DSP逆變電源并聯(lián)系統(tǒng)鎖相環(huán)設(shè)計

1、DSP逆變電源并聯(lián)系統(tǒng)鎖相環(huán)設(shè)計摘要：提出了一種基于 DSP的消除SPWM全橋逆變器直流偏磁問題的控制方 案，采用TI公司的 DSP芯片TMS320F240 來實(shí)現(xiàn)。在一臺400Hz6kW 樣機(jī) 上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該方案能較好地解決全橋逆變器中的直流偏磁問題。本文引用地址：關(guān)鍵詞：全橋逆變器;直流偏磁;正弦波脈寬調(diào)制1引言近年來，SPWM逆變器已經(jīng)在許多交流電能調(diào)節(jié)系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用，相 對于半橋而言，全橋逆變器的開關(guān)電流減小了一半，因而更適合于大功率場合。 在SPWM全橋逆變器中，為實(shí)現(xiàn)輸入輸出之間的電氣隔離和得到合適的輸出電 壓幅值，一般在輸出端接有基頻交流變壓器。而在輸出變壓器中

2、，由于各種原因引起的直流偏磁問題致使鐵心飽和，從而加大了變壓器的損耗，降低了效率，甚至?xí)鹉孀兤黝嵏?，?yán)重影響了 SPWM全橋逆變器的正常運(yùn)行，必須采取措 施加以解決。隨著高頻開關(guān)器件的發(fā)展，模擬瞬時值反饋控制使SPWM逆變器獲得了優(yōu)良的動態(tài)響應(yīng)特性和較小的諧波畸變率。但模擬控制存在著分散性大、溫度漂移 及器件老化等不利因素，因而給設(shè)備調(diào)試及維護(hù)造成許多困難。數(shù)字控制克服了模擬控制的上述缺點(diǎn)，并具有硬件簡單、調(diào)試方便、可靠性高的優(yōu)勢，因而引起 了高度的重視。本文在對SPWM全橋逆變器中輸出變壓器直流偏磁機(jī)理分析的基礎(chǔ)上，提出了一種數(shù)字PI控制方案，通過采樣輸出變壓器原方電流來調(diào)整 觸發(fā)脈沖寬

3、度。該方案利用 DSP芯片TMS320F240在一臺全數(shù)字化6kW、 400Hz中頻逆變電源上得以實(shí)現(xiàn)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明所提出的方案較好地抑制了輸 出變壓器的直流偏磁。2直流偏磁DSP控制的SPWM全橋逆變器如圖1所示。直流偏磁是指由于輸出變壓器 原邊電壓正負(fù)波形不對稱，引起變壓器鐵心工作磁滯回線中心點(diǎn)偏離零點(diǎn)，從而 造成磁工作狀態(tài)不對稱的現(xiàn)象。變壓器工作時，磁感應(yīng)強(qiáng)度B的變化率為B=dt勵磁電流I出勺變化率為I p=dt(2)圖1DSP控制的SPWM全橋逆變器圖2無直流偏磁時波形圖(a)SPWM波形(b)磁感應(yīng)強(qiáng)度B(a)SPWM波形(b)磁感應(yīng)強(qiáng)度B圖3有正直流偏磁時波形圖式中：U1 變壓器原

4、邊電壓；N1 變壓器原邊繞組匝數(shù)；Ae 變壓器鐵心截面積；Lo變壓器鐵心磁路長度；fi 空氣磁導(dǎo)率；M 變壓器鐵心相對磁導(dǎo)率。如圖2所示，在SPWM全橋逆變器中，若輸出變壓器原邊電壓正負(fù)半周波 形對稱，正負(fù)半波伏秒積相等，鐵心磁工作點(diǎn)將以原點(diǎn)為中心沿著磁滯回線對稱 地往復(fù)運(yùn)動。反之，若輸出變壓器原邊電壓正負(fù)波形不對稱，正負(fù)半波伏秒積不 等，則使正負(fù)半波磁感應(yīng)強(qiáng)度幅值不同， 磁工作區(qū)域?qū)⑵虻谝换虻谌笙蓿?即 形成直流偏磁如圖3所示。造成原邊電壓正負(fù)波形不對稱的原因，主要有以下幾個方面：1）由于主電路中功率開關(guān)管導(dǎo)通時飽和壓降不同， 使得加在變壓器原邊的電 壓正負(fù)波形幅值不等；2）由于控制系統(tǒng)

