《射頻通信全鏈路系統(tǒng)設計》 課件 第5、6章 射頻通信發(fā)射機設計、射頻通信時鐘系統(tǒng)設計

射頻通信全鏈路系統(tǒng)設計馬文建等編著機械工業(yè)出版社第5章射頻通信發(fā)射機設計第5章射頻通信發(fā)射機設計學習目標熟悉射頻通信發(fā)射機指標體系，包括發(fā)射功率、頻譜帶寬、調制精度、發(fā)射雜散、發(fā)射互調、反饋校正等。掌握射頻通信發(fā)射機設計方法，能根據(jù)特定需求對指標進行預算和相關設計分解。知識框架5.1指標體系

5.2發(fā)射功率5.2.1指標定義5.2.2需求分析5.2.3設計分解5.3頻譜帶寬5.3.1指標定義5.3.2設計分析5.4發(fā)射雜散5.4.1指標定義5.4.2需求分析5.4.3設計分解5.5發(fā)射互調5.5.1指標定義5.5.2需求分析5.5.3設計分解5.6調制精度5.6.1指標定義5.6.2需求分析5.6.3設計分解5.7反饋校正5.7.1需求分析5.7.2方案設計5.7.3性能分析5.8綜合設計4.1指標體系射頻通信發(fā)射機指標體系主要包括發(fā)射功率、頻譜帶寬、調制精度、發(fā)射雜散、內外互調5大指標。其中，發(fā)射功率決定了設備的通信覆蓋范圍，基站通過設置不同功率等級調整發(fā)射功率，而終端則是通過與基站通信鏈路組成的大環(huán)功控動態(tài)調整其發(fā)射功率，這樣就保證各設備發(fā)射功率都具有一定的動態(tài)范圍，達到控制干擾和節(jié)約功耗的目的；頻譜帶寬的劇增是5GNR最為明顯的一大特點，極大提升了通信信道容量，即信道傳輸速率；調制精度體現(xiàn)了發(fā)射信號質量，決定了系統(tǒng)的最高調制階數(shù)，也進一步限制了信道容量；發(fā)射雜散包括帶內干擾和帶外干擾，內外互調則包括內互調和外互調，均主要用于頻譜限制，也就是保證發(fā)射信號的SNR，防止對其他頻段通信設備造成干擾。另外，發(fā)射通道通常還附帶有專門的反饋校正通道，用于發(fā)射前向信號ACLR、本振泄露、鏡像干擾等雜散的校正，以及發(fā)射功率的閉環(huán)控制和天線反向駐波檢測。5.2發(fā)射功率發(fā)射功率主要用于衡量發(fā)射機在特定帶寬內的最大發(fā)射功率，限制設備之間的通信距離。同時，也需要分析對應的功率精度、動態(tài)范圍和功率步進等指標。5.2.1指標定義機頂口功率和有效全向輻射功率一臺設備的發(fā)射功率通常有機頂口功率和有效全向輻射功率(EIRP)兩項指標：機頂口功率指發(fā)射機天線端口的發(fā)射功率TXPWR_OUT(單位為dBm)。對于基站設備來說，也就是RRU發(fā)射通道的輸出功率。有效全向輻射功率指發(fā)射機天線端口的發(fā)射功率TXPWR_OUT與給定方向上天線絕對增益(以各方向具有相同單位增益的理想全向天線作為參考，單位為dB)的疊加，即5.2發(fā)射功率5.2.1指標定義機頂口功率和有效全向輻射功率不同類型的通信設備在發(fā)射功率指標上有著不同的表達和測試方式，參考3GPP協(xié)議，基站設備分為BStype1-C、BStype1-H、BStype1-O和BStype2-O四種方式：(1)BStype1-C基站在FR1(450M~7.15GHz)頻段下的純傳導發(fā)射接口方式，即傳統(tǒng)RRU或RFU設備的連接方式。對于單個完整的發(fā)射通道，在天線連接器端口A處測量該基站設備的發(fā)射功率。如果有使用任何外部設備，比如功率放大器、濾波器或此類設備的組合，則需要在遠端天線連接器端口B處測量該基站設備的發(fā)射功率。因此，此類設備重點測試機頂口功率指標。BStype1-C發(fā)射接口方式5.2發(fā)射功率5.2.1指標定義機頂口功率和有效全向輻射功率(2)BStype1-H基站在FR1頻段下的傳導與輻射混合接口方式，整體結構包括收發(fā)器單元陣列(TRXUA，即傳統(tǒng)的RU或DU+RU設備)、射頻分配網絡(RDN)和天線陣列(AA)三部分，即5G設備的主角——AAU(有源天線單元)，測試節(jié)點包括收發(fā)器陣列邊界和輻射空口邊界兩部分。BStype1-H傳導與輻射混合接口方式

