SiC MOSFET器件特性與驅(qū)動電路設(shè)計-南京航空航天大學(xué)秦海鴻 (2024-深圳)

2024年8月17日2/862024/8/143/862024/8/144/862024/8/145/862024/8/146/866/862024/8/147/862024/8/14未來趨勢未來趨勢在航空、航天等應(yīng)用場合中，對電力電子變換器的要求越來越高，迫使其不斷朝著高效率、小型化、低成本和高可靠性的方向發(fā)展，并且需要能夠同時較好的滿足多項性能指標(biāo)的要求，這就增加了功率變換器的設(shè)計難度。8/862024/89/862024/8/14第三代半導(dǎo)體器件的優(yōu)勢 低通態(tài)損耗提高效率更小的 低通態(tài)損耗提高效率更小的通態(tài)電阻減小熱損耗低開關(guān)損耗更小的結(jié)電容較寬的禁帶間隙減小熱損耗低開關(guān)損耗更小的結(jié)電容較寬的禁帶間隙較高的電子飽和漂移速度降低散熱要求降低散熱要求通態(tài)電阻小較小尺寸的電抗元件提高功率密度較小的結(jié)電容較小尺寸的電抗元件提高功率密度高頻工作高頻工作較高的熱導(dǎo)率抗輻射高結(jié)溫工作能力較高的熱導(dǎo)率抗輻射降低散熱要求更高的結(jié)溫降低散熱要求降低散熱要求更高的結(jié)溫更大的功率密度高溫應(yīng)用場合高溫應(yīng)用場合導(dǎo)通壓降數(shù)學(xué)表達式：UFT=UT+IF.RTUT：二極管開啟閾值電壓RT：二極管等效正向電阻正向電流IF/A175℃100℃25℃0正向電壓U正向電流IF/A175℃100℃25℃0正向電壓UF/V400.50.02.020 18T=25℃ T=75℃ T=125℃T=175℃ 14 12 108642 0 1.01.52.02.53.0正向電壓UF/V 3.54.00.50.0 16SiCSBD開啟閾值電壓UT具有負溫度系數(shù)SiCSBD等效正向電阻具有正溫度系數(shù)易于并聯(lián)均流SiFRD的閾值電壓更低，且具有SiCSBD開啟閾值電壓UT具有負溫度系數(shù)SiCSBD等效正向電阻具有正溫度系數(shù)易于并聯(lián)均流SiCSBD器件關(guān)斷特性 反向電流IR/μA反向電流IR/μA 反向電壓UR/V 隨著溫度升高，SiCSBD反向漏電流增大，但增大不明顯SiFRD漏電流隨著電壓的增大而增大，并具有正溫度特性與SiCSBD相比，高結(jié)溫下SiSiFRD漏電流隨著電壓的增大而增大，并具有正溫度特性與SiCSBD相比，高結(jié)溫下SiFRD的漏電流要大得多MUR1560(Si)C3D10060A(SiC)UR=500VUR=600VUR=600VUR=700VF開通過程中存在電壓過沖，與電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)和內(nèi)部寄生電感有關(guān)，SiFRD存在電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)，開通過壓Ftt IFttRR=t2-t0關(guān)斷過程中存在電流過沖，與電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)和結(jié)電容有關(guān)，Si關(guān)斷過程中存在電流過沖，與電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)和結(jié)電容有關(guān)，SiFRD存在反向恢復(fù)和電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)，關(guān)斷t1t2t1t2t0tFt0tFRSiCSiCSBDSiSiFRDIRMIRMSiCSBD器件開關(guān)特性二極管電流IF/A二極管電流IF/A二極管電流IF/AUr=400V50-5-10-15SiCSBD（室溫）SiCSBD（125℃)-30 300t/nsSiCSBD-20-254002005000Ur=400V50-5-10-15-20Si-FRD（室溫）-25SiFRD-30 0100200t/nsSi-FRD（125℃)400300500SiCSBDSiFRDSiCSBDSiFRDSiCSBDSiFRDSiCSBD的反向恢復(fù)特性幾乎不隨溫度變化SiFRD的反向恢復(fù)電流尖峰和反向恢復(fù)時間均隨溫度的增加而惡化。