5、中正弦調(diào)制波或三角載波存在直流分量；或是由于四路脈沖 分配及死區(qū)形成電路不對稱；或是由于采用波形校正技術(shù)來對脈寬進(jìn)行動態(tài)調(diào)節(jié) 或是由于主電路中功率開關(guān)管關(guān)斷時的存儲時間不一致；使得加在變壓器原邊的 電壓正負(fù)波形脈寬不等；3）由于SPWM逆變器在短路保護(hù)或關(guān)機(jī)時采用驅(qū)動脈 沖瞬時封鎖法，工作周期不完整，導(dǎo)致變壓器鐵心的剩磁過高，使得變壓器鐵心 的磁工作區(qū)域偏離零點(diǎn)。由上述分析可知，在SPWM全橋逆變器中必然存在著直流偏磁。 如前所述， 直流偏磁會導(dǎo)致鐵心飽和，不僅加大了變壓器的損耗，降低了效率，增大了噪聲； 而且使兩路功率開關(guān)管中的電流不平衡， 降低了管子的有效利用率。如果偏磁繼續(xù)積累，鐵心進(jìn)入

6、深度飽和，磁工作點(diǎn)進(jìn)入非線性區(qū)，變壓器鐵心相對導(dǎo)磁率W將迅速減小。由式（2）可見，這將導(dǎo)致勵磁電流I泄速增大，甚至?xí)鹉孀冾?覆，使功率開關(guān)管因過流而損壞，嚴(yán)重影響了SPWM全橋逆變器的正常運(yùn)行，因此必須采取措施加以解決。為解決SPWM全橋逆變器中存在的直流偏磁問題，一般可采取如下措施：1）變壓器鐵心加氣隙，增加鐵心的磁阻，提高變壓器抗直流偏磁的能力 ；磁 通密度按單相工作狀態(tài)選取，但這樣卻降低了鐵心的利用率，增大了變壓器的體 積和重量。2）變壓器原邊繞組串接一個無極性隔直電容，這種方案一般僅適合于小功率逆變電源，而不適合于中大功率逆變電源。 這一方面是因?yàn)闊o極性電容耐壓和容 量的限制，需要

7、大量的電容進(jìn)行串并聯(lián)，從而大大增加了成本、體積和重量；另一方面是因?yàn)橹麟娐分写敫糁彪娙荩?降低了功率傳遞效率，影響了逆變器的動 態(tài)特性。3）選擇飽和壓降和存儲時間特性一致的功率開關(guān)管用于SPWM全橋逆變器，減小控制電路的脈寬失真和驅(qū)動延時。4）在動態(tài)情況下限制控制信號的最大變化率，使正負(fù)半波盡量對稱，但這樣卻降低了逆變器的動態(tài)響應(yīng)速度。5）逆變器采用軟啟動和軟關(guān)機(jī)技術(shù)，使變壓器控制技術(shù)圖4抗直流偏磁數(shù)字PI控制器剩磁很小，防止開機(jī)時產(chǎn)生瞬態(tài)飽和。此外，一些資料也提出了一些抗直流偏磁的控制方案，如文獻(xiàn)1提出的逐脈沖電流檢測法，文獻(xiàn)2提出的電流型 PWM控制法，文獻(xiàn)3提出的采樣保持法，文獻(xiàn)4提出

8、的雙環(huán)控制法等等，但 這些方法均只適用于DC/AC/DC 變換器中的逆變器部分。文獻(xiàn)5提出的靜態(tài) 補(bǔ)償和適時補(bǔ)償法較好地解決了 SPWM全橋逆變器中存在的直流偏磁問題，但 卻屬于模擬控制。本文通過采樣輸出變壓器原邊電流，通過數(shù)字PI控制器來調(diào)整觸發(fā)脈沖寬度，較好地解決了全數(shù)字化 SPWM逆變電源中存在的直流偏磁問 題。3數(shù)字PI抗直流偏磁在SPWM全橋逆變器中，輸出變壓器的原邊電流為折算到原邊的副邊電流 與原邊的勵磁電流之和。如上所述，當(dāng)發(fā)生直流偏磁時，在第一或第三象限，變 壓器鐵心相對導(dǎo)磁率 小迅速減小，某一方向的勵磁電流I p以指數(shù)規(guī)律迅速增大， 導(dǎo)致輸出變壓器原邊電流的直流分量也迅速增大

9、。因此，SPWM全橋逆變器的直流偏磁問題，可歸結(jié)為輸出變壓器原邊電流的直流分量的產(chǎn)生和迅速增長的問題。如果能將原邊電流的直流分量迅速檢測出來，并加以控制使之減小，就可以解決直流偏磁問題，使SPWM全橋逆變器正常運(yùn)行。在輸出變壓器中，勵磁電流一般僅占原邊電流的 2%，因此原邊電流直流分 量的檢測必須首先濾除勵磁電流中的基波及高頻成分，然后再將剩下的直流分量放大后用于控制。勵磁電流中直流分量的提取有硬件提取和軟件提取兩種方法。 硬件提取可先經(jīng)有源濾波，再通過A/D 口讀入直流量實(shí)現(xiàn)；軟件提取則通過原邊 電流瞬時雙極性A/D采樣并通過一定的濾波算法來實(shí)現(xiàn)。圖4給出了 SPWM全橋逆變器抗直流偏磁數(shù)字

