同步整流電路分析

1、同步整流電路分析一、傳統(tǒng)二極管整流電路面臨的問題近年來，電子技術(shù)的發(fā)展，使得電路的工作電壓越來越低、電流越來越大。低電壓工 作有利于降低電路的整體功率消耗，但也給電源設(shè)計提出了新的難題。開關(guān)電源的損耗主要由 3 部分組成：功率開關(guān)管的損耗，高頻變壓器的損耗，輸出端 整流管的損耗。在低電壓、大電流輸出的情況下，整流二極管的導(dǎo)通壓降較高，輸出端整 流管的損耗尤為突出?？旎謴?fù)二極管（ FRD）或超快恢復(fù)二極管（ SRD）可達(dá) 1.0 1.2V， 即使采用低壓降的肖特基二極管（ SBD），也會產(chǎn)生大約 0.6V 的壓降，這就導(dǎo)致整流損耗 增大，電源效率降低。舉例說明，目前筆記本電腦普遍采用 3.3V

2、甚至 1.8V 或1.5V 的供電電壓，所消耗的電 流可達(dá) 20A。此時超快恢復(fù)二極管的整流損耗已接近甚至超過電源輸出功率的50。即使采用肖特基二極管，整流管上的損耗也會達(dá)到（ 18 40） PO，占電源總損耗的 60以 上。因此，傳統(tǒng)的二極管整流電路已無法滿足實現(xiàn)低電壓、大電流開關(guān)電源高效率及小體 積的需要，成為制約 DCDC變換器提高效率的瓶頸。二、同步整流的基本電路結(jié)構(gòu)同步整流是采用通態(tài)電阻極低的專用功率 MOSFE，T來取代整流二極管以降低整流損耗 的一項新技術(shù)。 它能大大提高 DCDC變換器的效率并且不存在由肖特基勢壘電壓而造成的 死區(qū)電壓。功率 MOSFE屬T 于電壓控制型器件，它

3、在導(dǎo)通時的伏安特性呈線性關(guān)系。用功率 MOSFET做整流器時，要求柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能， 故稱之為同步整流。1、基本的變壓器抽頭方式雙端自激、隔離式降壓同步整流電路2、單端自激、隔離式降壓同步整流電路圖1 單端降壓式同步整流器的基本原理圖基本原理如圖 1 所示，V1及 V2為功率 MOSFE，T在次級電壓的正半周， V1導(dǎo)通， V2關(guān)斷， V1起整流作用；在次級電壓的負(fù)半周， V1關(guān)斷， V2導(dǎo)通， V2起到續(xù)流作用。同步整流電路的 功率損耗主要包括 V1及 V2 的導(dǎo)通損耗及柵極驅(qū)動損耗。當(dāng)開關(guān)頻率低于 1MHz時，導(dǎo)通損 耗占主導(dǎo)地位；開關(guān)頻率高于 1MH

4、z時，以柵極驅(qū)動損耗為主。3、半橋他激、倍流式同步整流電路圖2 單端降壓式同步整流器的基本原理圖該電路的基本特點是：1）變壓器副邊只需一個繞組，與中間抽頭結(jié)構(gòu)相比較，它的副邊繞組數(shù)只有中間抽頭 結(jié)構(gòu)的一半，所以損耗在副邊的功率相對較??；2）輸出有兩個濾波電感，兩個濾波電感上的電流相加后得到輸出負(fù)載電流，而這兩個 電感上的電流紋波有相互抵消的作用，所以，最終得到了很小的輸出電流紋波；3）流過每個濾波電感的平均電流只有輸出電流的一半，與中間抽頭結(jié)構(gòu)相比較，在輸 出濾波電感上的損耗明顯減小了；4）較少的大電流連接線（ high current inter-connection ），在倍流整流拓?fù)渲校?/p>

5、 它的副邊大電流連接線只有 2路，而在中間抽頭的拓?fù)渲杏?3 路；5）動態(tài)響應(yīng)很好。它唯一的缺點就是需要兩個輸出濾波電感，在體積上相對要大些。但是，有一種叫集 成磁（ integrated magnetic ）的方法，可以將它的兩個輸出濾波電感和變壓器都集成到同 一個磁芯內(nèi)，這樣可以大大地減小變換器的體積。三、電路實例分析16.5W同步整流式 DCDC電源變換器的設(shè)計下面介紹一種正激、隔離式 16.5WDC DC電源變換器，它采用 DPA Switch 系列單片 開關(guān)式穩(wěn)壓器 DPA424R，直流輸入電壓范圍是 3675V，輸出電壓為 3.3V ，輸出電流為 5A， 輸出功率為 16.5W。采

