數字信號處理上機實驗答案(第三版,第十章).doc

10.1.2 實驗程序清單%實驗1：系統(tǒng)響應及系統(tǒng)穩(wěn)定性close all;clear all%=內容1：調用filter解差分方程，由系統(tǒng)對u(n)的響應判斷穩(wěn)定性=A=1,-0.9;B=0.05,0.05; %系統(tǒng)差分方程系數向量B和Ax1n=1 1 1 1 1 1 1 1 zeros(1,50); %產生信號x1(n)=R8(n)x2n=ones(1,128); %產生信號x2(n)=u(n)hn=impz(B,A,58); %求系統(tǒng)單位脈沖響應h(n)subplot(2,2,1);y=h(n);tstem(hn,y); %調用函數tstem繪圖title(a) 系統(tǒng)單位脈沖響應h(n);box ony1n=filter(B,A,x1n); %求系統(tǒng)對x1(n)的響應y1(n)subplot(2,2,2);y=y1(n);tstem(y1n,y);title(b) 系統(tǒng)對R8(n)的響應y1(n);box ony2n=filter(B,A,x2n); %求系統(tǒng)對x2(n)的響應y2(n)subplot(2,2,4);y=y2(n);tstem(y2n,y);title(c) 系統(tǒng)對u(n)的響應y2(n);box on%=內容2：調用conv函數計算卷積=x1n=1 1 1 1 1 1 1 1 ; %產生信號x1(n)=R8(n)h1n=ones(1,10) zeros(1,10);h2n=1 2.5 2.5 1 zeros(1,10);y21n=conv(h1n,x1n);y22n=conv(h2n,x1n);figure(2)subplot(2,2,1);y=h1(n);tstem(h1n,y); %調用函數tstem繪圖title(d) 系統(tǒng)單位脈沖響應h1(n);box onsubplot(2,2,2);y=y21(n);tstem(y21n,y);title(e) h1(n)與R8(n)的卷積y21(n);box onsubplot(2,2,3);y=h2(n);tstem(h2n,y); %調用函數tstem繪圖title(f) 系統(tǒng)單位脈沖響應h2(n);box onsubplot(2,2,4);y=y22(n);tstem(y22n,y);title(g) h2(n)與R8(n)的卷積y22(n);box on%=內容3：諧振器分析=un=ones(1,256); %產生信號u(n)n=0:255;xsin=sin(0.014*n)+sin(0.4*n); %產生正弦信號A=1,-1.8237,0.9801;B=1/100.49,0,-1/100.49; %系統(tǒng)差分方程系數向量B和Ay31n=filter(B,A,un); %諧振器對u(n)的響應y31(n)y32n=filter(B,A,xsin); %諧振器對u(n)的響應y31(n)figure(3)subplot(2,1,1);y=y31(n);tstem(y31n,y);title(h) 諧振器對u(n)的響應y31(n);box onsubplot(2,1,2);y=y32(n);tstem(y32n,y);title(i) 諧振器對正弦信號的響應y32(n);box on10.1.3 實驗程序運行結果及分析討論程序運行結果如圖10.1.1所示。實驗內容（2）系統(tǒng)的單位沖響應、系統(tǒng)對和的響應序列分別如圖(a)、(b)和(c)所示；實驗內容（3）系統(tǒng)h1(n)和h2(n)對的輸出響應分別如圖(e)和(g)所示；實驗內容（4）系統(tǒng)對和的響應序列分別如圖(h)和(i)所示。由圖(h)可見，系統(tǒng)對的響應逐漸衰減到零，所以系統(tǒng)穩(wěn)定。由圖(i)可見，系統(tǒng)對的穩(wěn)態(tài)響應近似為正弦序列，這一結論驗證了該系統(tǒng)的諧振頻率是0.4 rad。