開關(guān)電源設(shè)計(jì)(設(shè)計(jì)報(bào)告

1、開關(guān)電源設(shè)計(jì)作者：鐘代海、黃亮、伍利衡（湖南城市學(xué)院）指導(dǎo)老師： 文稿整理輔導(dǎo)老師： 摘要：系統(tǒng)基于開關(guān)電源的工作原理,采用UC3843 高性能電流模式控制器實(shí)現(xiàn)對(duì)Boost 升壓斬波電路穩(wěn)壓輸出。UC3843片內(nèi)集成有微調(diào)的振蕩器放電電流(可精確控制占空比)、電流模式工作頻率(可到500kHz)、自動(dòng)前饋補(bǔ)償、鎖存脈寬調(diào)制(可逐周限流)、內(nèi)部微調(diào)的參考電壓(帶欠壓鎖定)、欠壓鎖定(帶滯后)、低啟動(dòng)和工作電流等。該系統(tǒng)電路主要包括整流濾波電、DC-DC 變換電路、過流保護(hù)電路 、穩(wěn)壓反饋電 ；路和單片機(jī)控制電路部分。開關(guān)電源輸出電壓可以實(shí)現(xiàn)在30V36 V任意值之間輸出, 最大輸出電流1.5A

2、, 效率大于等于70%。為了能使系統(tǒng)獲得較高的輸出電壓細(xì)分?jǐn)?shù), 又增加了數(shù)字電位器控制電路,能對(duì)輸出電壓進(jìn)行步進(jìn)值為0.1V的調(diào)整。 關(guān)鍵詞：DC-DC變換,UC3843, 開關(guān)穩(wěn)壓電源 ABSTRACT：System is based on switching power supply works, using high-performance current mode controller UC3843 to realize the Boost booster chopper regulate output. UC3843 integrated with fine-tuning of th

3、e oscillator discharge current ( which can precisely control the duty cycle), current-mode frequency ( available at 500KHz) , auto-forward compensation, latching pulse width modulation ( which can b -week limit) , the internal tuning reference voltage (with under voltage lockout) , under voltage loc

4、kout ( with delay ) , low startup and operating current .The s stem circuit includes a rectifier filter circuit, DC-DC converter, current protection circuit, voltage regulator feedback circuit and the MCU control circuit .Switching stabilized power supply output voltage can be realized in the progra

5、mmable output between 30V36V, maximum output current of 2A, the efficiency of greater than or equal to 85%. In order to make the s stem get a higher output voltage division number, increased number of potential control circuit, the output voltage can be less than 1V step adjustment.KE WORDSDC-DC, UC

6、3843, switching stabilized power supply.一、 方案論證 1.DC-DC主回路拓?fù)洹?方案一：間接直流變流電路。 結(jié)構(gòu)圖如圖1-1-1所示，可以實(shí)現(xiàn)輸出端與輸入端的隔離，適合輸入電壓與輸出電壓之比遠(yuǎn)小于或遠(yuǎn)大于1的電路，但由于采用多次變換，電路中的損耗較大，效率較低，而且結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜。 圖1-1-1 間接直流變流電路 方案二：Boost斬波電路。 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1-1-2所示。開關(guān)的開通和關(guān)斷受外部PWM信號(hào)控制，電感L將交替地存儲(chǔ)和釋放能量，電感L儲(chǔ)能后使電壓上升，而電容C可將輸出電壓保持平穩(wěn)，輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系為: UO=UI(ton+toff)/

7、toff通過改變PWM控制信號(hào)的占空比可以相應(yīng)實(shí)現(xiàn)輸出電壓的變化。該電路采取直接直流變流的方式實(shí)現(xiàn)升壓，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，損耗較小，效率較高。圖1-1-2 Boost升壓電路綜合比較，基于對(duì)電路結(jié)構(gòu)和效率的考慮，選擇方案二。 2.控制方法及實(shí)現(xiàn)方案 方案一：用PWM專用芯片產(chǎn)生PWM控制信號(hào)。此方法較易實(shí)現(xiàn)，工作較穩(wěn)定，控制芯片自動(dòng)實(shí)現(xiàn)閉環(huán)穩(wěn)壓控制，使得軟件容易實(shí)現(xiàn)，但不易實(shí)現(xiàn)輸出電壓的鍵盤設(shè)定。 方案二：用單片機(jī)產(chǎn)生PWM控制信號(hào)。單片機(jī)根據(jù)取樣電路的反饋對(duì)PWM信號(hào)做出調(diào)整以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓輸出。這種方案雖較為靈活，但不易實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制，增加了軟件的工作量，且輸出噪聲紋波較大。 綜合考慮，在這里選擇方案

