同步整流電路分析

1、同步整流電路分析一、傳統(tǒng)二極管整流電路面臨的問題近年來，電子技術(shù)的發(fā)展，使得電路的工作電壓越來越低、電流越來越大。低電壓工 作有利于降低電路的整體功率消耗，但也給電源設(shè)計(jì)提出了新的難題。開關(guān)電源的損耗主要由 3 部分組成：功率開關(guān)管的損耗，高頻變壓器的損耗，輸出端 整流管的損耗。在低電壓、大電流輸出的情況下，整流二極管的導(dǎo)通壓降較高，輸出端整 流管的損耗尤為突出。快恢復(fù)二極管（ FRD）或超快恢復(fù)二極管（ SRD）可達(dá) 1.0 1.2V， 即使采用低壓降的肖特基二極管（ SBD），也會(huì)產(chǎn)生大約 0.6V 的壓降，這就導(dǎo)致整流損耗 增大，電源效率降低。舉例說明，目前筆記本電腦普遍采用 3.3V

2、甚至 1.8V 或1.5V 的供電電壓，所消耗的電 流可達(dá) 20A。此時(shí)超快恢復(fù)二極管的整流損耗已接近甚至超過電源輸出功率的50。即使采用肖特基二極管，整流管上的損耗也會(huì)達(dá)到（ 18 40） PO，占電源總損耗的 60以 上。因此，傳統(tǒng)的二極管整流電路已無法滿足實(shí)現(xiàn)低電壓、大電流開關(guān)電源高效率及小體 積的需要，成為制約 DCDC變換器提高效率的瓶頸。二、同步整流的基本電路結(jié)構(gòu)同步整流是采用通態(tài)電阻極低的專用功率 MOSFE，T來取代整流二極管以降低整流損耗 的一項(xiàng)新技術(shù)。 它能大大提高 DCDC變換器的效率并且不存在由肖特基勢(shì)壘電壓而造成的 死區(qū)電壓。功率 MOSFE屬T 于電壓控制型器件，它

3、在導(dǎo)通時(shí)的伏安特性呈線性關(guān)系。用功率 MOSFET做整流器時(shí)，要求柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能， 故稱之為同步整流。1、基本的變壓器抽頭方式雙端自激、隔離式降壓同步整流電路2、單端自激、隔離式降壓同步整流電路圖1 單端降壓式同步整流器的基本原理圖基本原理如圖 1 所示，V1及 V2為功率 MOSFE，T在次級(jí)電壓的正半周， V1導(dǎo)通， V2關(guān)斷， V1起整流作用；在次級(jí)電壓的負(fù)半周， V1關(guān)斷， V2導(dǎo)通， V2起到續(xù)流作用。同步整流電路的 功率損耗主要包括 V1及 V2 的導(dǎo)通損耗及柵極驅(qū)動(dòng)損耗。當(dāng)開關(guān)頻率低于 1MHz時(shí)，導(dǎo)通損 耗占主導(dǎo)地位；開關(guān)頻率高于 1MH

4、z時(shí)，以柵極驅(qū)動(dòng)損耗為主。3、半橋他激、倍流式同步整流電路圖2 單端降壓式同步整流器的基本原理圖該電路的基本特點(diǎn)是：1）變壓器副邊只需一個(gè)繞組，與中間抽頭結(jié)構(gòu)相比較，它的副邊繞組數(shù)只有中間抽頭 結(jié)構(gòu)的一半，所以損耗在副邊的功率相對(duì)較小；2）輸出有兩個(gè)濾波電感，兩個(gè)濾波電感上的電流相加后得到輸出負(fù)載電流，而這兩個(gè) 電感上的電流紋波有相互抵消的作用，所以，最終得到了很小的輸出電流紋波；3）流過每個(gè)濾波電感的平均電流只有輸出電流的一半，與中間抽頭結(jié)構(gòu)相比較，在輸 出濾波電感上的損耗明顯減小了；4）較少的大電流連接線（ high current inter-connection ），在倍流整流拓?fù)渲校?/p>

5、 它的副邊大電流連接線只有 2路，而在中間抽頭的拓?fù)渲杏?3 路；5）動(dòng)態(tài)響應(yīng)很好。它唯一的缺點(diǎn)就是需要兩個(gè)輸出濾波電感，在體積上相對(duì)要大些。但是，有一種叫集 成磁（ integrated magnetic ）的方法，可以將它的兩個(gè)輸出濾波電感和變壓器都集成到同 一個(gè)磁芯內(nèi)，這樣可以大大地減小變換器的體積。三、電路實(shí)例分析16.5W同步整流式 DCDC電源變換器的設(shè)計(jì)下面介紹一種正激、隔離式 16.5WDC DC電源變換器，它采用 DPA Switch 系列單片 開關(guān)式穩(wěn)壓器 DPA424R，直流輸入電壓范圍是 3675V，輸出電壓為 3.3V ，輸出電流為 5A， 輸出功率為 16.5W。采