圖10.1.110.1.4 簡答思考題(1) 如果輸入信號為無限長序列，系統(tǒng)的單位脈沖響應是有限長序列，可否用線性卷積法求系統(tǒng)的響應。對輸入信號序列分段；求單位脈沖響應h(n)與各段的卷積；將各段卷積結果相加。具體實現方法有第三章介紹的重疊相加法和重疊保留法。 （2）如果信號經過低通濾波器，把信號的高頻分量濾掉，時域信號的劇烈變化將被平滑，由實驗內容（1）結果圖10.1.1(a)、(b)和(c)可見，經過系統(tǒng)低通濾波使輸入信號、和的階躍變化變得緩慢上升與下降。10.2 實驗二 時域采樣與頻域采樣10.2.2 實驗程序清單1 時域采樣理論的驗證程序清單% 時域采樣理論驗證程序exp2a.mTp=64/1000;%觀察時間Tp=64微秒%產生M長采樣序列x(n)% Fs=1000;T=1/Fs;Fs=1000;T=1/Fs;M=Tp*Fs;n=0:M-1;A=444.128;alph=pi*50*20.5;omega=pi*50*20.5;xnt=A*exp(-alph*n*T).*sin(omega*n*T);Xk=T*fft(xnt,M); %M點FFTxnt)yn=xa(nT);subplot(3,2,1);tstem(xnt,yn);%調用自編繪圖函數tstem繪制序列圖box on;title(a) Fs=1000Hz);k=0:M-1;fk=k/Tp;subplot(3,2,2);plot(fk,abs(Xk);title(a) T*FTxa(nT),Fs=1000Hz);xlabel(f(Hz);ylabel(幅度);axis(0,Fs,0,1.2*max(abs(Xk)%=% Fs=300Hz和 Fs=200Hz的程序與上面Fs=1000Hz完全相同。2 頻域采樣理論的驗證程序清單%頻域采樣理論驗證程序exp2b.mM=27;N=32;n=0:M;%產生M長三角波序列x(n)xa=0:floor(M/2); xb= ceil(M/2)-1:-1:0; xn=xa,xb;Xk=fft(xn,1024);%1024點FFTx(n), 用于近似序列x(n)的TFX32k=fft(xn,32);%32點FFTx(n)x32n=ifft(X32k);%32點IFFTX32(k)得到x32(n)X16k=X32k(1:2:N);%隔點抽取X32k得到X16(K)x16n=ifft(X16k,N/2);%16點IFFTX16(k)得到x16(n)subplot(3,2,2);stem(n,xn,.);box ontitle(b) 三角波序列x(n);xlabel(n);ylabel(x(n);axis(0,32,0,20)k=0:1023;wk=2*k/1024;%subplot(3,2,1);plot(wk,abs(Xk);title(a)FTx(n);xlabel(omega/pi);ylabel(|X(ejomega)|);axis(0,1,0,200)k=0:N/2-1;subplot(3,2,3);stem(k,abs(X16k),.);box ontitle(c) 16點頻域采樣);xlabel(k);ylabel(|X_1_6(k)|);axis(0,8,0,200)n1=0:N/2-1;subplot(3,2,4);stem(n1,x16n,.);box ontitle(d) 16點IDFTX_1_6(k);xlabel(n);ylabel(x_1_6(n);axis(0,32,0,20)k=0:N-1;subplot(3,2,5);stem(k,abs(X32k),.);box ontitle(e) 32點頻域采樣);xlabel(k);ylabel(|X_3_2(k)|);axis(0,16,0,200)n1=0:N-1;subplot(3,2,6);stem(n1,x32n,.);box ontitle(f) 32點IDFTX_3_2(k);xlabel(n);ylabel(x_3_2(n);axis(0,32,0,20)10.2.3 實驗程序運行結果1 時域采樣理論的驗證程序運行結果exp2a.m如圖10.3.2所示。由圖可見，采樣序列的頻譜的確是以采樣頻率為周期對模擬信號頻譜的周期延拓。