二極管電流IF/A二極管電流If/ATIF=20AI二極管電流IF/A二極管電流If/ATIF=20AIF=10A0-10-20IF=2.5A -30 TIF=10AIF=2.5A0-10 -30 IF=20A-20SiCSBD的反向恢復(fù)特性也幾乎不隨正向電流變化，而SiFRD的反向恢復(fù)電流尖峰和反向恢復(fù)時間均隨正向電流的增加而惡化由于SiCSBD優(yōu)越的反向恢復(fù)特性，能夠有效解決Si基PN結(jié)快恢復(fù)二極管反向恢復(fù)電流給電路帶來的許多問題，可使變換器工作在更高的開關(guān)頻率，從而降低磁性元件的尺寸，提高系統(tǒng)的功率密度。 LDPFCPFC控制QRCuQOttOtPQPDOttSiFRD反向恢復(fù)時間trr越長，反向恢復(fù)電流越大，反向恢復(fù)損耗以及由此所導(dǎo)致的開關(guān)管開通損耗就越大，因此，二極管反向恢復(fù)引起的開關(guān)損耗是PFC電路工作在CCM模式時開關(guān)損耗的主要成分，高溫高頻下更為嚴重SiCSBD幾乎不存在反向恢復(fù)電流，結(jié)電容引起的充電電流幾乎不隨溫度變化而變化，具有良好的熱穩(wěn)定性因此，在Boost型PFC硬開關(guān)CCM變換電路中，采用SiCSBD可解決傳統(tǒng)Si基二極管反向恢復(fù)電流所導(dǎo)致的諸多問題，而不需對原電路結(jié)構(gòu)作很大改動。相同開關(guān)頻率下，SiC基PFC變換器效率會高于Si基PFC變換器，且隨著應(yīng)用頻率的提高，SiC基變換器的效率優(yōu)勢越來越明顯▲▲+Lf++\D1+\D1-\D2\D2-U_LfCfRU_LfCfR▲▲M▲▲▲_▲▲▲_QHDHDLQLSiFRD存在嚴重的反向恢復(fù)，在上下橋臂換流期間會在開通的SiIGBT中產(chǎn)生很大的尖峰電流，增大電流應(yīng)力SiCSBD替代SiFRD，可以避免反向恢復(fù)過大的開關(guān)損耗過程所帶來的額外損耗IF/AIFSM/A6.5kV3.3kV900V600V400VIGBTMOSFETMOSFETMOSFETIGBT通過高頻化從而實減小芯片面積明顯降低恢復(fù)損耗可以制作，IGBTMOSFETMOSFETMOSFETIGBT通過高頻化從而實減小芯片面積明顯降低恢復(fù)損耗可以制作，但是相對Si沒有太大的優(yōu)勢的區(qū)域少數(shù)載流子器件:低導(dǎo)通電阻，但低速多數(shù)載流子器件:20/862024/8/14ID/AIC，ID/ATID/AIC，ID/ATj=25℃＜200μsU=20VU=18VU=16VU=14VU=12VU=10V403530252050AAA15Vj=25j=2021/862024/8/14IC，ID/A歸一化導(dǎo)通電阻IC，ID/A歸一化導(dǎo)通電阻SiCoolMOS25℃0.5T-55℃℃2020CMOSMOS-50-250255075100125150Tj/℃2.52.5導(dǎo)通電阻：SiIGBT的導(dǎo)通電阻隨著溫度的升高變化最小，Si22/862024/8/14-5-4-3-2-1-5-4-3-2-100-5-4-3-2-10Tj=25Tj=25℃＜200μs-50-5U=-5VUGS=0VU=0V-10-15-20-25-30-35UGS=5VTj=25℃tp＜200μsU=-2V-10-15-20-15-20UGS=10VUUGS=15VUUGS=20V漏源電壓U漏源電壓UDS/V-30-35-30-35漏源電壓UDS漏源電壓UDS/V8-7-6-5-4-3-2-100-50-5-10-15-20-25-30-35-40-45IC，ID/ATS℃在UGS≤0V時，此時對應(yīng)IC，ID/ATS℃在UGS>0V時，此時SiCMOSFET的溝道和體二極管可以同時導(dǎo)通，柵極驅(qū)動電壓越大，反向壓降越小，并且隨著溫度的升高，反向壓降UCE，UDS/VUCE，UDS/V23/862024/8/14DLDRg(in)LRg(in)LGCDSLSS器件類型器件型號Ciss/pFCoss/pFCrss/pFSiCMOSFETC2M0160120D525474SiCoolMOSIPW90R120C3240071SiIGBTIRG4PH30KD800器件類型器件型號td(on)/nstr/nstd(off)/nstf/nsSiCMOSFETC2M0160120D9SiCoolMOSIPW90R120C3702040025SiIGBTIRG4PH30KDPbF39842209024/862024/8/14S1D1LACVO