8、一。 3.系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)框圖 系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)框圖如圖3-1-1所示：圖1-3-1 總體設(shè)計(jì)方案圖 4.提高效率的方法及實(shí)現(xiàn)方案 1）選擇合適的開關(guān)工作頻率 為降低開關(guān)損耗，工作頻率不宜過高，為避免產(chǎn)生噪聲，工作頻率不應(yīng)在音頻內(nèi)。綜合考慮后把開關(guān)頻率選定為11.25KHz。 2）Boost斬波電路中開關(guān)管的選取 電力晶體管耐壓高、工作頻率低、開關(guān)損耗大；電力場(chǎng)效應(yīng)管耐壓低、開關(guān)損耗小、工作頻率較高。 3）Boost斬波電路中二極管的選取 本電路工作頻率高、電壓低、對(duì)二極管的開關(guān)速度要求高，對(duì)反向耐壓要求不高?？焖倩謴?fù)二極管開關(guān)速度高，恢復(fù)時(shí)間短，并且正向壓降低，方向耐壓也已經(jīng)滿足要求。 4）Boos

9、t斬波電路中電感的選取 由于電感工作在I類狀態(tài)，電流有很大的直流分量，為防止電感飽和，磁芯需加氣隙。由于本系統(tǒng)功率大于120W，需要大容量的磁芯和較大截面積的導(dǎo)線。故使用EE42型磁芯和漆包線繞制。二、 電路設(shè)計(jì)及參數(shù)計(jì)算1. 主回路器件的選擇及參數(shù)計(jì)算系統(tǒng)主回路由Boost升壓電路構(gòu)成，如圖2-1-1所示。圖2-1-1 Boost升壓基本電路 當(dāng)U2min=15V， Uomax=36V，Iomax=2A時(shí)，POmax=IOmaxUOmax=72W。效率取75%，故PImax=POmax=96W，IImax=PImax/U2min=6.4A。1） 開關(guān)管場(chǎng)效應(yīng)管以及快速恢復(fù)整流二極管的選擇當(dāng)M

10、OS管導(dǎo)通時(shí)，電流流過MOS管，整流二極管承受反向電壓；當(dāng)MOS管關(guān)斷時(shí)，電流流過二極管，MOS管承受正向壓降。比最大值各留一倍的余量，故MOS管的IDmax（IO）12.8A，U（BR）DSS72V。N溝道MOS管IRF540其開關(guān)速度快，損耗小，且導(dǎo)通內(nèi)阻小，其主要參數(shù)為： VDSS=100V、ID=23A、RDSC77mohm。所以本系統(tǒng)選用IRF540作為Boost斬波電路中的開關(guān)管。FR607的IO=6A,URRM=1000V,所以本系統(tǒng)選用快速恢復(fù)二極管FR607作為Boost斬波電路中的二極管，為了進(jìn)一步降低導(dǎo)通壓降再并聯(lián)兩個(gè)同類型的塊恢復(fù)整流二極管。2） 驅(qū)動(dòng)芯片的選擇 UC3

11、843是高性能固定頻率電流模式控制器專為離線和直流至直流變換器應(yīng)用而設(shè)計(jì)，為設(shè)計(jì)人員提供只需最少外部元件就能獲得成本效益高的解決方案。這些集成電路具有可微調(diào)的振蕩器、能進(jìn)行精確的占空比控制、溫度補(bǔ)償?shù)膮⒖?、高增益誤差放大器，電流取樣比較器和大電流圖騰柱式輸出。所以本系統(tǒng)選用UC3843作為MOS管驅(qū)動(dòng)芯片。占空比的計(jì)算：D1-UIN/UO所以當(dāng)U2=15V，UO=36V時(shí)，UIN=1.2U2-2V=16V，最大值DMAX=0.556；當(dāng)U2=21V，UO=30V時(shí)，UIN=1.4U2-2V=27.4V，最小值DMIN=0.087；3） 電感的參數(shù)計(jì)算a) 電感值的計(jì)算：LB=UIN2(UO-U