當采樣頻率為1000Hz時頻譜混疊很小；當采樣頻率為300Hz時，在折疊頻率150Hz附近頻譜混疊很嚴重；當采樣頻率為200Hz時，在折疊頻率110Hz附近頻譜混疊更很嚴重。圖10.2.22 時域采樣理論的驗證程序exp2b.m運行結果如圖10.3.3所示。圖10.3.3該圖驗證了頻域采樣理論和頻域采樣定理。對信號x(n)的頻譜函數X(ej)在0，2上等間隔采樣N=16時， N點IDFT得到的序列正是原序列x(n)以16為周期進行周期延拓后的主值區(qū)序列：由于NM，頻域采樣定理，所以不存在時域混疊失真，因此。與x(n)相同。10.2.4 簡答思考題 先對原序列x(n)以N為周期進行周期延拓后取主值區(qū)序列，再計算N點DFT則得到N點頻域采樣：10.3實驗三：用FFT對信號作頻譜分析 10.3.2 實驗程序清單%第10章實驗3程序exp3.m% 用FFT對信號作頻譜分析clear all;close all%實驗內容(1)=x1n=ones(1,4); %產生序列向量x1(n)=R4(n)M=8;xa=1:(M/2); xb=(M/2):-1:1; x2n=xa,xb; %產生長度為8的三角波序列x2(n)x3n=xb,xa;X1k8=fft(x1n,8); %計算x1n的8點DFTX1k16=fft(x1n,16); %計算x1n的16點DFTX2k8=fft(x2n,8); %計算x1n的8點DFTX2k16=fft(x2n,16); %計算x1n的16點DFTX3k8=fft(x3n,8); %計算x1n的8點DFTX3k16=fft(x3n,16); %計算x1n的16點DFT%以下繪制幅頻特性曲線subplot(2,2,1);mstem(X1k8); %繪制8點DFT的幅頻特性圖title(1a) 8點DFTx_1(n);xlabel(/);ylabel(幅度);axis(0,2,0,1.2*max(abs(X1k8)subplot(2,2,3);mstem(X1k16); %繪制16點DFT的幅頻特性圖title(1b)16點DFTx_1(n);xlabel(/);ylabel(幅度);axis(0,2,0,1.2*max(abs(X1k16)figure(2)subplot(2,2,1);mstem(X2k8); %繪制8點DFT的幅頻特性圖title(2a) 8點DFTx_2(n);xlabel(/);ylabel(幅度);axis(0,2,0,1.2*max(abs(X2k8)subplot(2,2,2);mstem(X2k16); %繪制16點DFT的幅頻特性圖title(2b)16點DFTx_2(n);xlabel(/);ylabel(幅度);axis(0,2,0,1.2*max(abs(X2k16)subplot(2,2,3);mstem(X3k8); %繪制8點DFT的幅頻特性圖title(3a) 8點DFTx_3(n);xlabel(/);ylabel(幅度);axis(0,2,0,1.2*max(abs(X3k8)subplot(2,2,4);mstem(X3k16); %繪制16點DFT的幅頻特性圖title(3b)16點DFTx_3(n);xlabel(/);ylabel(幅度);axis(0,2,0,1.2*max(abs(X3k16)%實驗內容(2) 周期序列譜分析=N=8;n=0:N-1; %FFT的變換區(qū)間N=8x4n=cos(pi*n/4);x5n=cos(pi*n/4)+cos(pi*n/8);X4k8=fft(x4n); %計算x4n的8點DFTX5k8=fft(x5n); %計算x5n的8點DFTN=16;n=0:N-1; %FFT的變換區(qū)間N=16x4n=cos(pi*n/4);x5n=cos(pi*n/4)+cos(pi*n/8);X4k16=fft(x4n); %計算x4n的16點DFTX5k16=fft(x5n); %計算x5n的16點DFTfigure(3)subplot(2,2,1);mstem(X4k8); %繪制8點DFT的幅頻特性圖title(4a) 