BStype1-H結構包含信號傳導和信號輻射，需同時測試機頂口功率和有效全向輻射功率兩項指標。5.2發(fā)射功率5.2.1指標定義機頂口功率和有效全向輻射功率(3)type1-O和BStype2-O相比BStype1-H，BStype1-O和BStype2-O同樣包含TRXUA、RDN和AA三部分，但此類設備的內部將這三部分緊密融合成了一個不可分割的整體，即各部分之間沒有定義任何內部接口，從而導致此類設備只能定義OTA，即重點測試有效全向輻射功率指標。FR1和FR2(24250M~52600MHz)頻段都有可能出現(xiàn)此類設備，當前FR2頻段更為普遍，5G毫米波設備就是一個很典型的例子。BStype1-O和BStype2-O空口輻射接口方式后面重點分析設備機頂口功率5.2發(fā)射功率5.2.1指標定義最大發(fā)射功率與功率精度由于廣域基站應用場景的多樣性，協(xié)議沒有對其最大發(fā)射功率進行限制，在實際應用中，主要以單通道60W(47.8dBm)和80W(49dBm)為主。雖然協(xié)議對基站發(fā)射功率精度約束在±2dB，但由于大功率場景下的功耗限制和設備集采性能比拼等因素，一般廠家會把廣域基站的功率精度控制在±1dB以內。傳統(tǒng)基站和終端設備發(fā)射功率限額對于終端，大多數(shù)頻段的最大發(fā)射功率都限制在等級3，即23dBm，個別頻段(比如n40/n41/n77/n78/n79)也有等級2，即26dBm，在現(xiàn)有功率等級上提高了3dB，主要用于增強工作于高頻段的上行網絡覆蓋性能。終端的功率精度一般都控制在±2dB，但由于頻段應用場景和頻段器件可實現(xiàn)性的差異，個別頻段將功率精度放寬至+2/-2.5dB，甚至+2/-3dB。5.2發(fā)射功率5.2.1指標定義動態(tài)范圍基站的發(fā)射功率動態(tài)范圍主要用于設置不同的功率等級，適配不同用戶的覆蓋范圍，無需快速動態(tài)調整，因此也稱為靜態(tài)功率等級調整范圍。終端根據(jù)接收到的參考信號強度完成路徑損耗計算，確定其上行發(fā)射功率，保證干擾和功耗的控制，需要快速動態(tài)調整。終端的動態(tài)范圍遠大于基站。子載波間隔越大，一般調制階數(shù)越高，要求的信噪比也就越大，動態(tài)范圍要求較小。對于基站來說，在大帶寬場景下，同樣為了保證足夠的信噪比，其動態(tài)范圍也會縮小。不同工作帶寬下的基站和終端發(fā)射功率動態(tài)范圍指標5.2發(fā)射功率5.2.1指標定義功率步進對于基站類設備，由于發(fā)射功率精度要求較高，一般會在架構上設計專門的反饋通道進行閉環(huán)功率控制。通過設置不同靜態(tài)功率等級，并利用衰減調整步進較小(＜0.1dB)的壓控衰減器VCA和數(shù)字域衰減，實現(xiàn)基站的閉環(huán)功率調整。對于終端類設備，由于發(fā)射功率精度要求較低，一般不會使用反饋通道專門進行自身閉環(huán)功率調整，而是與基站通信鏈路組成一個大的功率控制環(huán)路，動態(tài)控制衰減步進較大(≥0.5dB)的數(shù)控衰減器DSA和數(shù)字域衰減，實現(xiàn)終端的功率調整。5.2發(fā)射功率5.2.2需求分析對比5GNR基站和終端協(xié)議，終端有著更高的動態(tài)范圍，而基站有著更大的發(fā)射功率和功率控制精度，實現(xiàn)難度較大。此處以30kHzSCS、100MHz帶寬下，80W基站為例，進行其發(fā)射功率指標的需求分析：80W，即天饋口單通道輸出49dBm?？紤]到后級雙工器大約有1dB插損，則要求功放至少有50dBm的輸出能力。發(fā)射功率動態(tài)范圍24.3dB?？紤]到各級器件增益隨溫度(設備工作環(huán)境溫度一般在-40~+50℃)、批次、頻率變化存在一定波動，需要額外增加一部分動態(tài)，用于增益補償。發(fā)射功率精度±1dB，通過閉環(huán)功控實現(xiàn)。針對多用戶/載波場景，需在數(shù)字域考慮多載波合路，實現(xiàn)各載波功率動態(tài)調整。5.2發(fā)射功率5.2.3設計分解以典型射頻直采發(fā)射機為例(其他發(fā)射機架構類似)，給出了通道的功率控制節(jié)點，將整體鏈路拆分為數(shù)字增益、小信號增益、功放增益和后端衰減4個部分。典型射頻直采發(fā)射機通道功率控制節(jié)點考慮到小信號放大器輸出能力，一般將其固定在4dBm左右，則要求功放部分的增益為46dB。DAC輸出功率過大會產生較大失真，影響DPD性能；DAC輸出功率過小會影響其動態(tài)范圍，導致調制精度惡化。100MHz帶寬下的NR信號削波后的峰均比大約為8dB，數(shù)字預失真DPD拉伸4dB，功控誤差1dB，則要求DAC至少回退13dB。為了最大限度地發(fā)揮DAC的性能，此處將DAC接口電平固定在-13dBFs。5.2發(fā)射功率5.2.3設計分解功放模塊的輸入和輸出電平分別為4dBm和50dBm，則模塊增益為46dB。模塊典型實現(xiàn)架構包括驅動放大、前級功率放大和末級功率放大共3級放大器；隔離器用于防止由于輸出不匹配而產生的反射信號損壞放大器，以及外部干擾信號灌入產生較大的外互調失真；耦合器耦合前向發(fā)射信號，用于DPD校正和閉環(huán)功控。功放增益放模塊典型實現(xiàn)架構功放模塊鏈路增益預算5.2發(fā)射功率5.2.3設計分解假定DAC滿刻度輸出電平為4dBm，而小信號模塊輸入和輸出電平分別為-13dBFs和4dBm，則小信號模塊增益需求為13dB，理論上一級放大器即可實現(xiàn)，但考慮到溫頻補預衰、衰減器損耗、級間匹配衰減和濾波器衰減，分別大約為12dB、4dB、2dB和2dB，則要求小信號模塊實際增益為13+12+4+2+2=33dB，需要兩級放大器來實現(xiàn)。另外，為了優(yōu)化雜散抑制和平坦度調整等指標，一般還需要在小信號模塊上適當設計匹配和均衡等電路。小信號增益5.2發(fā)射功率5.2.3設計分解基帶信號通過通用公共無線接口(CPRI)將多個單載波信號送入數(shù)字中頻進行多載波合路；然后經過削波CFR處理，降低基帶信號較高峰均比對功放線性的要求；接著經過數(shù)字預失真DPD處理，用于滿足發(fā)射通道ACLR和頻譜模板等指標；最后通過多頻段均衡補償EQ后，送入DAC進行數(shù)模轉換，得到模擬信號。數(shù)字增益CPRI定標CPRI作為BBU和RRU的唯一數(shù)據(jù)接口，當前一般按照-13dBFs交流定標進行產品設計。多載波合路定標對于多載波場景，需要在合路時，對各載波的信號進行功率回退，保證合路后的功率定標為-13dBFs。發(fā)射通道數(shù)字中頻處理鏈路5.2發(fā)射功率5.2.3設計分解數(shù)字增益數(shù)字削波削波只降低數(shù)字域峰值功率，數(shù)字域均值功率保持恒定，具體需削減多少dB，一般需要考慮數(shù)字基帶信號峰均比、功放回退量和EVM等系統(tǒng)參數(shù)。過大的削波會引起信號EVM惡化，過小的削波會造成功放線性惡化，在設計時需根據(jù)系統(tǒng)需求和應用實現(xiàn)折中考慮。數(shù)字預失真為了充分提升功放效率，一般將其峰值功率壓縮點設計在-3dB左右，這樣會產生較大失真，因此需要在數(shù)字預失真DPD處理時，將峰值功率反向拉伸3dB?？紤]到功放批次差異和高低溫的影響，一般會預留1dB余量，將DPD反向拉伸量定標為4dB，則此時的輸出峰值功率為-1dBFs。多頻段均衡為了彌補濾波器邊緣和通道放大器等帶來的帶內增益波動，需要在DPD后對其進行均衡補償處理，一般設計±0.5dB的補償能力。DAC定標載波合路后的功率定標為-13dBFs，削波后的峰均比為8dB，DPD峰均比拉伸4dB，均衡功率補償0.5dB，則送入DAC的信號峰值功率為-0.5dBFs，預留0.5dB余量，這樣在保證DAC輸出不飽和的前提下，最大程度上利用其動態(tài)范圍。5.2發(fā)射功率5.2.3設計分解動態(tài)范圍基站發(fā)射動態(tài)主要用于發(fā)射靜態(tài)功率等級調整、溫度+批次+頻率變化帶來的增益補償和功放調壓后的增益補償。靜態(tài)功率調整協(xié)議要求24.3dB，此處至少按照25dB進行設計。溫度+批次+頻率帶來的增益補償小信號部分預計-4/+4dB；功放部分預計-5/+7dB；功控誤差預計±0.5dB，按照±1dB預算?？偣残枰?10/+12dB，即22dB動態(tài)范圍，常溫狀態(tài)下預衰10dB。功放調壓后的增益補償在小功率輸出時，可通過降低功放柵壓來降低功耗，提高功放效率，但會導致功放增益降低(大約2dB)，因此需要將常溫狀態(tài)下的預衰增加至12dB。綜上，功率調整需要25dB動態(tài)，增益補償需要24dB動態(tài)，預衰12dB，鏈路結構上需要兩級衰減器實現(xiàn)49dB的功率調整。5.2發(fā)射功率5.2.3設計分解增益調整由于數(shù)字域功率回退會降低DAC輸出信號信噪比，一般在模擬域實現(xiàn)增益粗調，數(shù)字域實現(xiàn)增益精調，即將增益調整主要放在模擬域，保證通道功率回退場景下的EVM指標。結合前面對發(fā)射動態(tài)范圍的分析，需要通過兩級衰減器來實現(xiàn)總共49dB的動態(tài)范圍。發(fā)射通道典型增益調整點5.2發(fā)射功率5.2.3設計分解增益調整整個發(fā)射通道共有6個調整點，每個調整點的功能如下：P1

調整每個載波的數(shù)字功率。用于動態(tài)場景，在載波合路之前，通過數(shù)字域調整對各用戶/載波進行增益實時補償，保證合路后的功率定標到-13dBFs。P2

調整載波合路和削波后的數(shù)字功率。與P1調整點相配合，如果P1對某些載波進行了衰減，P2則需要適當提高增益，保證所有載波的總功率達到DAC電平的最佳值。P3

