩個同頻信號分別加到A、B端，可在C端(或D端)獲得倍增的輸出功率，稱為功率合成。功率合成分為同相功率合成(或稱零相合成)和反相功率合成(或稱π相合成)。一個用4∶1或1∶4傳輸線變壓器構(gòu)成的混合網(wǎng)絡(luò)如圖1.4.4所示，圖1.4.4(a)為反相功率合成電路，圖中為魔T型混合網(wǎng)絡(luò)，為1∶1平衡/不平衡變換器。兩個等值反相的同頻信號分別加在A端和B端，在D端合成功率，C端無輸出，稱為反相功率合成。由圖1.4.4(a)可知，通過兩個繞組的電流為

i=iA－iD=iD－iB

(1.4.1)

式中，iD為通過RD的電流，因而(1.4.2)(1.4.3)圖1.4.44∶1魔T型混合網(wǎng)絡(luò)功率合成電路(a)反相功率合成電路;(b)同相功率合成電路相應(yīng)地，通過RC的電流為

iC=2i=iA－iB

(1.4.4)

若iA＝iB，即兩功率放大器提供等值反相電流，則iD＝

iA＝iB，iC＝0。由圖可知，Tr1兩繞組上的電壓相等，都為uD/2，所以iC＝0，uC＝0，uA＝uB＝uD/2。這樣，兩個功率放大器輸出的反相等值功率在R