8點DFTx_4(n);xlabel(/);ylabel(幅度);axis(0,2,0,1.2*max(abs(X4k8)subplot(2,2,3);mstem(X4k16); %繪制16點DFT的幅頻特性圖title(4b)16點DFTx_4(n);xlabel(/);ylabel(幅度);axis(0,2,0,1.2*max(abs(X4k16)subplot(2,2,2);mstem(X5k8); %繪制8點DFT的幅頻特性圖title(5a) 8點DFTx_5(n);xlabel(/);ylabel(幅度);axis(0,2,0,1.2*max(abs(X5k8)subplot(2,2,4);mstem(X5k16); %繪制16點DFT的幅頻特性圖title(5b)16點DFTx_5(n);xlabel(/);ylabel(幅度);axis(0,2,0,1.2*max(abs(X5k16)%實驗內容(3) 模擬周期信號譜分析=figure(4)Fs=64;T=1/Fs;N=16;n=0:N-1; %FFT的變換區(qū)間N=16x6nT=cos(8*pi*n*T)+cos(16*pi*n*T)+cos(20*pi*n*T); %對x6(t)16點采樣X6k16=fft(x6nT); %計算x6nT的16點DFTX6k16=fftshift(X6k16); %將零頻率移到頻譜中心 Tp=N*T;F=1/Tp; %頻率分辨率Fk=-N/2:N/2-1;fk=k*F; %產生16點DFT對應的采樣點頻率（以零頻率為中心）subplot(3,1,1);stem(fk,abs(X6k16),.);box on %繪制8點DFT的幅頻特性圖title(6a) 16點|DFTx_6(nT)|);xlabel(f(Hz);ylabel(幅度);axis(-N*F/2-1,N*F/2-1,0,1.2*max(abs(X6k16)N=32;n=0:N-1; %FFT的變換區(qū)間N=16x6nT=cos(8*pi*n*T)+cos(16*pi*n*T)+cos(20*pi*n*T); %對x6(t)32點采樣X6k32=fft(x6nT); %計算x6nT的32點DFTX6k32=fftshift(X6k32); %將零頻率移到頻譜中心 Tp=N*T;F=1/Tp; %頻率分辨率Fk=-N/2:N/2-1;fk=k*F; %產生16點DFT對應的采樣點頻率（以零頻率為中心）subplot(3,1,2);stem(fk,abs(X6k32),.);box on %繪制8點DFT的幅頻特性圖title(6b) 32點|DFTx_6(nT)|);xlabel(f(Hz);ylabel(幅度);axis(-N*F/2-1,N*F/2-1,0,1.2*max(abs(X6k32)N=64;n=0:N-1; %FFT的變換區(qū)間N=16x6nT=cos(8*pi*n*T)+cos(16*pi*n*T)+cos(20*pi*n*T); %對x6(t)64點采樣X6k64=fft(x6nT); %計算x6nT的64點DFTX6k64=fftshift(X6k64); %將零頻率移到頻譜中心 Tp=N*T;F=1/Tp; %頻率分辨率Fk=-N/2:N/2-1;fk=k*F; %產生16點DFT對應的采樣點頻率（以零頻率為中心）subplot(3,1,3);stem(fk,abs(X6k64),.); box on%繪制8點DFT的幅頻特性圖title(6a) 64點|DFTx_6(nT)|);xlabel(f(Hz);ylabel(幅度);axis(-N*F/2-1,N*F/2-1,0,1.2*max(abs(X6k64)10.3.3 實驗程序運行結果實驗3程序exp3.m運行結果如圖10.3.1所示。圖10.3.1程序運行結果分析討論：請讀者注意，用DFT（或FFT）分析頻譜，繪制頻譜圖時，最好將X(k)的自變量k換算成對應的頻率，作為橫坐標便于觀察頻譜。為了便于讀取頻率值，最好關于歸一化，即以作為橫坐標。1、實驗內容（1）圖（1a）和（1b）說明的8點DFT和16點DFT分別是的頻譜函數的8點和16點采樣；因為，所以，與的8點DFT的模相等，如圖（2a）和（3a）。但是，當N=16時，與不滿足循環(huán)移位關系，所以圖（2b）和（3b）的模不同。