補償發(fā)射前向功率統(tǒng)計值。在數(shù)字域實現(xiàn)發(fā)射功率的精調，彌補模擬域DSA的大步進功率調整帶來的誤差。P4

補償反饋通道功率統(tǒng)計值。在數(shù)字域對反饋通道隨溫度、批次、頻率變化產生的增益誤差進行補償。P5

補償發(fā)射通道隨溫度、批次、頻率變化帶來的增益波動。在模擬域使用DSA進行粗調補償，預衰12dB，衰減范圍不小于24dB。P6

調整發(fā)射功率等級。在模擬域使用VCA進行小步進增益衰減和閉環(huán)功控，衰減范圍不小于25dB。5.2發(fā)射功率5.2.3設計分解功率精度發(fā)射功率精度為±1dB，在設計過程中，主要結合增益做表和閉環(huán)功控來實現(xiàn)：增益做表需要對前向發(fā)射通道和反饋通道進行做表處理，包括溫度、頻率共2類補償表。其中，同一型號設備的溫度補償表一般固定，在研發(fā)階段提取，出廠時寫入即可。頻率補償表需要在設備出廠時做表校準，各個設備擁有其特定的一張頻率補償表。這兩類補償表屬于增益控制的基礎，做表數(shù)據(jù)的可靠性是發(fā)射功率精度控制的關鍵所在。閉環(huán)功控通過反饋通道對發(fā)射功率的調整實現(xiàn)閉環(huán)控制，反饋通道作為發(fā)射通道的標尺，其穩(wěn)定性和可靠性尤為重要。5.3頻譜帶寬關于頻譜帶寬的概念，一般有工作帶寬和瞬時帶寬兩種定義：工作帶寬通道能正常響應的整個頻率帶寬，對應協(xié)議指標里的占用帶寬。比如3GPP協(xié)議中的n78頻段，其發(fā)射工作帶寬為3300~3800MHz共500MHz的全帶寬頻段。瞬時帶寬通道瞬時同時工作的最大帶寬，對應協(xié)議指標里的通道帶寬。比如3GPP協(xié)議中的n78頻段，其發(fā)射最大瞬時帶寬為100MHz，遠小于該頻段的工作帶寬。在某些場景下，也可能出現(xiàn)瞬時帶寬與工作帶寬相等的情況，比如在5G頻段分配上，中國電信和中國聯(lián)通均占用n78中的子頻段，分別為3400~3500MHz和3500~3600MHz，工作帶寬和最大瞬時帶寬均為100MHz。5.3.1指標定義5.3頻譜帶寬由于頻率帶寬具有一定的普適性，此處對相關設計要點進行梳理，不對某條協(xié)議指標專門進行設計。5.3.2設計分析DAC速率為保證重建濾波器對DAC輸出信號鏡像干擾的抑制，通常采用提高DAC采樣率的方式進行插值操作，而在插值過程中會產生虛像雜散干擾，需要通過數(shù)字半帶濾波器予以濾除。數(shù)字半帶濾波器存在一定的過渡帶，從而導致數(shù)字速率必定大于信號工作帶寬，通常選擇1.2288倍的關系，比如122.88MHz數(shù)字速率最大實現(xiàn)100MHz信號帶寬的濾波處理。DAC過采樣插值濾波5.3頻譜帶寬5.3.2設計分析DPD校正為了校正功放的AM-AM效應，通常采用數(shù)字預失真DPD在數(shù)字域對發(fā)射信號進行反向拉伸處理，因此，需要發(fā)射通道帶寬足夠大，覆蓋發(fā)射瞬時帶寬的高階分量，滿足DPD校正需求。為了保證DPD算法性能，發(fā)射瞬時帶寬需要覆蓋3階，甚至5階的高階分量。比如3GPPn3和n78頻段最大瞬時帶寬分別為75MHz和100MHz，則發(fā)射通道帶寬需分別滿足375MHz和500MHz，對應的數(shù)字速率分別為460.8MHz和614.4MHz。顯然，從功耗、成本和DAC實現(xiàn)等角度來看，很難保證n78頻段的500MHz發(fā)射帶寬，當前一般只覆蓋2~3階的高階分量，這就限制了發(fā)射機在寬帶下的性能，并給DPD算法提出了更高的性能需求。5.3頻譜帶寬5.3.2設計分析特殊校正對于一些特殊場景，還需要考慮特殊校正的方式。以3GPPn1頻段零中頻發(fā)射機為例，一方面，DPD校正考慮到5階分量，則需要300MHz發(fā)射帶寬；另一方面，對于FDD頻段，如果收發(fā)隔離度較3GPPn1頻段零中頻發(fā)射機校正帶寬分析差，上行接收泄露到下行發(fā)射上，造成下行發(fā)射信號中帶有較大的上行接收信號，為保證發(fā)射帶外雜散指標，還需要對上行接收進行校正，即發(fā)射信號還需要覆蓋上行接收頻段1920~1980MHz。5.3頻譜帶寬5.3.2設計分析射頻通道帶寬射頻通道上的濾波器按照發(fā)射通道工作帶寬進行設計，濾除帶外雜散。對于其他器件，為預留高低溫、批次等帶來的波動，在器件帶寬設計上，需略大于通道工作帶寬，保證一定的設計余量。5.4發(fā)射雜散3GPP標準和國際電信聯(lián)盟(ITU)通過無用發(fā)射(Unwantedemissions)這個概念對發(fā)射雜散進行表征，包括帶外發(fā)射(Out-of-bandemission)和雜散發(fā)射(Spuriousemission)兩種雜散類型。5.4.1指標定義無線頻譜資源非常緊缺，每項業(yè)務、每個用戶只能獲得相對較窄的一段頻譜，要求各類無線發(fā)射設備必須在其必要的瞬時帶寬內傳遞信息，但客觀上瞬時帶寬以外也會產生一定的射頻雜散分量，而這些雜散分量對信息傳遞來說是無用的，會影響相鄰或其它頻段的無線傳輸業(yè)務。所以，必須對瞬時帶寬以外的雜散分量加以抑制。5.4發(fā)射雜散5.4.1指標定義帶外雜散帶外發(fā)射位于緊靠信道帶寬的外側，主要由發(fā)射機采樣、變頻、非線性等導致的頻譜擴展而引起的無用發(fā)射雜散。帶外發(fā)射是由ACLR和工作頻段無用發(fā)射(OBUE)指標進行約束規(guī)定，主要用于避免對旁邊信道產生較大干擾。其中，OBUE與3GPP38.101終端類設備中的頻譜模板(SEM)指標相對應。(1)ACLRACLR指標用于限制對鄰道和隔道的干擾。3GPP協(xié)議中，基站的ACLR指標要求明顯高于終端，后面主要以基站為例，對其指標進行介紹。3GPP協(xié)議中要求基站類設備的ACLR包括鄰道和隔道，均滿足45dB以上的抑制度，為保證產品的批次性，一般將設計指標拔高至50dB。基站類設備ACLR絕對限額值5.4發(fā)射雜散5.4.1指標定義帶外雜散(2)OBUE

基站類設備工作頻段無用發(fā)射OBUE指標定義示例5.4發(fā)射雜散5.4.1指標定義帶外雜散(2)OBUE3GPP協(xié)議中的OBUE指標同樣包含CategoryA和CategoryB兩類，n78頻段適用于CategoryB。根據(jù)基站類設備發(fā)射功率的不同，其OBUE指標也有不同的要求。下圖給出了廣域基站、中程基站和本地基站在n78頻段下的OBUE指標，可以看出，隨著基站發(fā)射功率的降低，OBUE指標也要求更加嚴格，但結合表5-1中廣域基站、中程基站和本地基站的功率限額值，具有高功率輸出的廣域基站的OBUE指標相對更為苛刻，后面主要以廣域基站為例，對其OBUE指標進行設計分析。3GPPn78頻段OBUE指標5.4發(fā)射雜散5.4.1指標定義帶外雜散(3)SEM