S2D2 MOSFETS1D1LACVO S2D2 MOSFET體二極管反向恢復(fù)損耗25/86實例1：650VSiCMOSFET應(yīng)用實例——圖騰柱無橋PFCMOSFET導(dǎo)通損耗（W） MOSFET開關(guān)損耗（W）二極管損耗（W）輸出電容損耗（W）其他損耗（W）5總損耗（W）MOSFET開關(guān)損耗體二極管反向恢復(fù)損耗 MOSFET開關(guān)損耗體二極管反向恢復(fù)損耗 5S1<S2<△LACVOD12CO采用SiCMOSFET作為主開關(guān)管，由于其體二極管反向恢復(fù)電荷非常小，帶來超過98%的系采用此拓撲，續(xù)流二極管采用SiCSBD比采用SiFRD損耗更大，對整體變換器性能提升并無壓降相對SiFRD更大，用在低頻續(xù)流場合下并無優(yōu)勢。26/862024/8/14實例實例2：1700VSiCMOSFET應(yīng)用實例——寬輸入電壓準(zhǔn)諧振反激反激變換器TNPUin一CinUinQ/DCNS個UoCNS個Uo-Q1▲D12▲D22雙管反激拓撲：可以降低每個開關(guān)管上承受的電壓（最高為母線電壓），且不需要RCD或電路，增加了元件數(shù)和設(shè)計復(fù)雜程度。單端反激變換器：當(dāng)采用耐壓為1700V的SiCMOSFET，有望代替高輸入電壓場合的雙管反激變換器，簡化輔助電源設(shè)計。27/862024/8/14IDID降低開通損耗準(zhǔn)諧振模式時，MOSFET在谷值處開通，開通Isec使得MOSFET的功耗更小，降低其溫度并增強Isec減小EMIt0tvallyt0tvally處干擾平攤到各個頻率點，降低EMI噪聲峰值。28/862024/8/14IDRDS(on)(25℃)≤200mV29/862024/8/148988EfficiencyEfficiency(%)868584838281204060OutputPower(W)SiC-金Si801008887EfficiencyEfficiency(%)858483828180-.-SiC20406080100OutputPower(W)Efficiency(%)Efficiency(%)-金SiSiSiMOSFETwithHeatSinkTransFormerOutputDiodeSiCMOSFETSiCMOSFETwithHeatSinkTransFormerOutputDiode測試結(jié)果表明，采用SiCMOSFET設(shè)計的準(zhǔn)諧振反激變換器，與SiMOSFET相比，優(yōu)勢包括：在不同的輸出功率下，SiCMOSFET反激變換器效率提高了1~2%；與SiMOSFET相比，滿載下SiCMOSFET的溫升降低了30℃;因此，采用SiCMOSFET的準(zhǔn)諧振反激變換器降低了損耗并提高了變換器的可靠性。30/862024/8/14CREEC2M1000170DUnitedSiCUF3C170400K3S31/862024/8/1431/862024/8/1455所C20IT05ROHM(vin-300V)ROHM(vin-495V)CREE(vin-300V)CREE(vin=495V)unitedsic(vin-300v)unitedROHM(vin-300V)ROHM(vin-495V)CREE(vin-300V)CREE(vin=495V)unitedsic(vin-300v)unitedsic(vin-495v)848280767472888855555555 輸出功率PO(W)CREE(大散熱器CREE(小散熱器ROHMCREE(大散熱器CREE(小散熱器ROHM(大散熱器ROHM(小散熱器所unitedsic(大散熱器unitedsic(小散熱器3535252555 55 