12、IN)/mIOfUO2式中，m是脈動(dòng)電流與平均電流之比，取0.25；開關(guān)頻率f=11.25KHz；輸出電壓UO=36V時(shí)，LB=800H，取820 H。b) 電感線徑的計(jì)算：流過電感的最大電流IL=6.4A，取電流密度J=4A/mm2，線徑為d，則由J=IL/(d/2)2可得d = 0.564mm。由于工作頻率為11.25KHz，需考慮趨膚效應(yīng)，制作中用多股細(xì)線并繞，使導(dǎo)線的有效面積等于為1mm2。4） 電容的參數(shù)的計(jì)算CB=IO(UO-UIN)/UOfUO式中，UO為負(fù)載電壓變化量，取20mV。f=11.25KHz， UO=36V時(shí)，C=1465Uf。取C=2200uF。用多只低串聯(lián)等效電阻

13、（ESR）的電解電容并聯(lián)，進(jìn)一步減小ESR，以減小輸出電壓的波紋。再并聯(lián)CBB電容以增加高頻響應(yīng)，減小毛刺。2. 控制電路的設(shè)計(jì)與參數(shù)計(jì)算1） 主控制器的選擇ATmega16是基于增強(qiáng)的AVR RISC結(jié)構(gòu)的低功耗8 位CMOS微控制器。其數(shù)據(jù)吞吐率高達(dá)1 MIPS/MHz，從而可以減緩系統(tǒng)在功耗和處理速度之間的矛盾。ATmega16 有如下特點(diǎn):16K字節(jié)的系統(tǒng)內(nèi)可編程Flash(具有同時(shí)讀寫的能力，即RWW)，512 字節(jié)EEPROM，1K 字節(jié)SRAM，32個(gè)通用I/O 口線，32個(gè)通用工作寄存器，用于邊界掃描的JTAG 接口，支持片內(nèi)調(diào)試與編程，三個(gè)具有比較模式的靈活的定時(shí)器/ 計(jì)數(shù)器

14、(T/C),片內(nèi)/外中斷，可編程串行USART，有起始條件檢測(cè)器的通用串行接口，8路10位具有可選差分輸入級(jí)可編程增益(TQFP 封裝) 的ADC ，具有片內(nèi)振蕩器的可編程看門狗定時(shí)器，一個(gè)SPI 串行端口，以及六個(gè)可以通過軟件進(jìn)行選擇的省電模式。此控制器足夠滿足本系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求，所以本系統(tǒng)主控制器選用ATmega16。2） A/D采樣系統(tǒng)的選擇與設(shè)計(jì)系統(tǒng)對(duì)A/D采樣的精度要求：題目中最高要求為0.2%，欲達(dá)到這一精度，A/D精度至少要達(dá)到1/500，即9位的精度。主控制器ATmega16內(nèi)置10位A/D，只要合理設(shè)定測(cè)量范圍完全可以達(dá)到題目的精度要求，所以為減少系統(tǒng)電路模塊，減少系統(tǒng)功耗，本系

15、統(tǒng)選用主控制器ATmega16內(nèi)部A/D采樣系統(tǒng)。3. 保護(hù)電路的設(shè)計(jì)與參數(shù)計(jì)算1） 輸入電流保護(hù)在交流輸入端串聯(lián)熔絲（250V、8A），從而實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)。2） 反接保護(hù) 反接保護(hù)功能由二極管和熔絲實(shí)現(xiàn)，電路如圖2-3-1所示。3） 防開機(jī)“浪涌”保護(hù) 用壓敏電阻實(shí)現(xiàn)了對(duì)開機(jī)浪涌電流的抑制，電路如圖2-3-1所示。圖2-3-1 輸入保護(hù)電路4. 步進(jìn)電壓控制及顯示電路的設(shè)計(jì)分別通過鍵盤和LCD實(shí)現(xiàn)電壓步進(jìn)和顯示。通過鍵盤調(diào)節(jié)數(shù)字電位器X9312的電阻值從而實(shí)現(xiàn)電壓的步進(jìn)調(diào)節(jié)；輸出電壓的量通過LCD12864顯示。5. 效率的分析及計(jì)算測(cè)試條件為：（U2=18V,輸出電壓UO=36V,輸出電流I

16、O=2A。） DC-DC電路輸入電壓：UIN=1.2U2-2V=19.6V；信號(hào)占空比為： D1-UINUO=0.456輸入電流有效值： IIN=IO1-D=3.676A輸出功率： PO=UOIO=72W下面計(jì)算電路中的損耗P損耗。1） Boost電路中電感的損耗PDCR1=IIN2RL 式中，RL為電感的直流電阻，取50m，代入可得PRL=0.68W。2） Boost電路中開關(guān)管的損耗a) 開關(guān)損耗PSW=0.5UINIINtr+tff 式中，tr=190ns，tf=110ns，f=20KHz，代入可得PSW=0.216。b) 導(dǎo)通損耗PC=D(IIN2RDSON1.3+RSNS) 式中，R