6、用 400kHz同步整流技術(shù)，大大降低了整流器的損耗。當(dāng)直流輸入電 壓為 48V 時，電源效率 =87。變換器具有完善的保護(hù)功能，包括過電壓欠電壓保護(hù)， 輸出過載保護(hù)，開環(huán)故障檢測，過熱保護(hù)，自動重啟動功能、能限制峰值電流和峰值電壓 以避免輸出過沖。由 DPA424R構(gòu)成的 16.5W同步整流式 DCDC電源變換器的電路如圖 6 所示。與分立元 器件構(gòu)成的電源變換器相比，可大大簡化電路設(shè)計。由 C1、L1和 C2構(gòu)成輸入端的電磁干擾 （EMI）濾波器，可濾除由電網(wǎng)引入的電磁干擾。 R1用來設(shè)定欠電壓值 （UUV）及過電壓值（UOV）， 取 R1=619k 時，UUV=619k50A2.35V=

7、33.3V，UOV=619k135A 2.5V=86.0V。 當(dāng)輸入電壓過高時 R1還能線性地減小最大占空比，防止磁飽和。 R3為極限電流設(shè)定電阻， 取 R3=11.1k 時，所設(shè)定的漏極極限電流 I LIMIT=0.6 I LIMIT=0.62.50A=1.5A。電路中的穩(wěn) 壓管 VDZ1（ SMBJ15）0 對漏極電壓起箝位作用，能確保高頻變壓器磁復(fù)位。圖 6 16.5W 同步整流式 DC DC電源變換器的電路該電源采用漏源通態(tài)電阻極低的 SI4800型功率 MOSFE做T 整流管，其最大漏源電 壓 UDS（max）=30V，最大柵源電壓 UGS（max）= 20V，最大漏極電流為 9A（

8、 25）或 7A（ 70）， 峰值漏極電流可達(dá) 40A，最大功耗為 2.5W（25）或 1.6W（70）。 SI4800 的導(dǎo)通時間 t ON=13ns（包含導(dǎo)通延遲時間 t d（ON）=6ns，上升時間 t R=7ns），關(guān)斷時間 t OFF=34ns（包含關(guān)斷 延遲時間 t d（OFF）=23ns，下降時間 t F=11ns），跨導(dǎo) gFS=19S。工作溫度范圍是 55 150。 SI4800 內(nèi)部有一只續(xù)流二極管 VD，反極性地并聯(lián)在漏源極之間（負(fù)極接 D，正極接 S）， 能對 MOSFE功T 率管起到保護(hù)作用。 VD的反向恢復(fù)時間 trr =25ns。功率 MOSFE與T 雙極型晶體管

9、不同，它的柵極電容 CGS較大，在導(dǎo)通之前首先要對 CGS進(jìn) 行充電，僅當(dāng) CGS上的電壓超過柵源開啟電壓 UGS（th）時，MOSFE才T開始導(dǎo)通。 對 SI4800 而言，UGS（th）0.8V。為了保證 MOSFE導(dǎo)T通，用來對 CGS充電的 UGS要比額定值高一些，而且 等效柵極電容也比 CGS高出許多倍。SI4800 的柵源電壓（ UGS）與總柵極電荷（ QG）的關(guān)系曲線如圖 7所示。由圖 7可知QG=QGSQGD QOD（1）式中： QGS為柵源極電荷；QGD為柵漏極電荷，亦稱米勒（ Miller ）電容上的電荷；QOD為米勒電容充滿后的過充電荷。圖 7 SI4800 的 UGS與