終端類設備頻譜模板SEM指標定義示例

5.4發(fā)射雜散5.4.1指標定義雜散發(fā)射雜散發(fā)射是在信道帶寬外某個或某些頻率上的雜散情況，限制在該頻段上的發(fā)射電平以確保不影響其他頻段的信息傳遞，此類雜散主要由發(fā)射諧波、寄生、互調或變頻產物引起。相比帶外發(fā)射指標，雜散發(fā)射約束的頻譜更寬。參考3GPP協(xié)議，雜散發(fā)射規(guī)定的頻率范圍覆蓋除工作頻段和(終端類設備為占用帶寬和)范圍以外的雜散水平?；绢愒O備雜散發(fā)射通用指標，有如下2點說明：低頻段頻譜資源相對更為緊張，用頻設備種類復雜繁多，因此隨著頻率的降低，雜散要求也逐步提高，避免干擾。CategoryB的雜散發(fā)射指標要求明顯高于CategoryA，原因在于不同的地域擁有不同的無線電管理法規(guī)，頻譜資源的分配情況也有所不同?；绢愒O備雜散發(fā)射通用指標5.4發(fā)射雜散5.4.1指標定義雜散發(fā)射對于FDD頻段的設備，還需要對接收頻段上的雜散作進一步的限制，下表為基站類FDD頻段設備雜散發(fā)射額外約束指標。相對中程基站和本地基站，廣域基站的接收靜態(tài)靈敏度指標的相對更高，因此對發(fā)射在接收頻帶內的雜散約束也更為苛刻?；绢怓DD頻段設備雜散發(fā)射額外約束指標5.4發(fā)射雜散5.4.1指標定義綜合對比ACLR、OBUE和SEM三個帶外發(fā)射指標都是用于限制有用參考信道對兩側近端信道的干擾水平，功能類似，但側重點有所差異，主要包含以下幾點：ACLR主要考察有用參考信道功率與鄰道和(或)隔道的平均功率之比，屬于相對值，單位為dB；而OBUE和SEM是將有用參考信道旁邊一定范圍內的頻譜雜散限制到一個或多個絕對功率值之下，屬于絕對值，單位為dBm。ACLR主要關注的是鄰道和隔道帶寬內的積分功率；而OBUE和SEM更關注有用參考信道旁邊一定范圍內的頻譜雜散點。OBUE限制了整個下行工作頻段，并向外擴展；而SEM是以占用帶寬為基礎，向外擴展。相對來說，OBUE比SEM(即基站類設備比終端類設備)關注更寬頻率范圍的帶外雜散。5.4發(fā)射雜散5.4.1指標定義綜合對比同樣以n78頻段(3300~3800MHz)中國聯(lián)通占用的3500~3600MHz，即最大100MHz瞬時帶寬為例，用于區(qū)分基站類設備的帶外發(fā)射和雜散發(fā)射指標(終端類設備與之類似)。在有用參考信道兩側近端，通過相對值ACLR指標和絕對值OBUE指標來共同限制對旁邊信道的干擾。3GPPn78(3.5G)頻段發(fā)射雜散要求示意如果設備ACLR指標余量不足，那OBUE很難達標。反之OBUE超標的話，并不一定意味著ACLR超標。5.4發(fā)射雜散5.4.2需求分析帶外發(fā)射結合前面對帶外發(fā)射指標的介紹，其包含的ACLR和OBUE指標主要受限于發(fā)射鏈路的非線性失真，其次考慮因混疊等產生的帶內雜散。此處同樣主要以基站類設備n78頻段100MHz帶寬為例，對帶外發(fā)射和雜散發(fā)射指標進行需求分析。(1)非線性失真結合IIP3和ACLR換算關系，根據(jù)要求的ACLR指標和信號峰均比PAPR計算出通道鏈路所需的IIP3，然后將此鏈路IIP3需求分配到DAC、射頻小信號、功放和DPD等個體性能上。(2)混疊雜散對于采用射頻直采架構的發(fā)射機，VCO頻率、RFDAC采樣率與有用信號之間各次混疊產生的雜散可能擊中帶內，發(fā)射通道濾波器很難濾除。在進行方案設計時，需要至少對7階以內的混疊雜散進行預算，根據(jù)預算結果進行RFDAC采樣率的優(yōu)化選擇。對于采用超外差架構的發(fā)射機，有用信號與本振信號各次混疊產生的雜散也可能擊中帶內，同樣需要至少對7階以內的混疊雜散進行預算，并根據(jù)預算結果進行本振頻點的優(yōu)化選擇。5.4發(fā)射雜散5.4.2需求分析雜散發(fā)射結合前面對雜散發(fā)射指標的介紹，雜散發(fā)射主要包括發(fā)射諧波、寄生、互調或變頻等產物，主要受限功放DPD校正能力和發(fā)射濾波器性能。對于落到DPD校正帶外的近端雜散，主要是3階以上的互調分量，這些雜散DPD無法校正，需要結合功放直通能力(一般具有-45到-60dBc抑制度)，根據(jù)最大發(fā)射功率和響應頻段的雜散要求，剩余抑制度由發(fā)射濾波器提供。對于遠端雜散，考慮到發(fā)射濾波器在高頻段抑制能力的下降，為簡化分析，除諧波外，一般需要在發(fā)射濾波器前就滿足空口的雜散發(fā)射指標，而發(fā)射濾波器需要為各次發(fā)射諧波提供20dB以上的抑制度。此處同樣主要以基站類設備n78頻段100MHz帶寬為例，對帶外發(fā)射和雜散發(fā)射指標進行需求分析。5.4發(fā)射雜散5.4.3設計分解發(fā)射雜散設計分解點主要包括DAC輸出、射頻小信號、功放和DPD校正性能。發(fā)射雜散設計分解5.4發(fā)射雜散5.4.3設計分解由于數(shù)字域成型濾波和DAC熱噪聲、時鐘抖動、非線性等因素影響，會使DAC輸出頻譜產生擴散，并存在一定雜散分量，在設計過程，主要考慮以下幾點：DAC輸出(1)非線性基于DAC輸出55dB以上的ACLR需求，根據(jù)DAC輸出信號的帶寬和峰均比，設計DAC的最大輸出功率，并考慮發(fā)射鏈路載波合路、DPD峰均比拉伸、均衡補償、溫度補償、頻率補償、批次補償和設計預留等因素，確定最終的DAC回退量。一般需要將DAC輸出功率控制在-13dBFS以下。結合三階互調和ACLR預算關系，即可得出對DACOIP3的指標需求。(2)混疊雜散混疊雜散包括超外差式發(fā)射機的M×Fs±N×IF形式，以及射頻直采發(fā)射機的M×Fs±N×RF形式。對于落入發(fā)射帶內(包括中頻帶內和射頻帶內)的混疊雜散，至少需要對7階以內的混疊進行預算。由于發(fā)射通道鏈路無法對帶內雜散提供抑制，因此需要DAC對帶內混疊雜散自身提供90dB以上的抑制度。對于落入帶外的混疊雜散，需要射頻小信號上的重構濾波器和天饋口的雙工器協(xié)作處理，提供合計90dB以上的抑制度。5.4發(fā)射雜散5.4.3設計分解DAC輸出(3)其他雜散對于落入發(fā)射帶內的其他雜散，同樣需要提供90dB以上的抑制度。另外，還需要考慮各類頻率的諧波是否擊中發(fā)射帶內。比如，對于bandn2頻段的超外差式發(fā)射機DAC采樣率為983.04MHz，其二次諧波擊中n2下行頻段(1930~1990MHz)。因此，此場景下需要對DAC自身采樣率諧波雜散泄露進行約束，并結合中頻段的重構濾波器和混頻器隔離度(針對超外差式發(fā)射機)進行抑制。(4)采樣帶寬由于發(fā)射通道的非線性會在信號通道的鄰道和隔道上產生3階和5階互調產物，影響帶外發(fā)射和雜散發(fā)射指標。通常DPD閉環(huán)校正算法，來抑制互調產物，而發(fā)射DAC的采樣帶寬決定了DPD算法的校正帶寬，DAC采樣率越寬，能抑制的互調產物階數(shù)越高，但帶來的是發(fā)射DAC實現(xiàn)難度和成本的劇增，因此，實際設計中，一般結合DAC成本、DPD算法性能、互調產物抑制需求等折中考慮。5.4發(fā)射雜散5.4.3設計分解射頻小信號射頻小信號主要包括重構濾波、上變頻(超外差式發(fā)射機和零中頻發(fā)射機)、小信號放大和衰減等電路，在設計過程，主要考慮以下2點：(1)非線性根據(jù)對發(fā)射鏈路各節(jié)點功率分配要求，射頻小信號輸出點的功率大約為4dBm。雖然射頻小信號互調造成的非線性失真可由DPD校正補償，但會導致進一步增加DPD算法模型的復雜度，綜合考慮，一般需要將射頻小信號的ACLR性能控制到50dB以上。結合三階互調和ACLR預算關系，即可得出對射頻小信號鏈路以及各器件的OIP3指標需求。(2)雜散對于超外差式發(fā)射機，需要重點考慮混頻器引入的M×N組合雜散，在設計中注意混頻器自身的組合雜散響應、中頻信號和本振信號的諧波抑制，以及混頻器IF/LO/RF端口的阻抗匹配。至少需要對7階以內的混疊進行預算，帶內雜散需自身提供90dB以上的抑制度，帶外雜散結合天饋口雙工器一起滿足90dB以上的抑制度。對于零/復中頻和射頻直采發(fā)射機，射頻小信號電路自身一般不會產生額外雜散，但仍需要考慮由于電源紋波抑制、本振泄露、鏡像抑制、本振自激等因素導致的雜散點。5.4發(fā)射雜散5.4.3設計分解功放和DPD校正性能功放和DPD校正性能屬于抑制發(fā)射雜散的重點和難點，在設計過程中，主要關注以下幾點：(1)非線性功放非線性主要考慮互調導致的鄰道和隔道干擾，以及功放自身導致的諧波干擾。結合下面對5GNRDPD高階互調校正能力的分析，需要進一步提升功放自身高階互調的抑制能力。對于功放諧波干擾，需結合功放自身諧波輸出能力和雙工濾波器對各次諧波抑制度，進行綜合設計，并預留足夠余量。5.4發(fā)射雜散5.4.3設計分解功放和DPD校正性能(2)DPD校正對于當前常用的高功率GaN功放，其三階互調直通抑制能力一般為30dB左右，五階互調直通抑制能力一般為45dB左右，則要求DPD校正分別提供20dB和5dB的校正性能。在5GNR之前，一般要求DPD至少校正到5階互調，即校正帶寬至少為信號最大瞬時帶寬的5倍。5GNRDPD寬帶校正局限性示意而對于當前的5GNR來說，F(xiàn)R1頻段的最大瞬時帶寬提高至100MHz，則要求校正帶寬至少為500MHz，此500MHz的帶寬對校正通道來說很難滿足，校正反饋通道一般只能提供3倍信道帶寬的校正能力，即只能對鄰道進行校正，而無法校正隔道。5.4發(fā)射雜散5.4.3設計分解功放和DPD校正性能(3)功放底噪信號在經過功放進行功率放大后，其信號底噪會嚴重惡化。在設計中，需要首先對功放自身的底噪能力進行評估。根據(jù)測試頻率點、腔體濾波器損耗、功放增益和輸出功率來設置信號源輸出信號的頻率和功率，信號源輸出信號的底噪受信號源自身性能限制，需要經過高品質因數(shù)的腔體濾波器，將測試信號頻率點兩邊的底噪降低至熱噪聲，然后送入功放，測試功放輸出信號在腔體濾波器的帶外功率即為功放自身的底噪性能。功放底噪測試方法5.5發(fā)射互調5.5.1指標定義發(fā)射外互調發(fā)射外互調性能是對發(fā)射機單元抑制有用信號和干擾信號互調產生非線性產物的能力衡量，干擾信號主要通過天線、RDN或天線陣列單元到達發(fā)射機。對于BStype1-C類設備，互調干擾信號是在天線口注入，而BStype1-H類設備的互調干擾信號是在收發(fā)器邊界接口TAB處注入。BStype1-H類設備的互調干擾信號包括共站干擾和設備類其他發(fā)射單元的干擾。發(fā)射外互調測試環(huán)境連接框圖干擾信號通過環(huán)形器注入到被測發(fā)射機的天線口(或TAB接口)，有用信號和干擾信號在發(fā)射機鏈路末端產生互調失真，送入頻譜儀進行標定測量。5.5發(fā)射互調5.5.1指標定義發(fā)射內互調發(fā)射內互調指標包含單通道連續(xù)或非連續(xù)載波聚合，以及多路單載波通道通過合路器實現(xiàn)多頻多模共天線合路兩種情況。其中，單通道載波聚合產生的互調產物主要通過DPD進行校正，考察DPD校正能力；多路單載波通道合路共天線產生的互調產物大小主要依靠合路器的隔離度，以及發(fā)射通道上功放和環(huán)形器的反向隔離度予以保證。發(fā)射內互調指標定義5.5發(fā)射互調5.5.2需求分析3GPP協(xié)議要求落在發(fā)射帶內的互調產物滿足發(fā)射雜散要求，落到接收帶內的互調滿足共站要求。反射外互調需要在天線口(或TAB接口)注入干擾信號，以BStype1-C類基站設備為例，對發(fā)射共址互調信號的要求進行了說明。值得注意的是，對于非連續(xù)載波聚合，干擾信號完全落入各載波單元之間的間隙中，干擾信號相對于載波單元的邊緣進行偏移。發(fā)射內互調根據(jù)發(fā)射通道頻率和功率的實際配置產生的互調產物滿足發(fā)射雜散要求即可。BStype1-C類基站設備發(fā)射共址互調信號要求5.5發(fā)射互調5.5.3設計分解發(fā)射外互調由于外部注入的干擾信號幅度低于有用信號30dB，因此對發(fā)射通道后級無源互調要求較低，而主要考慮反向灌入發(fā)射機功放輸入端的情況，由于發(fā)射機功放反向隔離度有限，干擾信號和有用信號同時送入功放輸入端，產生互調產物。比如，功放輸出功率為50dBm，干擾信號功率為50-30=20dBm，末級功放增益為17dB，反向隔離度為25dB，則末級功放輸入端有用信號和干擾信號功率分別為33dBm和-5dBm，根據(jù)發(fā)射雜散指標或落到接收帶內的互調產物要求計算出對末級功放互調性能的指標需求。如果末級功放自身互調性能有限，無法滿足需求，則可在末級功放輸出端增加隔離器，以提高整個功放模塊的反向隔離度，降低末級功放輸入端干擾信號的幅度。5.5發(fā)射互調5.5.3設計分解發(fā)射內互調對于單通道載波聚合場景，主要依靠DPD校正保證互調產物滿足發(fā)射雜散指標，而不同的載波聚合配置場景產生的互調失真度有所不同，即對DPD校正性能需求也有所差異。下圖給出了相同瞬時占用帶寬和相同發(fā)射總功率下的2載波拉開、3載波拉開和連續(xù)載波的互調失真對比。3種場景的瞬時占用帶寬都相同，則對DPD校正帶寬的需求基本一致，但由于總功率相同，2載波拉開下的單載波功率高于連續(xù)載波下的單載波功率，造成2載波拉開場景產生更大的互調失真，從而對DPD校正性能的需求更高。不同載波聚合配置下的互調產物分析5.5發(fā)射互調5.5.3設計分解發(fā)射內互調對于多路單載波通道通過合路器實現(xiàn)多頻多模共天線的應用場景，多個發(fā)射機經過多工合路器合路后發(fā)射出去，產生互調失真的因素主要有以下兩點：由于合路器輸入端口間的隔離度有限，且端口阻抗不完全匹配會引起信號反射，造成各發(fā)射通道載波信號會泄露到其他發(fā)射通道，與其一起送入功放，產生互調失真。圖(b)中發(fā)射通道1輸出的載波1會泄露到發(fā)射通道2的功放輸入端，與載波2一起送入功放產生互調產物。此種情況下，如果合路器兩輸入端口之間能提供30dB的隔離度，其設計場景就與發(fā)射外互調類似。如果合路器兩輸入端口之間的隔離度低于30dB，則需要進一步提升對末級功放模塊反向隔離度的需求。由于送入合路器的各載波信號等幅、高功率，經過后級濾波器和天線等無源器件會產生無源互調(PIM)，特別是對于FDD雙工模式，無源互調產物可能擊中接收頻帶，影響接收靈敏度。實際設計中，應盡量使用低無源互調的器件，必要時可適當壓縮發(fā)射功率，降低無源互調。5.6調制精度5.6.1指標定義調制精度是衡量射頻通信系統(tǒng)的總體性能指標，通常使用誤差矢量幅度EVM來表征。理想發(fā)射機發(fā)送信號的星座點都在固定的理想位置，但是由于相位噪聲、幅相誤差、非線性失真、雜散干擾等多重影響，導致實際的星座點與理想位置存在一定的偏移，EVM就是用于測量信號星座圖上實際測量信號與理想信號之間的偏移量。3GPP定義測量EVM的基本單元可以從時域和頻域兩個層面進行評估，數(shù)值上等于誤差向量平均功率與參考信號平均功率之比的平方根：T為1個slot的持續(xù)時間，通常使用10ms無線幀的時間進行平均，降低參考信號噪聲影響；F(t)為信號帶寬內所有RB信號；I(t,f)為測試設備根據(jù)約定的發(fā)射模型重構的理想信號；Z’(t,f)為實際測量信號。5.6調制精度5.6.1指標定義對于高斯白噪聲信道環(huán)境，SNR可表示為結合EVM的定義，可表示為分母可被視為理想星座圖中歸一化能量，分子可被視為由高斯白噪聲引起的實際信號與理想信號在星座圖上的差值對于高斯白噪聲，當T遠大于N時，所測符號的星座圖分布在理想符號的周圍，其平均功率近似等于理想符號的功率，則有最終可推導出EVM和SNR之間關系為5.6調制精度5.6.2需求分析3GPP協(xié)議對高階調制的EVM指標需求，越高的調制階數(shù)，數(shù)據(jù)速率越高，相應的系統(tǒng)對EVM指標要求也越高。為防止批次波動、高低溫等極限場景造成的影響，且保證產品的市場競爭力，一般會在3GPP協(xié)議指標基礎上進行一定的拔高。比如，對于常用的64QAM調制方式，協(xié)議要求8%的EVM，產品設計指標一般控制在5%以內。3GPP協(xié)議對高階調制的EVM指標需求5.6調制精度5.6.3設計分解影響發(fā)射通道EVM指標的因素很多，以零中頻發(fā)射機為例，主要包括相位噪聲、本振泄露、I/Q幅相不平衡、通道幅度波動、通道群時延波動、數(shù)字削波、ACLR等。這些影響因素可近似認為是獨立不相關的，在EVM的分析計算時，可分別考慮?？偟腅VM可表示為5.6調制精度5.6.3設計分解一個無噪聲的符號可表示為相位噪聲