6、用 400kHz同步整流技術(shù)，大大降低了整流器的損耗。當(dāng)直流輸入電 壓為 48V 時(shí)，電源效率 =87。變換器具有完善的保護(hù)功能，包括過電壓欠電壓保護(hù)， 輸出過載保護(hù)，開環(huán)故障檢測(cè)，過熱保護(hù)，自動(dòng)重啟動(dòng)功能、能限制峰值電流和峰值電壓 以避免輸出過沖。由 DPA424R構(gòu)成的 16.5W同步整流式 DCDC電源變換器的電路如圖 6 所示。與分立元 器件構(gòu)成的電源變換器相比，可大大簡(jiǎn)化電路設(shè)計(jì)。由 C1、L1和 C2構(gòu)成輸入端的電磁干擾 （EMI）濾波器，可濾除由電網(wǎng)引入的電磁干擾。 R1用來設(shè)定欠電壓值 （UUV）及過電壓值（UOV）， 取 R1=619k 時(shí)，UUV=619k50A2.35V=

7、33.3V，UOV=619k135A 2.5V=86.0V。 當(dāng)輸入電壓過高時(shí) R1還能線性地減小最大占空比，防止磁飽和。 R3為極限電流設(shè)定電阻， 取 R3=11.1k 時(shí)，所設(shè)定的漏極極限電流 I LIMIT=0.6 I LIMIT=0.62.50A=1.5A。電路中的穩(wěn) 壓管 VDZ1（ SMBJ15）0 對(duì)漏極電壓起箝位作用，能確保高頻變壓器磁復(fù)位。圖 6 16.5W 同步整流式 DC DC電源變換器的電路該電源采用漏源通態(tài)電阻極低的 SI4800型功率 MOSFE做T 整流管，其最大漏源電 壓 UDS（max）=30V，最大柵源電壓 UGS（max）= 20V，最大漏極電流為 9A（

8、 25）或 7A（ 70）， 峰值漏極電流可達(dá) 40A，最大功耗為 2.5W（25）或 1.6W（70）。 SI4800 的導(dǎo)通時(shí)間 t ON=13ns（包含導(dǎo)通延遲時(shí)間 t d（ON）=6ns，上升時(shí)間 t R=7ns），關(guān)斷時(shí)間 t OFF=34ns（包含關(guān)斷 延遲時(shí)間 t d（OFF）=23ns，下降時(shí)間 t F=11ns），跨導(dǎo) gFS=19S。工作溫度范圍是 55 150。 SI4800 內(nèi)部有一只續(xù)流二極管 VD，反極性地并聯(lián)在漏源極之間（負(fù)極接 D，正極接 S）， 能對(duì) MOSFE功T 率管起到保護(hù)作用。 VD的反向恢復(fù)時(shí)間 trr =25ns。功率 MOSFE與T 雙極型晶體管

9、不同，它的柵極電容 CGS較大，在導(dǎo)通之前首先要對(duì) CGS進(jìn) 行充電，僅當(dāng) CGS上的電壓超過柵源開啟電壓 UGS（th）時(shí)，MOSFE才T開始導(dǎo)通。 對(duì) SI4800 而言，UGS（th）0.8V。為了保證 MOSFE導(dǎo)T通，用來對(duì) CGS充電的 UGS要比額定值高一些，而且 等效柵極電容也比 CGS高出許多倍。SI4800 的柵源電壓（ UGS）與總柵極電荷（ QG）的關(guān)系曲線如圖 7所示。由圖 7可知QG=QGSQGD QOD（1）式中： QGS為柵源極電荷；QGD為柵漏極電荷，亦稱米勒（ Miller ）電容上的電荷；QOD為米勒電容充滿后的過充電荷。圖 7 SI4800 的 UGS與