2、實驗內容（2），對周期序列譜分析的周期為8，所以N=8和N=16均是其周期的整數倍，得到正確的單一頻率正弦波的頻譜，僅在0.25處有1根單一譜線。如圖（4b）和（4b）所示。的周期為16，所以N=8不是其周期的整數倍，得到的頻譜不正確，如圖（5a）所示。N=16是其一個周期，得到正確的頻譜，僅在0.25和0.125處有2根單一譜線, 如圖（5b）所示。 3、實驗內容（3），對模擬周期信號譜分析 有3個頻率成分，。所以的周期為0.5s。 采樣頻率。變換區(qū)間N=16時，觀察時間Tp=16T=0.25s，不是的整數倍周期，所以所得頻譜不正確，如圖（6a）所示。變換區(qū)間N=32,64 時，觀察時間Tp=0.5s，1s，是的整數周期，所以所得頻譜正確，如圖（6b）和（6c）所示。圖中3根譜線正好位于處。變換區(qū)間N=64 時頻譜幅度是變換區(qū)間N=32 時2倍，這種結果正好驗證了用DFT對中期序列譜分析的理論。注意：（1）用DFT（或FFT）對模擬信號分析頻譜時，最好將X(k)的自變量k換算成對應的模擬頻率fk，作為橫坐標繪圖，便于觀察頻譜。這樣，不管變換區(qū)間N取信號周期的幾倍，畫出的頻譜圖中有效離散諧波譜線所在的頻率值不變，如圖（6b）和（6c）所示。（2）本程序直接畫出采樣序列N點DFT的模值，實際上分析頻譜時最好畫出歸一化幅度譜，這樣就避免了幅度值隨變換區(qū)間N變化的缺點。本實驗程序這樣繪圖只要是為了驗證了用DFT對中期序列譜分析的理論。10.3.4 簡答思考題思考題（1）和（2）的答案請讀者在教材3.？節(jié)找，思考題（3）的答案在程序運行結果分析討論已經詳細回答。 10.4實驗四IIR數字濾波器設計及軟件實現 2、實驗程序清單%實驗4程序exp4.m% IIR數字濾波器設計及軟件實現clear all;close allFs=10000;T=1/Fs; %采樣頻率%調用信號產生函數mstg產生由三路抑制載波調幅信號相加構成的復合信號st st=mstg;%低通濾波器設計與實現=fp=280;fs=450;wp=2*fp/Fs;ws=2*fs/Fs;rp=0.1;rs=60; %DF指標（低通濾波器的通、阻帶邊界頻）N,wp=ellipord(wp,ws,rp,rs); %調用ellipord計算橢圓DF階數N和通帶截止頻率wpB,A=ellip(N,rp,rs,wp); %調用ellip計算橢圓帶通DF系統(tǒng)函數系數向量B和Ay1t=filter(B,A,st); %濾波器軟件實現% 低通濾波器設計與實現繪圖部分figure(2);subplot(3,1,1);myplot(B,A); %調用繪圖函數myplot繪制損耗函數曲線yt=y_1(t);subplot(3,1,2);tplot(y1t,T,yt); %調用繪圖函數tplot繪制濾波器輸出波形%帶通濾波器設計與實現=fpl=440;fpu=560;fsl=275;fsu=900;wp=2*fpl/Fs,2*fpu/Fs;ws=2*fsl/Fs,2*fsu/Fs;rp=0.1;rs=60; N,wp=ellipord(wp,ws,rp,rs); %調用ellipord計算橢圓DF階數N和通帶截止頻率wpB,A=ellip(N,rp,rs,wp); %調用ellip計算橢圓帶通DF系統(tǒng)函數系數向量B和Ay2t=filter(B,A,st); %濾波器軟件實現% 帶通濾波器設計與實現繪圖部分（省略）%高通濾波器設計與實現=fp=890;fs=600;wp=2*fp/Fs;ws=2*fs/Fs;rp=0.1;rs=60; %DF指標（低通濾波器的通、阻帶邊界頻）N,wp=ellipord(wp,ws,rp,rs); %調用ellipord計算橢圓DF階數N和通帶截止頻率wpB,A=ellip(N,rp,rs,wp,high); %調用ellip計算橢圓帶通DF系統(tǒng)函數系數向量B和Ay3t=filter(B,A,st); %濾波器軟件實現% 高低通濾波器設計與實現繪圖部分（省略）10.4.3 實驗程序運行結果實驗4程序exp4.m運行結果如圖104.2所示。由圖可見，三個分離濾波器指標參數選取正確，算耗函數曲線達到所給指標。