相位誤差引入的EVM為

5.6調制精度5.6.3設計分解將積分相位噪聲角度轉換為積分相位噪聲功率，并對本振相位噪聲進行優(yōu)化處理。通?？蓪⒎e分相位噪聲控制在0.7°以內，相位噪聲對總的EVM的貢獻小于1.3%。相位噪聲使用MATLAB工具，調用“EVMMeasurementof5GNRPUSCHWaveforms”仿真實例，對5GNR上行物理共享信道(PUSCH)波形的EVM進行仿真評估，仿真框圖如圖5-24所示，引入了相位噪聲和I/Q不平衡(包括增益和相位)兩個EVM影響因素。本振相位噪聲對EVM影響理論分析5GNRMATLABEVM仿真框圖5.6調制精度5.6.3設計分解基于G-FR1-A1-7(FR1頻段，DFT-s-OFDMNR信號，QPSK調制，15kHz子載波間隔，10個RB，即5MHz帶寬)固定參考信道(FixedReferenceChannels,FRC)進行EVM測試。在評估相位噪聲對EVM影響時，關閉I/Q不平衡影響因素。相位噪聲隨著工作頻率的升高，相同時鐘鎖相環(huán)產生的本振相位噪聲會逐漸惡化，特別是FR2頻段，本振相位噪聲對總的EVM的貢獻占比顯著增大。5GNR中引入了專門的相位跟蹤參考信號PTRS進行相位噪聲補償，降低FR1高頻段和FR2全頻段對本振相位噪聲的需求。本振相位噪聲對EVM影響仿真分析5.6調制精度5.6.3設計分解