55(大散熱器(大散熱器所(小散熱器20時間t32/862024/8/1433/862024/8/14SCT3120AL(ROHM)650V/21AC3M0120065D(Wolfspeed)650V/22AIMZA65R107M1H(Infineon)650V/20A以低損耗為原則，在統(tǒng)一標(biāo)準(zhǔn)下選擇損耗最低的SiCMOSFET作為開關(guān)管FOM選型損耗模型選型FOM選型損耗模型選型雙脈沖測試選型n體二極管續(xù)流損耗n反向恢復(fù)損耗變換器的損耗分布MOSFET導(dǎo)通損耗MOSFET導(dǎo)通損耗9%MOSFET續(xù)流二極管損耗2%3%續(xù)流二極管損耗整流二極管損耗1kWBoostPFC損耗組成MOSFET體二極管反向恢復(fù)損耗27%MOSFET34/862024/8/14SiCMOSFET低損耗選型方法現(xiàn)狀SiCMOSFET低損耗選型方法現(xiàn)狀RDS(on)/mΩ(150℃)FOM=RDS(on)QG用QG表征開關(guān)損耗：FOM對比結(jié)果：①<②<③柵極電荷QG表示驅(qū)動電路開通/FOM對比結(jié)果：①<②<③特點：以導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗為核心1.目前大部分驅(qū)動芯片的驅(qū)動電流較大，QG并不能準(zhǔn)確表征開關(guān)損耗2.未考慮開關(guān)頻率對損耗的影響MOSFET所需的電荷，由于t=QG/IG（IG為特點：以導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗為核心1.目前大部分驅(qū)動芯片的驅(qū)動電流較大，QG并不能準(zhǔn)確表征開關(guān)損耗2.未考慮開關(guān)頻率對損耗的影響但是由于目前驅(qū)動芯片的驅(qū)動能力較強，如UCC27511驅(qū)動電流能達到10A左右，所以用t=QG/IG來表示開關(guān)速度對于目前的實際應(yīng)用而言并不準(zhǔn)確。35/862024/8/14SiCMOSFET低損耗選型方法現(xiàn)狀SiCMOSFET低損耗選型方法現(xiàn)狀RDS(on)/mΩ(150℃)10000 10000 CGD Coss,eq特點：以導(dǎo)通損耗和容性損耗為核心不足：1.沒有考慮開關(guān)頻率對損耗的影響1漏源電壓1漏源電壓VDS/V36/86SiCMOSFET低損耗選型方法現(xiàn)狀SiCMOSFET低損耗選型方法現(xiàn)狀RDS(on)/mΩ(150℃)YFOM對比結(jié)果：③<①<②YFOM對比結(jié)果：③<①<②特點：以導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗為核心1.未考慮開關(guān)頻率對損耗的影響2.各SiCMOSFET的相關(guān)參數(shù)測試條件不一致37/862024/8/14SiCMOSFET低損耗選型方法現(xiàn)狀RDS(SiCMOSFET低損耗選型方法現(xiàn)狀RDS(on)/mΩ(150℃)FFOM對比結(jié)果：FFOM對比結(jié)果：③<①<②1.未考慮開關(guān)頻率對損耗的影響2.各SiCMOSFET的相關(guān)參數(shù)測試條件不一致38/862024/8/14以導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗為核心以導(dǎo)通損耗和容性損耗為核心以導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗為核心以導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗為核心以導(dǎo)通損耗和容性損耗為核心以導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗為核心RDS(on)/mΩ(150℃)以導(dǎo)通損耗和關(guān)斷損耗為核心FOM對比結(jié)果：①<②<③以導(dǎo)通損耗和關(guān)斷損耗為核心KFOM對比結(jié)果：③<②<①YFOM對比結(jié)果：③<①<②YFOM對比結(jié)果：③<①<②FFOM對比結(jié)果：③<①<②39/862024/8/14SiCSiCMOSFET低損耗選型方法現(xiàn)狀SiCMOSFET損耗模型選型:?導(dǎo)通過程損耗模型：?開通過程損耗模型：P.fsP.fs?體二極管導(dǎo)通損耗模型：?關(guān)斷過程損耗模型：F.TF.fSPturn_off=().tffsw?