分離出的三路信號y1(n)，y2(n)和y3(n)的波形是抑制載波的單頻調幅波。(a) 低通濾波器損耗函數及其分離出的調幅信號y1(t)(b) 帶通濾波器損耗函數及其分離出的調幅信號y2(t)(c)高通濾波器損耗函數及其分離出的調幅信號y3(t) 圖104. 實驗4程序exp4.m運行結果10.4.4 簡要回答思考題思考題（1）已經在10.4.2節(jié)解答。思考題（3）很簡單，請讀者按照該題的提示修改程序，運行觀察。思考題（3） 因為信號st是周期序列，譜分析時要求觀察時間為整數倍周期。所以，本題的一般解答方法是，先確定信號st的周期，在判斷所給采樣點數N對應的觀察時間Tp=NT是否為st的整數個周期。但信號產生函數mstg產生的信號st共有6個頻率成分，求其周期比較麻煩，故采用下面的方法解答。分析發(fā)現，st的每個頻率成分都是25Hz的整數倍。采樣頻率Fs=10kHz=25400Hz，即在25Hz的正弦波的1個周期中采樣400點。所以，當N為400的整數倍時一定為st的整數個周期。因此，采樣點數N=800和N=2000時，對st進行N點FFT可以得到6根理想譜線。如果取N=1000，不是400的整數倍，不能得到6根理想譜線。10.5 實驗五：FIR數字濾波器設計與軟件實現6信號產生函數xtg程序清單function xt=xtg(N)%實驗五信號x(t)產生,并顯示信號的幅頻特性曲線%xt=xtg(N) 產生一個長度為N,有加性高頻噪聲的單頻調幅信號xt,采樣頻率Fs=1000Hz%載波頻率fc=Fs/10=100Hz,調制正弦波頻率f0=fc/10=10Hz.Fs=1000;T=1/Fs;Tp=N*T;t=0:T:(N-1)*T;fc=Fs/10;f0=fc/10; %載波頻率fc=Fs/10，單頻調制信號頻率為f0=Fc/10;mt=cos(2*pi*f0*t); %產生單頻正弦波調制信號mt，頻率為f0ct=cos(2*pi*fc*t); %產生載波正弦波信號ct，頻率為fcxt=mt.*ct; %相乘產生單頻調制信號xtnt=2*rand(1,N)-1; %產生隨機噪聲nt%=設計高通濾波器hn,用于濾除噪聲nt中的低頻成分,生成高通噪聲=fp=150; fs=200;Rp=0.1;As=70;% 濾波器指標fb=fp,fs;m=0,1; % 計算remezord函數所需參數f,m,devdev=10(-As/20),(10(Rp/20)-1)/(10(Rp/20)+1);n,fo,mo,W=remezord(fb,m,dev,Fs);% 確定remez函數所需參數hn=remez(n,fo,mo,W); % 調用remez函數進行設計,用于濾除噪聲nt中的低頻成分yt=filter(hn,1,10*nt); %濾除隨機噪聲中低頻成分，生成高通噪聲yt%=xt=xt+yt; %噪聲加信號fst=fft(xt,N);k=0:N-1;f=k/Tp;subplot(3,1,1);plot(t,xt);grid;xlabel(t/s);ylabel(x(t);axis(0,Tp/5,min(xt),max(xt);title(a) 信號加噪聲波形)subplot(3,1,2);plot(f,abs(fst)/max(abs(fst);grid;title(b) 信號加噪聲的頻譜)axis(0,Fs/2,0,1.2);xlabel(f/Hz);ylabel(幅度)10.5.2 濾波器參數及實驗程序清單1、濾波器參數選取根據10.5.1 節(jié)實驗指導的提示選擇濾波器指標參數：通帶截止頻率fp=120Hz，阻帶截至頻率fs=150Hz。代入采樣頻率Fs=1000Hz，換算成數字頻率，通帶截止頻率，通帶最大衰為0.1dB，阻帶截至頻率，阻帶最小衰為60dB。所以選取blackman窗函數。與信號產生函數xtg相同，采樣頻率Fs=1000Hz。按照圖10.5.2 所示的程序框圖編寫的實驗程序為exp5.m。