載波泄露經過一個載波頻率為的正交調制器后，其輸出信號可表示為

經過QEC校正后的本振泄露一般能達到-45dBc的抑制度，對應的EVM為0.56%，遠小于5%，即校正后的本振泄露對總的EVM貢獻很小。5.6調制精度5.6.3設計分解

I/Q增益不平衡I/Q增益不平衡對總的EVM影響表達式為考慮正交調制器的輸出波形與理想調制器輸出波形的差，可得到I/Q增益不平衡對EVM影響分析如果將I/Q增益不平衡控制在0.1dB以內，則其對總的EVM的貢獻小于0.58%。5.6調制精度5.6.3設計分解

I/Q相位不平衡I/Q相位不平衡對EVM影響分析簡化后如果將I/Q相位不平衡控制在0.5°以內，則其對總的EVM的貢獻小于0.44%。5.6調制精度5.6.3設計分解通道波動包括通道幅度波動和通道群時延波動，濾波器是導致通道波動的主要因素。根據(jù)通道波動的構成，其對EVM的影響可量化表示為通道波動幅度波動相位波動為了簡化相位波動特征，經過通道產生的群時延波動可被近似為正余弦曲線形式，信號群時延可表示為5.6調制精度5.6.3設計分解

通道波動

假定群時延在通帶內隨頻率變化的斜率恒定，則群時延斜率常數(shù)定義示例

5.6調制精度5.6.3設計分解

通道波動以16QAM調制，30MHz通道帶寬，2MHz群時延分析頻率進行仿真。如果群時延波動控制在7ns以內，且群時延斜率常數(shù)控制在0.7ns以內，則其對總的EVM的貢獻小于1%。群時延波動對EVM影響仿真分析單從仿真結果來看，系統(tǒng)對濾波器群時延性能要求較高，一般很難達到。事實上，整個通道帶寬內的EVM是取通道帶寬內各資源塊RBEVM的平方平均，即5.6調制精度5.6.3設計分解典型例子：在頻域上，每個RB是由12個子載波構成。對于15kHz的子載波間隔，1個RB是180kHz。10MHz帶寬有50個RB，1.4MHz帶寬有6個RB。如果在某一小段頻率范圍內存在較大群時延波動，1.4MHz帶寬下有50%的RB存在EVM惡化，而10MHz帶寬下只有10%的RB存在EVM惡化，因此10MHz帶寬下的EVM就明顯優(yōu)于1.4MHz帶寬下的EVM。另外，由于濾波器邊緣頻點一般存在較大的增益波動，導致邊緣頻點的群時延波動存在一定惡化，在實際工程設計中，一般將濾波器邊緣頻點的EVM單獨進行評估計算。通道波動不同帶寬下群時延波動對EVM的影響5.6調制精度5.6.3設計分解值得注意的是，在通信鏈路中一般會設計通道均衡器，特別是群時延均衡，很大程度上降低了濾波器群時延波動對EVM的影響。另外，通道上一般還會進行頻率增益補償和通道增益均衡，這樣也就基本消除了通道幅度波動對EVM的影響?？偟膩碚f，在實際工程設計中，一般需要將通道帶寬內的幅度波動控制在1dB以內(頻率增益補償后)，計算每個RB群時延波動的EVM和整個通道帶內的EVM，并控制在1%以內，然后結合通道均衡算法，最終基本可將通道波動對EVM的貢獻控制在0.8%以內。通道波動5.6調制精度5.6.3設計分解根據(jù)削波算法，多載波合路后按照-13dBFs定標，信號峰均比PAPR接近13dB。通過數(shù)字削波算法，將信號峰均比PAPR壓縮至8dB左右，EVM惡化大約3%。隨著發(fā)射功率的回退，數(shù)字削波的力度將逐步減退，對EVM的貢獻量也隨之降低。數(shù)字削波5G網絡使用的OFDM信號具有較高的峰均比PAPR，對發(fā)射鏈路的非線性非常敏感，其結果是由于子載波間干擾引起的帶內失真會對EVM產生較大影響，同時由于頻譜再生會引起頻譜帶外泄露。在OFDM發(fā)射機設計中，功放通常是非線性的瓶頸，功放的線性指標一般由高階調制星座圖最低的EVM決定，或者主要由發(fā)射機帶外頻譜模板決定。為降低非線性對EVM影響，一般要求功放相對于其1dB壓縮點有足夠的回退，并結合數(shù)字預失真技術保證ACLR指標。ACLR指標可近似看作發(fā)射通道SNR，即EVM。經過數(shù)字預失真DPD后的ACLR協(xié)議要求45dB，對應的EVM為0.56%，遠小于5%，即滿足協(xié)議要求的ACLR對總的EVM貢獻很小。ACLR5.6調制精度5.6.3設計分解設計總結發(fā)射通道EVM預算指標分解5.7反饋校正在設計發(fā)射通道的同時，一般需要配套反饋通道，主要應對DPD校正、閉環(huán)功控和天線駐波檢測等場景，與之對應的反饋通道類型包括前向反饋通道和反向反饋通道。前向反饋耦合器和反向反饋耦合器位于發(fā)射機中的位置前向反饋通道主要用于DPD校正和閉環(huán)功控。前向反饋信號是從功放輸出口耦合獲取，經過通道合路、衰減/放大、下變頻后送入ADC采樣，計算得到天線口的輸出功率，進行功率精度校正補償，并同步送入DPD算法進行非線性校正補償。DPD算法要求反饋通道將功放輸出的寬帶信號盡可能無失真地處理與采樣。反向反饋通道主要用于天線駐波檢測，計算發(fā)射端口的駐波比。反向反饋是從雙工濾波器耦合天線反射回來的信號，經過通道切換開關、衰減/放大、下變頻后送入ADC采樣，計算得到天線口的反向功率，然后與天線口的輸出功率(前向功率)相減即可得到天線口的回波損耗，從而得到天線口的駐波比，實現(xiàn)天線駐波檢測。天線駐波檢測主要應用于BStype1-C類設備，即傳統(tǒng)RRU(或RFU)與天線分離的設備。而對于BStype1-H、BStype1-O和BStype2-O類設備，采用陣列天線，且通道數(shù)較多，為簡化電路，一般會舍棄天線駐波檢測功能。5.7反饋校正(1)通道帶寬反饋通道帶寬包括射頻小信號通道帶寬和ADC采樣帶寬。根據(jù)前面發(fā)射雜散對DPD校正算法的分析，DPD算法的校正性能隨反饋通道的帶寬增加而提升，通常要求反饋通道的帶寬為發(fā)射通道最大瞬時占用帶寬的3倍及以上。5.7.1需求分析反饋通道作為一個標定系統(tǒng)，本質上屬于寬帶接收機，用于無失真的測量功放輸出口和天饋口的信號特征。下面主要根據(jù)反饋通道的應用場景進行相關需求分析。DPD算法校正需求(2)通道失真度

