開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)報(bào)告

1、1開(kāi)關(guān)電源主電路設(shè)計(jì)1.1主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)選擇由于本設(shè)計(jì)的要求為輸入電壓176-264 V交流電，輸出為24V直流電,因此中間需要將輸入側(cè)的交流電轉(zhuǎn)換為直流電，考慮采用兩級(jí)電路。前級(jí)電路可以選用含電容濾波的單相不可控整流電路對(duì)電能進(jìn)行轉(zhuǎn)換，后級(jí)由隔離型全橋Buck電路構(gòu)成。總體要求是先將AC176-264V整流濾波，然后再經(jīng)過(guò)BUCK電路穩(wěn)壓到24V?？紤]到變換器最大負(fù)輸出功率為1000W，因此需采用功率級(jí)較高的Buck電路類型，且必須保證工作在CCM工作狀態(tài)下，因此綜合考慮，本文采用全橋隔離型Buck變換器。其主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如下圖所示：圖1-1 主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)1.2開(kāi)關(guān)電源電路穩(wěn)態(tài)分析下面將對(duì)

2、全橋隔離型BUCK變換器進(jìn)行穩(wěn)態(tài)分析，主要是推導(dǎo)前級(jí)輸出電壓與后級(jí)輸出電壓之間的關(guān)系，為主電路參數(shù)的設(shè)計(jì)提供參考。將前級(jí)輸出電壓代替前級(jí)電路，作為后級(jí)電路的輸入，且后級(jí)BUCK變換器工作在CCM模式，BUCK電路中的變壓器可以用等效電路代替。由于全橋隔離型BUCK變換器中變壓器二次側(cè)存在兩個(gè)引出端，使得后級(jí)BUCK電路的工作頻率等同于前級(jí)二倍的工作頻率，如圖1-1所示。在的工作時(shí)間內(nèi)，總共可分為四種開(kāi)關(guān)階段，其具體分析過(guò)程如下：1) 當(dāng)時(shí)，此時(shí)、和導(dǎo)通，其等效電路圖如圖1-2所示。圖1-2 在時(shí)等效電路（1-1）（1-2）（1-3）2) 當(dāng)時(shí)，此時(shí)全部關(guān)斷，和導(dǎo)通，其等效電路圖如圖1-3所示。

3、此時(shí)前級(jí)輸出為0，假設(shè)磁化電流為0，則流過(guò)和電流相等，均為。圖1-3 在時(shí)等效電路（1-4）（1-5）（1-6）3) 當(dāng)時(shí)，此時(shí)、和導(dǎo)通，其等效電路圖如圖1-2所示。圖1-4 在時(shí)等效電路（1-7）（1-8）（1-9）4) 當(dāng)時(shí)，此時(shí)全部關(guān)斷，和導(dǎo)通，其等效電路圖如圖1-3所示。在這個(gè)工作過(guò)程，所有開(kāi)關(guān)和第二階段是同一狀態(tài)，因此其分析過(guò)程和結(jié)果是相同的。通過(guò)以上分析可以驗(yàn)證前述有關(guān)前級(jí)和后級(jí)工作頻率的關(guān)系。由第一和第三階段、第二和第四階段推導(dǎo)的式子是相同的，因此后級(jí)BUCK電路在重復(fù)工作狀態(tài)。由變壓器一次側(cè)電壓，二次側(cè)電感電流，一次側(cè)電壓可以再次驗(yàn)證上述關(guān)系，如圖1-5所示。圖1-5 全橋變換

4、器部分電壓電流波形根據(jù)后級(jí)BUCK電路電感L的伏秒平衡原則，由式子（1-1）和（1-2）可得：（1-10）（1-11）在選取變壓器的變比時(shí)，要考慮占空比的調(diào)節(jié)范圍，盡可能使得調(diào)節(jié)范圍更大。結(jié)合規(guī)格和濾波電路輸出電壓的雙項(xiàng)要求，最小輸出電壓和最大輸出電壓分別為248.9V和373.3V.則由此可計(jì)算占空比的最大和最小值為：（1-12）（1-13）因此綜合考慮，變壓器的變比選為0.2。1.3開(kāi)關(guān)電源主電路參數(shù)設(shè)計(jì)1.3.1開(kāi)關(guān)電源前級(jí)參數(shù)的設(shè)計(jì)通常在設(shè)計(jì)不可控整流的濾波電容時(shí)，要根據(jù)負(fù)載的實(shí)際情況而選擇電容C值。帶濾波電容的不可控整流電路輸出電壓和充放電時(shí)間常數(shù)有關(guān)。當(dāng)時(shí)間常數(shù)無(wú)窮大時(shí)，輸出電壓為