體二極管反向恢復(fù)損耗模型：2P特點：對SiCMOSFET的損耗進行詳細建模，損耗計算40/862024/8/14SiCMOSFET低損耗選型方法現(xiàn)狀SiCSiCMOSFET低損耗選型方法現(xiàn)狀SiCSiCMOSFET雙脈沖測試選型:④導(dǎo)通損耗、⑤驅(qū)動損耗、⑥容性損耗（Coss損耗）母線電壓母線電壓 ①開關(guān)損耗、②反向恢復(fù)損耗、③體二極管續(xù)流損耗損耗模型求得的損耗：④導(dǎo)通損耗、⑤驅(qū)動損耗、⑥容性損耗（Coss損耗）SiCMOSFET損耗=雙脈沖損耗+損耗模型損耗41/8641/862024/8/14特點：通過雙脈沖測試直接獲得SiCMOSFET的開關(guān)損耗、反向恢復(fù)損耗、體二極管續(xù)流損耗。不足：選取的Vdriv、RG并不對應(yīng)同等驅(qū)動條件（無法做到各SiCMOSFET在同等條件下對比）SiCSiCMOSFET低損耗選型方法現(xiàn)狀什么是同等驅(qū)動條件？如何選擇Vdriv和RG？Vdriv什么是同等驅(qū)動條件？如何選擇Vdriv和RG？Vdriv和RG選擇相同值即在同等條件下SCT3120ALC3M0120065DIMZA65R107M1H(ROHM)(Wolfspeed)(Infineon)RG(int)/Ω6650V/20A650V/21A650V/22ACGDRG(int)QLRGCDSG+LS-Vdriv在驅(qū)動回路中，不僅Vdriv和RG影響SiCCGS也會影響SiCMOSFET的開關(guān)過程（開650V/20A650V/21A650V/22ACGDRG(int)QLRGCDSG+LS-Vdriv42/862024/8/14SiCSiCMOSFET低損耗選型方法現(xiàn)狀什么是同等驅(qū)動條件？如何選擇Vdriv和什么是同等驅(qū)動條件？如何選擇Vdriv和RG？VVdriv和RG選擇相同值即在同等條件下①柵極可靠性同等②綜合損耗最低原則同等用統(tǒng)一的柵極電壓安全裕量設(shè)置標(biāo)準(zhǔn)，對各備選SiCMOSFET設(shè)置同等的柵極電壓安全裕量。①柵極可靠性同等②綜合損耗最低原則同等南②同等柵極電壓裕量下的綜合損耗最低計算同等柵極電壓裕量下的Vdriv、RG組合對應(yīng)的綜合損耗（開關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗、驅(qū)動損耗），以損耗最低為原則選擇Vdriv、RG43/862024/8/14驅(qū)動參數(shù)對SiCMOSFET選型結(jié)果的影驅(qū)動參數(shù)對選型結(jié)果的影響驅(qū)動參數(shù)對選型結(jié)果的影響RG/Ωz軸10258206154102IMZA65R107M1HC3M0120065Dx軸020y軸10 0RG/Ωz軸10258206154102IMZA65R107M1HC3M0120065Dx軸020y軸10 0 1412101816Vdriv+/V20 22030??VGS柵極安全裕量ΔVGS示意圖進行雙脈沖測試選型時，驅(qū)動電壓和驅(qū)動電阻柵極安全裕量ΔVGS示意圖各SiCMOSFET需要在同等柵極可靠性的條件下對比最低綜合損耗。要進行驅(qū)動參數(shù)歸一化。44/862024/8/14柵極電壓安全裕量歸一化柵極電壓安全裕量歸一化歸一化柵極電壓安全裕量固定外部干擾裕量：當(dāng)SiCMOSFET工作在復(fù)雜電路環(huán)境中時，外部環(huán)境引入的電磁干擾（EMI）會對柵極電壓造成影響。由于這部分干擾和SiCMOSFET器件本身特性無關(guān)歸一化柵極電壓安全裕量固定外部干擾裕量器件與電路特性干擾裕量器件與電路特性干擾裕量：SiCMOSFET器件本身特性以及電路寄生參數(shù)引起的柵源電壓干擾尖峰。固定外部干擾裕量器件與電路特性干擾裕量45/862024/8/14Ploss/W驅(qū)動電壓驅(qū)動電阻歸一化進行驅(qū)動電壓和驅(qū)動電阻歸一化時需要將開通驅(qū)動參數(shù)與關(guān)斷驅(qū)動參數(shù)分開考慮：限制柵源電壓最大值Ploss/W驅(qū)動電壓驅(qū)動電阻歸一化進行驅(qū)動電壓和驅(qū)動電阻歸一化時需要將開通驅(qū)動參數(shù)與關(guān)斷驅(qū)動參數(shù)分開考慮：限制柵源電壓最大值，從而確定驅(qū)動正壓與開通電阻的最優(yōu)組合，以及驅(qū)動負壓與關(guān)斷電阻的最優(yōu)組合，實現(xiàn)驅(qū)動電壓驅(qū)動電阻歸一化。