DPD算法要求反饋通道具備盡可能小的失真度，主要包括帶內(幅度和相位)平坦度和非線性兩個方面。反饋通道必須在整個校正帶寬內具備幾乎恒定的幅度響應和線性相位響應，即最優(yōu)的幅度平坦度和群時延波動，以保證反饋信號經過反饋通道采樣后在幅度和相位上幾乎無失真。另外，DPD算法是基于發(fā)射通道非線性器件模型進行非線性校正，因此要求反饋通道需要具有足夠高的線性度。(3)信號SNR反饋通道采樣信號的SNR越高，DPD校正算法性能越好。在反饋通道增益的設計上，需要分析不同發(fā)射功率等級，既要保證小功率等級下的反饋SNR，又要降低滿功率下反饋通道的非線性失真。5.7反饋校正(1)功率測量的穩(wěn)定性為保證發(fā)射機功率精度在高低溫下的性能，通常需要對前向反饋通道進行固定的溫度補償，這就要求前向反饋通道鏈路盡量簡單，減少元件數(shù)量，并保證良好的溫度一致性。另外，應盡量避免外部或內部干擾信號對前向反饋信號功率測量的影響，保證反饋通道與其他干擾源具有足夠高的隔離度。5.7.1需求分析閉環(huán)功控校正需求在實現(xiàn)發(fā)射通道閉環(huán)功控校正時，需要使用前向反饋通道實時測量發(fā)射功率大小，結合對發(fā)射增益調整的分析，當測量到的功率低于目標功率時，需要減小VGA的衰減量；當測量到的功率高于目標功率時，需要增大VGA的衰減量。通過采用此種閉環(huán)控制的方式，保證發(fā)射通道的功率精度。為滿足閉環(huán)功控校正的需求，系統(tǒng)對前向反饋通道的要求主要體現(xiàn)在功率測量的穩(wěn)定性、準確性和可控性上：5.7反饋校正(3)功率測量的可控性前一條強調了小功率場景下的發(fā)射功率精度，為保證前向反饋信號SNR，需要在小功率場景下適當提高反饋通道的增益，在實際設計中，可通過可調增益衰減或開關增益切換的方式進行反饋通道增益的調整，以保證整個發(fā)射動態(tài)范圍內的功率精度。5.7.1需求分析閉環(huán)功控校正需求(2)功率測量的準確度為保證發(fā)射機在整個功率等級下(或動態(tài)范圍內)的發(fā)射功率精度，需要提高前向反饋信號的SNR，保證功率測量的準確性。特別是在小功率場景下，要求反饋通道的底噪盡可低，并適當提高反饋通道的增益，保證前向反饋信號的SNR。前向反饋通道開關增益切換5.7反饋校正5.7.1需求分析天線駐波檢測需求在實際設計中，為簡化反饋校正電路，一般會將反向反饋與前向反饋共用一個反饋校正通道，通過射頻開關實現(xiàn)兩種反饋信號的切換。為避免前向反饋信號與反向反饋信號之間相互影響，需要保證兩個信號之間具有40dB以上的隔離度，通常會采用開關級聯(lián)的方式，減小兩個信號之間相互干擾對反饋校正性能和駐波檢測精度的影響。前向反饋和反向反饋共用反饋校正通道另外，為進一步抑制天線口反灌的帶外強干擾對反向反饋信號測量的影響，一般會在反向反饋通路上放置SAW濾波器，以避免強干擾信號引起的天線駐波告警誤觸發(fā)。5.7反饋校正5.7.2方案設計架構選擇反饋通道的架構與接收機類似，主要包括超外差、零中頻和射頻直采。根據(jù)5.7.1節(jié)對反饋校正的需求分析，并前面對幾種架構的對比，分別對這幾種反饋架構進行分析介紹：

5.7反饋校正5.7.2方案設計架構選擇(2)零中頻反饋零中頻架構整體相對簡潔，但零中頻接收機的直流和鏡像雜散是其架構的固有問題，必須加入I/Q校正處理算法，特別是發(fā)射小信號下的校正場景，需要保證反饋ADC采樣信號具有足夠高的SNR。