10、 PI控制器的原理框圖。對控 制器而言，要求原邊電流直流分量以最小誤差收斂到零，并滿足一定的動態(tài)指標(biāo)。數(shù)字PI控制器使誤差le(K)為一個很小的值，誤差le(K)定義為le(K)=O-i1dc(K)(3)式中：i1dc(K)為所提取的原邊電流直流分量。數(shù)字PI控制器根據(jù)i1dc(K)來產(chǎn)生所要求的控制量u(z)=Kple(z)+le(z)(4)采用增量式PI控制算法，其增量表達(dá)式為：u(K)=u(K-1)+Au(K)(5)Au(K)=Kple(K)+le(K-1)+Klle(K)(6)數(shù)字PI控制器在過去幾十年里得到了廣泛的應(yīng)用，其實(shí)現(xiàn)簡單直觀、魯棒性好、可靠性高，在一定的運(yùn)行范圍內(nèi)可以獲得較

11、為滿意的控制效果。在本文中，采樣輸出變壓器原邊電流用于反饋，通過數(shù)字PI控制器得出的控制量可用于對SPWM驅(qū)動脈寬進(jìn)行修正，以減小原邊電流中的直流分量，把變壓器的直流偏 磁限制在較小的范圍之內(nèi)。此外，在程序中也采用軟啟動技術(shù)，使變壓器剩磁很小，防止開機(jī)時產(chǎn)生瞬 態(tài)飽和。為防止驅(qū)動脈沖過窄而丟失造成直流偏磁，對SPWM驅(qū)動波形的最小占空比進(jìn)行了限制。為避免空載-滿載或滿載-空載等動態(tài)過程中，勵磁電流急劇 增大而燒毀功率開關(guān)管，程序中還采用了直流母線電流滯環(huán)封鎖技術(shù)：當(dāng)直流母 線電流超過滯環(huán)上限值時，則圭寸鎖相應(yīng)驅(qū)動脈沖，直到電流減小到滯環(huán)下限值時， 再開放控制脈沖，從而避免逆變顛覆，有效地保護(hù)了

12、開關(guān)管。4物理實(shí)現(xiàn)和實(shí)驗(yàn)結(jié)果本文采用德州儀器公司(TI)提供的DSP芯片TMS320F240 來實(shí)現(xiàn)SPWM 全橋逆變器的數(shù)字控制。TMS320F240具有許多優(yōu)良的特性，諸如采用先進(jìn)的哈佛型結(jié)構(gòu)、50ns指令周期時間、16 X16位硬件乘法器、32位算術(shù)邏輯單元、544字X16位片內(nèi)RAM、16k字X16位片內(nèi)FLASHROM 及224k 字X16位存儲 器地址范圍。為適用于功率變換器領(lǐng)域，TMS320F240還集成了先進(jìn)的外圍設(shè)備，包括含12路PWM通道的事件管理器模塊、雙10位A/D轉(zhuǎn)換模塊、基于鎖 相環(huán)的時鐘模塊、看門狗定時器、串行通信DSP控制SPWM全橋逆變器直流偏磁的研究(a)驅(qū)

13、動波形(b)uab波形(a)i1波形(b)uo波形S 1二 I 常 41.2 I圖5實(shí)驗(yàn)波形接口、串行外設(shè)接口、 6種外部中斷和28個獨(dú)立編程多路復(fù)用I/O引腳。本文介紹的數(shù)字PI抗直流偏磁方案已在一臺直流175320V輸入，交流 400Hz、230V、6kW輸出的X艇中頻逆變電源中得到應(yīng)用。為簡化驅(qū)動電路 的設(shè)計，提高可靠性，主電路采用三菱公司的IPM模塊PM200DSA120 。為降 低開關(guān)損耗，此模塊開關(guān)頻率為10kHz。為消除高頻噪聲，減小濾波電路的體 積和重量，采用單極倍頻技術(shù)使輸出變壓器原邊的SPWM波形的最低次諧波為20kHz。逆變器滿載時的實(shí)驗(yàn)波形圖5所示，其中圖5(a)為S1和S3的驅(qū)動波形， 圖5(b)為逆變橋臂輸出電壓uab的波形，圖5(c)為逆變器原邊電