10、 QG 的關(guān)系曲線當(dāng)UGS=5V時(shí)，QGS=2.7nC，QGD=5nC，QOD=4.1nC，代入式（ 1）中不難算出，總柵極電荷 QG=11.8nC。等效柵極電容 CEI 等于總柵極電荷除以柵源電壓，即CEI =QG UGS（ 2）將 QG=11.8nC及 UGS=5V代入式（ 2）中，可計(jì)算出等效柵極電容 CEI=2.36nF。需要指出， 等效柵極電容遠(yuǎn)大于實(shí)際的柵極電容（即 CEICGS），因此，應(yīng)按 CEI 來計(jì)算在規(guī)定時(shí)間內(nèi)導(dǎo) 通所需要的柵極峰值驅(qū)動(dòng)電流 I G（PK）。I G（PK）等于總柵極電荷除以導(dǎo)通時(shí)間，即I G=QG t ON（ 3）將 QG=11.8nC， t ON=13n

11、s 代入式（ 3）中，可計(jì)算出導(dǎo)通時(shí)所需的 I G（PK）=0.91A。同步整流管 V2由次級(jí)電壓來驅(qū)動(dòng)， R2為 V2的柵極負(fù)載。同步續(xù)流管 V1直接由高頻變壓 器的復(fù)位電壓來驅(qū)動(dòng)，并且僅在 V2截止時(shí) V1 才工作。當(dāng)肖特基二極管 VD2截止時(shí)，有一部 分能量存儲(chǔ)在共模扼流圈 L2上。當(dāng)高頻變壓器完成復(fù)位時(shí)， VD2續(xù)流導(dǎo)通， L2 中的電能就通 過 VD2繼續(xù)給負(fù)載供電，維持輸出電壓不變。輔助繞組的輸出經(jīng)過VD1和 C4整流濾波后，給光耦合器中的接收管提供偏置電壓。 C5 為控制端的旁路電容。上電啟動(dòng)和自動(dòng)重啟動(dòng)的時(shí) 間由 C6 決定。輸出電壓經(jīng)過 R10和 R11分壓后，與可調(diào)式精密并

12、聯(lián)穩(wěn)壓器 LM431中的 2.50V 基準(zhǔn)電壓進(jìn) 行比較，產(chǎn)生誤差電壓，再通過光耦合器 PC357去控制 DPA424R的占空比，對(duì)輸出電壓進(jìn) 行調(diào)節(jié)。 R7、 VD3和 C3構(gòu)成軟啟動(dòng)電路，可避免在剛接通電源時(shí)輸出電壓發(fā)生過沖現(xiàn)象。剛 上電時(shí)，由于 C3 兩端的電壓不能突變，使得 LM431不工作。隨著整流濾波器輸出電壓的升 高并通過 R7給 C3充電， C3上的電壓不斷升高， LM431才轉(zhuǎn)入正常工作狀態(tài)。在軟啟動(dòng)過程 中，輸出電壓是緩慢升高的，最終達(dá)到 3.3V 的穩(wěn)定值。四、用于同步整流的功率 MOSFE最T 新進(jìn)展為滿足高頻、大容量同步整流電路的需要，近年來一些專用功率MOSFE不T

13、 斷問世，典型產(chǎn)品有 FAIRCHILD公司生產(chǎn)的 NDS8410型 N溝道功率 MOSFE，T其通態(tài)電阻為 0.015 。 Philips 公司生產(chǎn)的 SI4800 型功率 MOSFE是T 采用 TrenchMOSTM技術(shù)制成的，其通、斷狀態(tài) 可用邏輯電平來控制，漏源極通態(tài)電阻僅為 0.0155 。 IR 公司生產(chǎn)的 IRL3102（20V 61A）、 IRL2203S（30V116A）、 IRL3803S（30V100A）型功率 MOSFE，T它們的通態(tài)電 阻分別為 0.013 、 0.007 和0.006 ，在通過 20A電流時(shí)的導(dǎo)通壓降還不到 0.3V。這些 專用功率 MOSFE的T 輸入阻抗高，開關(guān)時(shí)間短，現(xiàn)已成為設(shè)計(jì)低電壓、大電流功率變換器的 首選整流器件。最近，國(guó)外 IC 廠家還開發(fā)出同步整流集成電路（ SRIC）。例如， IR 公司最近推出的 IR1176 就是一種專門用于驅(qū)動(dòng) N溝道功率 MOSFE的T 高速 CMOS控制器。IR1176 可不依賴于 初級(jí)側(cè)拓?fù)涠鴨为?dú)運(yùn)行，并且不需要增加有源箝位（ active clamp ）、柵極驅(qū)動(dòng)補(bǔ)償?shù)葟?fù) 雜電路。 IR1176 適用于輸出電壓在 5V以下的大電流 DCDC變換器中的同步整流器，能大 大簡(jiǎn)化并改善寬帶網(wǎng)服務(wù)器中隔離式 DCDC變換器的設(shè)計(jì)。 IR1176配上 IRF7822型功率 MOS