5.7反饋校正5.7.2方案設計鏈路設計(1)單頻單通道單頻單通道的反饋方案是指每個發(fā)射通道都有各自獨立的反饋通道，可實現(xiàn)多個發(fā)射通道同時校正。對于1T2R或2T4R的設備，發(fā)射通道數(shù)少，可以每個發(fā)射通道單獨配置一個反饋校正接收機。(2)單頻共通道單頻共通道的反饋方案是指多個發(fā)射通道共享一個反饋通道，通過時間切片的方式依次循環(huán)對各發(fā)射通道進行校正。對于4T以上的設備，為簡化整體電路，一般都會采用共享反饋校正接收機的方案。在共通道方案中，可通過開關級聯(lián)方式提高SPDT通道切換開關的隔離度，降低通道間的干擾，保證校正性能。5.7反饋校正5.7.2方案設計鏈路設計(3)多頻單通道多頻單通道的反饋方案是指多個頻段通過功分器分開，且各反饋通道完全獨立，可實現(xiàn)多頻段同時校正。該方案實現(xiàn)簡單，但需要雙倍的AD采樣和數(shù)字處理資源。(4)多頻共通道多頻共通道的反饋方案是指多個頻段通過功分器分開濾波后，又共享一個反饋通道，通過時間切片的方式依次循環(huán)對各頻段信號進行校正。該方案會增大時間控制復雜度，但可極大簡化AD采樣和數(shù)字處理資源。5.7反饋校正5.7.3性能分析帶寬分析反饋通道的帶寬主要來自于DPD校正算法的需求，而反饋通道的帶寬又主要受限于反饋ADC的采樣率。對于LTE4G及之前的應用，一般都屬于窄帶發(fā)射，比如早期RFU最大僅支持20MHz的瞬時帶寬，100MHz的DPD校正帶寬即可覆蓋5階互調產物，且5階互調產物部分會落在雙工器帶外，通過DPD算法和雙工器抑制，很容易滿足互調抑制需求。但對于當前的5GNR時代，發(fā)射通道瞬時帶寬的增加加劇了對反饋通道校正帶寬的需求，主要體現(xiàn)在兩個應用場景上：反饋通道的設計與寬帶接收機的設計類似，但反饋通道適當弱化了噪聲系數(shù)這一性能指標，而進一步強調了帶寬、平坦度、線性度和信噪比指標的重要性。5.7反饋校正5.7.3性能分析帶寬分析(1)單載波寬帶發(fā)射單載波寬帶發(fā)射對反饋校正帶寬的需求示意3GPP協(xié)議規(guī)定工作于FR1和FR2頻段的信號帶寬最大分別為100MHz和400MHz，以bandn257(26500~29500MHz)400MHz帶寬為例，給出了單載波寬帶發(fā)射對反饋校正帶寬的需求。如果要DPD反饋校正算法覆蓋5階互調產物，則反饋ADC需要具備2GHz的采樣帶寬，結合當前主流RFIC的帶寬規(guī)格，最大帶寬只能到1.2GHz，即只能覆蓋3階互調產物。因此，對于單載波寬帶(200MHz以上)發(fā)射場景，DPD反饋校正算法一般只覆蓋3階互調產物，即只保證鄰道ACLR性能，隔道ACLR性能則通過以下3種方案來保證：提高功放自身性能，優(yōu)化高階互調指標；限制發(fā)射工作帶寬，通過射頻濾波器進行抑制；提高反饋ADC采樣帶寬，覆蓋高階互調產物。5.7反饋校正5.7.3性能分析帶寬分析(1)多載波拉開發(fā)射多載波拉開互調產物擊中接收頻段以bandn3FDD頻段為例，多載波拉開后，互調產物擊中接收頻段的場景。兩個載波帶寬均為20MHz，分別配置到bandn3下行發(fā)射頻段的最高和最低頻點上，兩個載波信號發(fā)生互調，其3階和5階互調產物均擊中bandn3上行接收頻段，從而惡化接收靈敏度。一般可通過提高雙工器TX到RX的隔離度，減小天線端口的反射，以及提高DPD反饋校正來保證。在多載波拉開場景下允許接收靜態(tài)靈敏度適當惡化，以惡化3dB為例，落在接收頻段內的互調產物需控制在-97.7dBm/5MHz以內，如果發(fā)射通道功率為60W(47.8dBm)，假定功放直通下的三階互調抑制水平為20dB，粗略計算雙工器需要提供TX到RX的隔離度為(47.8-20)-(-97.7)=125.5dB。校正帶寬至少覆蓋1710~1920MHz共210MHz。5.7反饋校正5.7.3性能分析雜散分析同通用接收機雜散分析類似，反饋通道也有鏡像干擾、混疊雜散、直流偏移、VCOpulling等問題，設計分析方法與通用接收機基本一致，但反饋通道在用于前向零中頻發(fā)射通道本振泄露和鏡像干擾校正時，相對比較特殊，可能存在校正效果不理想的情況。在零中頻直流偏移反饋校正鏈路設計過程中，為節(jié)約電路尺寸和成本，一般會選擇發(fā)射和反饋共本振，比如，發(fā)射和反饋使用相同的本振頻率，發(fā)射通道的本振泄露在反饋通道輸出端顯示為直流。由于反饋電路中元件的匹配差異，反饋通道自身輸出還具有一定的直流偏移。因此，反饋通道輸出的直流分量包含自身鏈路不匹配和發(fā)射通道本振泄露兩部分，從而惡化發(fā)射通道本振泄露的校正性能。在實際應用中，通常采用發(fā)射和反饋獨立本振的方案，比如，反饋使用不同的本振頻率進行觀測，從而將反饋路徑中自身的直流偏移從發(fā)射本振泄露的觀測結果中分離出來。5.7反饋校正5.7.3性能分析雜散分析零中頻直流偏移反饋校正框圖5.7反饋校正5.7.3性能分析雜散分析由于反饋通道與發(fā)射通道的本振頻率不同，則在反饋接收中，發(fā)射本振泄露信號不會以直流形式出現(xiàn)，而是等于反饋本振與發(fā)射本振的頻率差值。反饋通道自身的直流偏移仍以直流形式出現(xiàn)，從而實現(xiàn)反零中頻發(fā)直流偏移反饋校正頻率分離實現(xiàn)原理反饋直流偏移與發(fā)射本振泄露測量結果的完全分離。右圖以簡化的單一混頻架構說明了這一實現(xiàn)原理，在反饋接收機之后，通過數(shù)字頻移的方式，將發(fā)射本振信號移動到直流上，然后通過發(fā)射本振泄露校正算法進行校正處理。5.8綜合設計傳統(tǒng)4T4R廣域基站類設備典型發(fā)射架構整體架構發(fā)射和反饋均采用射頻直采架構，F(xiàn)DD雙工模式，通過腔體雙工器實現(xiàn)收發(fā)共天線，鏈路中通過1個多功能集成FEM來簡化發(fā)射鏈路結構，縮小設備尺寸。發(fā)射信號由RFDAC直接采樣輸出，經過帶通濾波器濾除各階混疊雜散完成信號重構，并實現(xiàn)差分到單端的轉換；濾波重構后的信號依次經過數(shù)控衰減DSA、第一級預放、壓控衰減VCA、第二級預放以及第一級驅放，完成小信號部分的處理，主要包括小信號放大和提供足夠大的增益調整范圍；經過放大后的小信號送入功放模塊進行功率放大，采用Doherty架構，并在功放輸出端進行前向反饋耦合，實現(xiàn)發(fā)射信號的校正；最后將功率放大后的信號送入雙工器，進行帶外抑制，并通過天線完成信號發(fā)射。反饋通道包括前向反饋和反向反饋，采用單頻共通道(兩路發(fā)射通道共用一路反饋通道)的鏈路結構。另外，由于鏈路中集成FEM是雙通道的，需要注意FEM內部兩通道間的隔離度指標，減小通道間的干擾。5.8綜合設計傳統(tǒng)4T4R廣域基站類設備典型發(fā)射架構發(fā)射功率進行發(fā)射鏈路各部分增益設計，包括數(shù)字增益、小信號增益、功放增益和后端衰減4部分。為滿足靜態(tài)功率等級調整和溫度、頻率、批次等補償，需要在小信號增益部分設置可控衰減器進行增益控制粗調，并結合數(shù)字域增益調整，實現(xiàn)發(fā)射功率的高精度控制。數(shù)字增益和小信號增益部分，需要保證盡可能高的功率回退，避免出現(xiàn)較大的非線性失真，影響反饋DPD校正。另外，后端輸出雙工器需要在保證抑制度的前提下，盡可能降低插入損耗，減輕對功放輸出能力的需求，從而降低設備功耗。頻譜帶寬考慮DPD校正算法對發(fā)射帶寬的需求，主要受DAC速率限制，一般需要覆蓋3階及以上的互調分量。另外，還需要考慮FDD雙工模式接收泄露到發(fā)射，影響發(fā)射帶外雜散指標，以及多載波拉開等一些特殊場景對發(fā)射帶寬的需求。5.8綜合設計傳統(tǒng)4T4R廣域基站類設備典型發(fā)射架構發(fā)射雜散包括帶外發(fā)射和雜散發(fā)射兩種雜散類型。其中，帶外發(fā)射主要限制頻譜近端雜散，由ACLR和OBUE指標進行約束；雜散發(fā)射主要限制頻譜遠端雜散，約束更寬的頻譜范圍。在設計中，主要分析混疊和混頻雜散、非線性互調和諧波雜散，通過合理的頻率設計、DPD校正以及濾波器抑制等手段進行處理。發(fā)射互調包括內互調和外互調兩種類型。其中，內互調屬于常規(guī)互調場景，即多個發(fā)射載波進行聚合或者合路產生的互調，而外互調則是有用發(fā)射信號與外部侵入的干擾信號產生的互調。在設計中，內互調主要依靠DPD校正和降低PIM來保證，外互調主要依靠增加隔離度，降低外部侵入的干擾信號功率來保證。5.8綜合設計傳統(tǒng)4T4R廣域基站類設備典型發(fā)射架構調制精度影響接收解調最為關鍵的一項指標。在設計中，根據(jù)EVM需求指標，依次對每個影響因素逐一進行設計分解，重點考慮相位噪聲和數(shù)字削波對整體EVM的影響(不同架構可能有所差異)。反饋校正包括前向反饋通道和反向反饋通道兩類。其中，前向反饋主要用于發(fā)射校正，包括增益控制、DPD校正、本振泄露和鏡像干擾校正等。反向反饋主要用于天線駐波檢測(此處未顯示)。在設計中，注意反饋通道的穩(wěn)定性設計，前向反饋需要有足夠大的校正帶寬，并保證各校正通道間具有足夠大的隔離度，避免相互影響。5.8綜合設計傳統(tǒng)4T4R廣域基站類設備典型發(fā)射架構5.8綜合設計傳統(tǒng)2T4R終端類設備典型發(fā)射架構整體架構TDD雙工模式，零中頻架構，終端小功率信號，通過介質濾波器代替腔體濾波器完成帶外抑制，兩路接收(RX0和RX1)與2路發(fā)射共用前端器件，通過環(huán)形器和TDD開關來共同實現(xiàn)收發(fā)共天線。發(fā)射信號由零中頻RFIC直接輸出，帶有一定的本振泄露和鏡像干擾，通過RFIC內部和外部反饋的QEC實現(xiàn)校正；RFIC輸出信號依次經過差分轉單端(注意寬帶匹配)、第一級預放、第一級數(shù)控衰減DSA、第二級預放和第二級數(shù)控衰減DSA，完成小信號部分的處理，由于終端的發(fā)射精度需求相對較低，考慮到控制的便捷性，此處使用數(shù)控衰減DSA替代了壓控衰減VCA；經過放大后的小信號送入功放模塊進行功率放大，采用雙管功率合成的平衡放大架構，在功放輸出端進行前向反饋耦合，實現(xiàn)發(fā)射信號的校正。在一些設計中，可能會直接去掉此前向反饋耦合器，在出廠時通過做表寫入DPD校正參數(shù)，采用離線校正方案，而發(fā)射功率直接采用與基站通信鏈路組成的大環(huán)功控進行動態(tài)調整。功率放大后的信號送入環(huán)形器，實現(xiàn)收發(fā)并線，然后通過介質濾波器進行帶外抑制，最后經過校正耦合器、天線選發(fā)開關和收發(fā)天線完成信號發(fā)射。5.8綜合設計傳統(tǒng)2T4R終端類設備典型發(fā)射架構謝謝大家！射頻通信全鏈路系統(tǒng)設計馬文建等編著機械工業(yè)出版社第6章射頻通信時鐘系統(tǒng)設計第6章射頻通信時鐘系統(tǒng)設計學習目標了解時鐘同步的概念、技術原理(包括GNSS同步、SyncE同步、PTP同步和空口同步)以及相關應用挑戰(zhàn)。理解時鐘抖動與相位噪聲的指標定義，掌握兩者之間的轉換關系。熟悉各類時鐘接口(包括LVDS、LVPECL和CML)，能對各接口之間的對接進行匹配。掌握時鐘架構設計方案，能根據(jù)特定需求對發(fā)射EVM、接收倒異混頻、轉換器參考時鐘、SerDes參考時鐘和時鐘電源進行預算和分析。知識框架6.1時鐘同步6.1.1指標定義6.1.2需求分析6.1.3技術原理6.1.4應用挑戰(zhàn)6.2時鐘抖動與相位噪聲6.2.1指標定義6.2.2關系轉換6.3時鐘接口6.3.1LVDS6.3.2LVPECL6.3.3CML6.3.4接口對比6.3.5匹配方法6.4時鐘設計6.4.1時鐘架構6.4.2需求分析6.4.3設計分解6.1時鐘同步