2、實驗程序清單%數字信號處理(第三版）學習指導第10章實驗5程序exp5.m% FIR數字濾波器設計及軟件實現clear all;close all;%=調用xtg產生信號xt, xt長度N=1000,并顯示xt及其頻譜,=N=1000;xt=xtg(N);fp=120; fs=150;Rp=0.2;As=60;Fs=1000; % 輸入給定指標% (1) 用窗函數法設計濾波器wc=(fp+fs)/Fs; %理想低通濾波器截止頻率(關于pi歸一化）B=2*pi*(fs-fp)/Fs; %過渡帶寬度指標Nb=ceil(11*pi/B); %blackman窗的長度Nhn=fir1(Nb-1,wc,blackman(Nb);Hw=abs(fft(hn,1024);% 求設計的濾波器頻率特性ywt=fftfilt(hn,xt,N); %調用函數fftfilt對xt濾波%以下為用窗函數法設計法的繪圖部分（濾波器損耗函數，濾波器輸出信號波形）%省略% (2) 用等波紋最佳逼近法設計濾波器fb=fp,fs;m=1,0; % 確定remezord函數所需參數f,m,devdev=(10(Rp/20)-1)/(10(Rp/20)+1),10(-As/20);Ne,fo,mo,W=remezord(fb,m,dev,Fs);% 確定remez函數所需參數hn=remez(Ne,fo,mo,W);% 調用remez函數進行設計Hw=abs(fft(hn,1024);% 求設計的濾波器頻率特性yet=fftfilt(hn,xt,N); % 調用函數fftfilt對xt濾波%以下為用等波紋設計法的繪圖部分（濾波器損耗函數，濾波器輸出信號yw(nT)波形）%省略10.5.3 實驗程序運行結果用窗函數法設計濾波器，濾波器長度 Nb=184。濾波器損耗函數和濾波器輸出yw(nT)分別如圖10.5.3(a)和（b）所示。用等波紋最佳逼近法設計濾波器，濾波器長度 Ne=83。濾波器損耗函數和濾波器輸出ye(nT)分別如圖10.5.3(c)和（d）所示。兩種方法設計的濾波器都能有效地從噪聲中提取信號，但等波紋最佳逼近法設計的濾波器階數低得多，當然濾波實現的運算量以及時延也小得多，從圖10.5.3(b)和（d）可以直觀地看出時延差別。圖10.5.310.5.4 簡答思考題(1) 用窗函數法設計線性相位低通濾波器的設計步驟教材中有詳細的介紹.(2) 希望逼近的理想帶通濾波器的截止頻率分別為：（3）解釋為什么對同樣的技術指標，用等波紋最佳逼近法設計的濾波器階數低？ 用窗函數法設計的濾波器，如果在阻帶截止頻率附近剛好滿足，則離開阻帶截止頻率越遠，阻帶衰減富裕量越大，即存在資源浪費； 幾種常用的典型窗函數的通帶最大衰減和阻帶最小衰減固定，且差別較大，又不能分別控制。所以設計的濾波器的通帶最大衰減和阻帶最小衰減通常都存在較大富裕。如本實驗所選的blackman窗函數，其阻帶最小衰減為74dB,而指標僅為60dB。 用等波紋最佳逼近法設計的濾波器，其通帶和阻帶均為等波紋特性，且通帶最大衰減和阻帶最小衰減可以分別控制，所以其指標均勻分布，沒有資源浪費，所以期階數低得多。 10.6 實驗六 數字信號處理在雙音多頻撥號系統(tǒng)中的應用%數字信號處理（第三版）第十章 實驗6程序：exp6.m% DTMF雙頻撥號信號的生成和檢測程序%clear all;clc;tm=1,2,3,65;4,5,6,66;7,8,9,67;42,0,35,68; % DTMF信號代表的16個數N=205;K=18,20,22,24,31,34,38,42;f1=697,770,852,941; % 行頻率向量f2=1209,1336,1477,1633; % 列頻率向量TN=input(鍵入6位電話號碼= ); % 輸入6位數字TNr=0; %接收端電話號碼初值為零for l=1:6; d=fix(TN/10(6-l); TN=TN-d*10(6-l); for p=1:4; for q=1:4; if tm(p,q)=abs(d); break,end % 檢測碼相符的列號q end if tm(p,q)=abs(d); break,end % 檢測碼相符的行號p end n=0:1023; % 為了發(fā)聲，加長序列 x = sin(2*pi*n*f1(p)/8000) + sin(2*pi*n*f2(q)/8000);% 構成雙頻信號 sound(x,8000); %