以IMZA65R107M1H開通驅(qū)動參數(shù)為例：9630 RG/ΩVGS/VVGS/V為確保柵源電壓VGS不超過限制的21V，增大驅(qū)動正壓Vdriv+同時需要增大開通電阻RGS(on)，SiCMOSFET的綜合損耗先減小后增大，存在最優(yōu)的驅(qū)動正壓和開通電阻組合：Vdriv+=18.5V，RG(on)=5Ω。驅(qū)動負壓與關(guān)斷電阻的選擇與此類似，。46/862024/8/14 計算各SiCMOSFE的?V’GS+，?V’GS-得到各計算各SiCMOSFE的?V’GS+，?V’GS-得到各SiCMOSFET的?V’GS計算開通驅(qū)動計算關(guān)斷驅(qū)動計算開通驅(qū)動計算關(guān)斷驅(qū)動<> 否VGS(max)=VGSS-?V’GS+VGS(min)=VGSS+?V’GS-依據(jù)損耗最低選擇依據(jù)損耗最低選擇對各SiCMOSFET進行雙脈沖測試，得到開關(guān)損耗、體二極管損耗計算各SiCMOSFET容性損耗、驅(qū)動損耗、對各SiCMOSFET進行雙脈沖測試，得到開關(guān)損耗、體二極管損耗計算各SiCMOSFET容性損耗、驅(qū)動損耗、綜合損耗最低原則選取綜合損耗最低原則選取SiCMOSFET47/862024/8/14 以以C3M0120065D、SCT3120AL、IMZA65R107M1H、NVHL075N065SC1四個SiCMOSFET選型為例，以母線電壓VDC=300V，負載電流IL=15A為工況條件。R’G/ΩSiCMOSFET雙脈沖測試優(yōu)化選型實驗經(jīng)過了柵極電壓安全裕量歸一化后再對比各SiCMOSFET的最低綜合損耗，可使得各SiCMOSFET在同等柵極可靠性條件下對比最低綜合損耗，能夠公平地選擇出目標(biāo)工況下的綜合損耗最低的SiCMOSFET。48/862024/8/1449/862024/8/14重要接口驅(qū)動電路PWM信號重要接口驅(qū)動電路PWM信號 k k50/862024/8/14dudu/dtdi/dt柵壓振蕩驅(qū)動電路保護EMIEMI問題l柵極電阻RG應(yīng)盡可能大l布局緊湊（抑制寄生電感進而抑制振蕩）l過流/短路保護時驅(qū)動電路響應(yīng)時間短51/862024/8/1452/862024/8/1453/8653/862024/8/144020040200漏源電壓UDS/V漏源電壓UDS/V54/862024/8/14–5/+25–5/+25–3/+20–3/+20–5/+20–5/+20–8/+19–8/+19–4/+15–4/+15–6/+22–6/+22–10/+25–10/+25–5/+20–5/+20–5/+20–5/+20S–25/+25–5/+12–5/+125–5/+18–5/+1855/862024/8/14SiCMOSFET的開關(guān)速度主要受到其柵-漏極電容（密勒電容）大小及其驅(qū)動電路可提供的充電電流大小限制。充電電流大小與驅(qū)動電壓Udrive、密勒平臺電壓Umiller以及柵極電阻Rg有關(guān)。當(dāng)開關(guān)管型號及驅(qū)動電壓確定后，驅(qū)動電阻成為影響開關(guān)時間大小的關(guān)鍵因素。當(dāng)驅(qū)動電阻增加時，開關(guān)時間也會線性增加。SiCMOSFET的最小開通時間和關(guān)斷時間分別由下式給出：對于SiCMOSFET驅(qū)動電路來說，驅(qū)動電阻設(shè)計必須權(quán)衡開關(guān)速度和振蕩。當(dāng)驅(qū)動電阻較低時,開關(guān)速度快，但du/dt、di/dt也較高，會與電路中的寄生參數(shù)作用產(chǎn)生電壓、電流尖峰。56/862024/8/14降低關(guān)斷能量損耗Eoff一般可采用兩種方法：減小柵極驅(qū)動電阻Rg；關(guān)斷時，采用負向驅(qū)動電壓。Eoff/μJPDEoff/μJPDIDIG4003002000Rg/ΩRg=1Ω時的關(guān)斷波形Rg=1Ω時的關(guān)斷波形Eoff/μJ400300200PDEoff/μJ400300200PDIDIG0R=6.8Ωgg-5-4-3-2-10UGS-off/VRgRg=10Ω時的關(guān)斷波形57/862024/8/14開通過程降低柵極驅(qū)動電阻Rg的大小同樣可以改善開通特性，但其改善效果沒有關(guān)斷特性明顯。