10、 QG 的關(guān)系曲線當(dāng)UGS=5V時，QGS=2.7nC，QGD=5nC，QOD=4.1nC，代入式（ 1）中不難算出，總柵極電荷 QG=11.8nC。等效柵極電容 CEI 等于總柵極電荷除以柵源電壓，即CEI =QG UGS（ 2）將 QG=11.8nC及 UGS=5V代入式（ 2）中，可計算出等效柵極電容 CEI=2.36nF。需要指出， 等效柵極電容遠(yuǎn)大于實際的柵極電容（即 CEICGS），因此，應(yīng)按 CEI 來計算在規(guī)定時間內(nèi)導(dǎo) 通所需要的柵極峰值驅(qū)動電流 I G（PK）。I G（PK）等于總柵極電荷除以導(dǎo)通時間，即I G=QG t ON（ 3）將 QG=11.8nC， t ON=13n

11、s 代入式（ 3）中，可計算出導(dǎo)通時所需的 I G（PK）=0.91A。同步整流管 V2由次級電壓來驅(qū)動， R2為 V2的柵極負(fù)載。同步續(xù)流管 V1直接由高頻變壓 器的復(fù)位電壓來驅(qū)動，并且僅在 V2截止時 V1 才工作。當(dāng)肖特基二極管 VD2截止時，有一部 分能量存儲在共模扼流圈 L2上。當(dāng)高頻變壓器完成復(fù)位時， VD2續(xù)流導(dǎo)通， L2 中的電能就通 過 VD2繼續(xù)給負(fù)載供電，維持輸出電壓不變。輔助繞組的輸出經(jīng)過VD1和 C4整流濾波后，給光耦合器中的接收管提供偏置電壓。 C5 為控制端的旁路電容。上電啟動和自動重啟動的時 間由 C6 決定。輸出電壓經(jīng)過 R10和 R11分壓后，與可調(diào)式精密并

12、聯(lián)穩(wěn)壓器 LM431中的 2.50V 基準(zhǔn)電壓進(jìn) 行比較，產(chǎn)生誤差電壓，再通過光耦合器 PC357去控制 DPA424R的占空比，對輸出電壓進(jìn) 行調(diào)節(jié)。 R7、 VD3和 C3構(gòu)成軟啟動電路，可避免在剛接通電源時輸出電壓發(fā)生過沖現(xiàn)象。剛 上電時，由于 C3 兩端的電壓不能突變，使得 LM431不工作。隨著整流濾波器輸出電壓的升 高并通過 R7給 C3充電， C3上的電壓不斷升高， LM431才轉(zhuǎn)入正常工作狀態(tài)。在軟啟動過程 中，輸出電壓是緩慢升高的，最終達(dá)到 3.3V 的穩(wěn)定值。四、用于同步整流的功率 MOSFE最T 新進(jìn)展為滿足高頻、大容量同步整流電路的需要，近年來一些專用功率MOSFE不T

13、 斷問世，典型產(chǎn)品有 FAIRCHILD公司生產(chǎn)的 NDS8410型 N溝道功率 MOSFE，T其通態(tài)電阻為 0.015 。 Philips 公司生產(chǎn)的 SI4800 型功率 MOSFE是T 采用 TrenchMOSTM技術(shù)制成的，其通、斷狀態(tài) 可用邏輯電平來控制，漏源極通態(tài)電阻僅為 0.0155 。 IR 公司生產(chǎn)的 IRL3102（20V 61A）、 IRL2203S（30V116A）、 IRL3803S（30V100A）型功率 MOSFE，T它們的通態(tài)電 阻分別為 0.013 、 0.007 和0.006 ，在通過 20A電流時的導(dǎo)通壓降還不到 0.3V。這些 專用功率 MOSFE的T 輸入阻抗高，開關(guān)時間短，現(xiàn)已成為設(shè)計低電壓、大電流功率變換器的 首選整流器件。最近，國外 IC 廠家還開發(fā)出同步整流集成電路（ SRIC）。例如， IR 公司最近推出的 IR1176 就是一種專門用于驅(qū)動 N溝道功率 MOSFE的T 高速 CMOS控制器。IR1176 可不依賴于 初級側(cè)拓?fù)涠鴨为氝\行，并且不需要增加有源箝位（ active clamp ）、柵極驅(qū)動補(bǔ)償?shù)葟?fù) 雜電路。 IR1176 適用于輸出電壓在 5V以下的大電流 DCDC變換器中的同步整流器，能大 大簡化并改善寬帶網(wǎng)服務(wù)器中隔離式 DCDC變換器的設(shè)計。 IR1176配上 IRF7822型功率 MOS