17、DSON=77m，電流感應(yīng)電阻RSNS取0.1，代入得PC=1.23W。3） 整流二極管的損耗PD=IOUDD式中，IO為二極管導(dǎo)通時(shí)流過的電流，即流過電感的電流，約為IO=IIN=3.68A；因?yàn)殡娐分袨閮蓚€(gè)整流二極管并聯(lián)，所以二極管壓降約為流過1.8A電流時(shí)對(duì)應(yīng)的管壓降，查伏安曲線得UD=0.42V，代入得PD=0.7w。綜上，電路總損耗P損耗=4.5W，故DC-DC變換器的效率=POPO+P損耗=94%。三、 軟件設(shè)計(jì)鑒于單片機(jī)計(jì)數(shù)比較成熟，且開發(fā)過程中可以利用的資料和工具豐富、價(jià)格便宜、成本低。故設(shè)計(jì)用C語言對(duì)其編程并燒錄到芯片內(nèi)部，C語言表達(dá)和運(yùn)算能力比較強(qiáng)，且具有很好的可移植性和硬

18、件控制能力。采用AVR Stdio4.0編譯器進(jìn)行程序編譯和開發(fā)，此平臺(tái)界面和常用的微軟VC+的界面相似，界面友好，易學(xué)易用，在調(diào)試程序，軟件仿真方面也有很強(qiáng)的功能。1軟件設(shè)計(jì)和硬件設(shè)計(jì)的關(guān)系硬件設(shè)計(jì)和軟件設(shè)計(jì)是電子設(shè)計(jì)中必不可少的內(nèi)容，為了滿足設(shè)計(jì)的功能和指標(biāo)的要求，我們必須在開始設(shè)計(jì)時(shí)就考慮到硬件和軟件的協(xié)調(diào)；不然不是造成硬件資源的浪費(fèi)，就是增加軟件實(shí)現(xiàn)時(shí)困難和復(fù)雜程度，甚至造成信號(hào)的斷層，即使硬件和軟件能單獨(dú)使用，卻不能使它們組成的系統(tǒng)工作。故在設(shè)計(jì)的過程中必須考慮軟硬件的處理能力以及它們的接口是否兼容，實(shí)現(xiàn)軟硬件的信號(hào)過度。其次設(shè)計(jì)時(shí)硬件之間應(yīng)盡可能減小聯(lián)系，只要把必要的信號(hào)線相連則可

19、。這樣做的優(yōu)點(diǎn)是：首先，調(diào)試時(shí)可以減少很多不必要的麻煩，因?yàn)殡娐纺K是相對(duì)獨(dú)立的，故在調(diào)整電路參數(shù)值時(shí)其影響和干擾就小，在滿足系統(tǒng)設(shè)計(jì)模塊的要求后可單獨(dú)對(duì)控制模塊進(jìn)行調(diào)整；再者，當(dāng)出現(xiàn)問題時(shí)檢查電路就容易縮小問題的范圍，使得排錯(cuò)效率高。由于硬件的分離，在軟件的調(diào)試時(shí)就可以單獨(dú)針對(duì)控制模塊。2系統(tǒng)程序設(shè)計(jì)主程序流程圖如圖3-1-1所示。程序清單見附錄2。四、 系統(tǒng)測(cè)試及結(jié)果分析1. 測(cè)試使用的儀器測(cè)試使用的儀器設(shè)備如表4-1-1所示。 表4-1-1 測(cè)試使用的儀器設(shè)備序號(hào)名稱、型號(hào)、規(guī)格數(shù)量備注1數(shù)字存儲(chǔ)示波器12UNI-T標(biāo)準(zhǔn)型數(shù)字萬用表53大功率變阻器1300W502. 測(cè)試方法測(cè)試連接如圖4-2-1所示。圖4-2-1 測(cè)試連接圖3. 測(cè)試數(shù)據(jù)1） 電壓調(diào)整率SU測(cè)試（測(cè)試條件：IO=1.5A，UO=36V）測(cè)試方法：在測(cè)試條件下，通過調(diào)整自耦變壓器改變U2，測(cè)量UO的值，其測(cè)量值如表4-3-1所示。 表4-3-1 測(cè)量結(jié)果U2/V15V17V19V21VUO/V35.7935.9036.