在選擇驅(qū)動電阻時，同時要注意到隨著驅(qū)動電阻阻值的降低，di/dt會越來越高，造成嚴重的電磁干擾。因此，柵極驅(qū)動電阻的大小需要合理選擇。EonEon/μJ400200Rg/Ω58/862024/8/1458/862024/8/14RG(int)RUGS(max)tontoffWolfspeedCPM2-1200-0025B50nC-10/+25V~9V3.4ns2.9nsWolfspeedCPM2-1200-0160B6.5Ω6.5Ω14nC-10/+25V~9V5.7ns4.8nsRohmSCT2450KE25Ω25Ω9nC-6/+22V10.5V19.6ns13.6nsSTSCT30N1205Ω40nC-10/+25V~9V12.5ns10.5nsSTSCT20N1207Ω12nC-10/+25V~9V5.1ns4.3ns59/862024/8/1460/862024/8/14DLgRg=DLgRg=R2ωoL2ZoUDrive0.75構(gòu)成的驅(qū)動回路是典型二階電路，滿足:UDrive0.75D為柵極回路的阻尼系數(shù)，LG為柵極電D0D0ωotSiCMOSFET的高開關(guān)速度，RG一般較小61/862024/8/14柵極驅(qū)動芯片輸出電壓的上升下降時間必須小于柵極電壓到達密勒平臺的時間，才能在密勒平臺過程中給SiCMOSFET的柵漏極充/針對不同的SiCMOSFET，在選擇驅(qū)動芯片 ffr驅(qū)動電路輸出電壓上升下降時間波形圖Y=tr.(VMiller-Vdrive-)RGDS62/862024/8/14ttdUDS/dtRDRVRoff-HSRG(int)Q1-HSi1Ron-LStdUDS/dtRDRVRoff-HSRG(int)Q1-HSi1Ron-LStΔUGS=(Rdrive+Roff-HS+RΔUGS=(Rdrive+Roff-HS+RG(int)).i1t2t=CGD.dUDS/dtQ2-LSRoff-LSSi基高速開關(guān)器件（如SiCoolMOS，SiIGBT）Q2-LSRoff-LSSiCMOSFET由于柵極閾值電壓和負壓承受能力密勒電容引起橋臂串?dāng)_的電路示意圖63/862024/8/14tdUDS/dtRDRVRoff-HSRG(int)Q1-HSi1Ron-LSttdUDS/dtRDRVRoff-HSRG(int)Q1-HSi1Ron-LSt2t=CGD.dUDS/dtt=CGD.dUDS/dt2Q2-LSRoff-LSQ2-LSΔUGS=(Rdrive+Roff-HS+RG(int)).i1密勒電容引起橋臂串?dāng)_的電路示意圖64/862024/8/14 西T1AC0/UDC信號T2信號散熱器耦合電容變壓器耦合散熱器耦合電容變壓器耦合電容'I'-Y電容耦合電容底盤地橋臂電路中的寄生耦合電容示意圖輸出E1輸出E1DC-散熱器與逆變器間的等效傳導(dǎo)電容寄生電容與快速變化的電壓（SiCMOSFET漏源電壓變化率du/dt可達±50V/ns）相互作用。65/862024/8/1450由圖可知，為保證SiCMOSFET的開通速度，在開通時驅(qū)動電路需提供峰值約為23A50IGate/A84在密勒平臺處則需提供穩(wěn)定的IGate/A840 對驅(qū)動芯片的驅(qū)動能力0 IGate/A柵極電荷與驅(qū)動電壓、電流關(guān)系圖66/862024/8/14SiCMOSFET芯片內(nèi)部結(jié)構(gòu)當(dāng)驅(qū)動峰值電流在流過這一瓶頸時會產(chǎn)生較高的熱量，損壞下面的芯片層，導(dǎo)致SiCMOSFET芯片出現(xiàn)如圖所示的過熱損壞現(xiàn)象。芯片制造商需要避免芯片設(shè)計中出現(xiàn)這些瓶頸，延長芯片的壽命以獲得較大的最大柵極驅(qū)動電流。67/862024/8/14為確保功率器件和電路安全可靠工作，應(yīng)設(shè)置過流/短路保護、關(guān)斷過壓保護和過溫保護等保護電路。68/862024/8/14LLGRG+-CissVDRVDatasheet：最大柵極正負電壓V+-CissVDRVDatasheet：最大柵極正負電壓VGSS推薦驅(qū)動正負電壓VGS_op柵極固有內(nèi)阻RG(int)輸入電容CISS依據(jù)最大柵極負壓，留有依據(jù)最大柵極負壓，留有2V裕量設(shè)定為驅(qū)動負壓是是依據(jù)最大柵極正壓，留有依據(jù)最大柵極正壓，留有2V裕量設(shè)定為最大振蕩柵極電壓VGS(max)驅(qū)動電路等效電路驅(qū)動電路等效電路預(yù)估柵極寄生電感值預(yù)估柵極寄生電感值LG計算幾組驅(qū)動正壓與驅(qū)動電阻Datasheet：輸出電容COSS導(dǎo)通電阻RDS(on)密勒電荷QGD在不同fSW下計算損耗依據(jù)總損耗最小原則選擇驅(qū)動正壓與驅(qū)動電阻組合SiC計算幾組驅(qū)動正壓與驅(qū)動電阻Datasheet：輸出電容COSS導(dǎo)通電阻RDS(on)密勒電荷QGD在不同fSW下計算損耗依據(jù)總損耗最小原則選擇驅(qū)動正壓與驅(qū)動電阻組合基于傳統(tǒng)的RLC等效電路法無法確保柵總損耗是否偏大總損耗是否偏大完成參數(shù)設(shè)計否完成參數(shù)設(shè)計69/8669/86 傳統(tǒng)設(shè)計方法存在的問題18.7VvGS/(5V/div)vvGS/(5V/div)不加主電時的驅(qū)動電壓-4.6Vt/(100ns/div)不加主電時的驅(qū)動電壓-4.6Vt/(100ns/div)/100ns/div)相同驅(qū)動參數(shù)(VDR=+16.7/?2V)20.8VvGS/(20V/div)20.8VvGS/(20V/div)vGS/(20V/div)vDS/(250V/div)i/vGS/(20V/div)/-4.8V/-4.8VvvDS/(250V/div)iD/(20A/div)tt/(100ns/div)400V/20A工況下的驅(qū)動電壓傳統(tǒng)方法忽略了主功率電路對驅(qū)動電路的影響，對于SiCMOSFET，加主電后會存在di/dt、dv/dt和寄生參數(shù)作用從而影響柵源電壓波形。目前SiCMOSFET商用產(chǎn)品的柵氧層承受過壓能力相比SiMOSFET偏弱，不能通過RLC回路阻尼預(yù)測建立考慮主電路影響的驅(qū)動電路等效分析70/862024/8/14歸納適用于SiC70/862024/8/14SBDCJSBDCJ D DHLCLLiDViDVLD(ext)RingingLoopMOSFETLS(int)33LD(int)iCHiDS+-+-iGDRiGDRG(ext)RG(int)QiGSiGiGLGiSDrivingCircuitLS(iSDrivingCircuitRloopLloop考慮主電路影響的開關(guān)波形考慮寄生參數(shù)的雙脈沖電路模型考慮主電路影響的開關(guān)波形71/862024/8/14功率回路高頻振蕩：[ {[ { K1(4)=iDt3-ILdt+δ(4)K1(4)K2(4)l tK2(4)l①(4)①(4)]①0(1)= |=|K|ejθSiCMOSFET開通瞬態(tài)波形+K(4)LS(int)3(4)LC{GSGSK1(4)vGS(t)=VDRV[1+2e-δ(1)(t-t3).cos(①(1)(t-t3)+θ)]+ΔvGS(t)驅(qū)動電路參數(shù)/功率回路參數(shù)工況條件Ψ=arctg-Ψ=arctg-arctg72/862024/8/14不同雜散電感下的仿真波形60nH60nH增大RG抑制柵源振蕩，EonLstray≤di/dt階段漏源電壓降增大，Eon↓73/862024/8/14RRG最佳=15ΩRG最佳=13Ω不同驅(qū)動參數(shù)下的仿真波形不同驅(qū)動參數(shù)下的開關(guān)能量損耗74/862024/8/1474/862024/8/14開始優(yōu)化優(yōu)化Lstray優(yōu)化LGSStep1:Step1:優(yōu)化PCB電路布局以降低寄生電感測量測量PCB走線引入寄生電感值（Q3D、阻抗分析儀）不同實驗平臺下的測試參數(shù)計算驅(qū)動電路參數(shù)組合(VDRV,RG)vGS(max)=VGSS-裕量否不同實驗平臺下的測試參數(shù)計算驅(qū)動電路參數(shù)組合(VDRV,RG)vGS(max)=VGSS-裕量否Step2:依據(jù)VGSS選取合適的vGS(max)，并計算優(yōu)化驅(qū)動電路參數(shù)組合<>v是計算SiCMOSFET