5、交流電壓的峰值；當(dāng)放電時(shí)間比較小時(shí)，輸出電壓為輸入電壓有效值的0.9倍。實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)，通常要求時(shí)間常數(shù)要滿足式（1-14），此時(shí)輸出電壓為交流電壓有效值的1.2倍。（1-14）其中T為交流電源的周期，R為負(fù)載的等效阻值，并且考慮到實(shí)際電源中電容C體積的限制，因此考慮電容的值滿足下式：（1-15）考慮到在穩(wěn)態(tài)時(shí)且理想情況下，后級(jí)的輸入功率和負(fù)載功率相等，再根據(jù)式子（1-15）可得：（1-16）（1-17）（1-18）設(shè)交流電源的頻率為50Hz，計(jì)算得到,在實(shí)際電路中，考慮到后面輸入電壓和負(fù)載階躍變化對(duì)輸出電壓波形的影響及考慮一定的裕量，選擇為，電容承受最大電壓為最大輸入電壓的幅值373.3V。綜合

6、以上，并考慮成本，選擇Vishay公司057PSM-SI47331E3型鋁電解容，耐壓450V,電容值330uF。1.3.2開(kāi)關(guān)電源后級(jí)參數(shù)的設(shè)計(jì)1) 本設(shè)計(jì)選用MOSFET管，加在其上面的最大電壓為整流輸出電壓的最大值即VM=373.3V。當(dāng)負(fù)載功率最大時(shí)，負(fù)載電流為最大值即250A。流過(guò)MOSFET的最大電流為Igmax=7.10A。本文選用Infineon MOSFET,型號(hào)為IPB50R299CP。主要參數(shù)為：VDS=550V,ID=12A，RON=0.299。2) 二極管上通過(guò)的最大電流為ID=125A，電壓最大值為：VDmax=0.05×373.3V=18.665V。由于

7、開(kāi)關(guān)頻率較高，所以選用快恢復(fù)二極管和肖特基二極管，但快恢復(fù)二極管導(dǎo)通壓降大，損耗大，故選擇本文選用Vishay肖特基二極管。取適當(dāng)?shù)碾妷弘娏髟Ａ浚吞?hào)選為M6035C。主要參數(shù)為IF=60A,VRRM=35V,VF=0.55V。3) 由開(kāi)關(guān)電源的規(guī)格要求可知，輸出電壓超調(diào)不能大于0.5V。因此在后級(jí)電容設(shè)計(jì)時(shí)要考慮，電容電壓的紋波值也要小于0.5V，又由于變換器要工作在CCM模式下。由變換器穩(wěn)態(tài)分析可推導(dǎo)電感的計(jì)算方法。圖1-6 等效后的BUCK變換器變換器要工作在CCM模式下，因此電感的設(shè)計(jì)尤為重要。由于開(kāi)關(guān)頻率為80kHZ，由前所述則等效BUCK電路的開(kāi)關(guān)頻率為160kHZ。有電流紋波公式

8、知：（1-19）假設(shè)紋波電流為1A,計(jì)算得到，綜合考慮裕度，則L選取。由于后級(jí)電容設(shè)計(jì)時(shí)要考慮，電容電壓的紋波值要小于0.25V。電容電壓紋波式子如下： （1-21）（1-22）將最大紋波值、負(fù)載電壓并且考慮最小占空比，計(jì)算得，同時(shí)考慮輸出電容對(duì)紋波的影響，則C選取390uF。2系統(tǒng)開(kāi)關(guān)模型建立和控制器的設(shè)計(jì)基于小信號(hào)開(kāi)關(guān)等效模型理論，對(duì)全橋隔離型Buck變換器進(jìn)行系統(tǒng)建模。由于開(kāi)關(guān)電源的規(guī)格要求輸出穩(wěn)定直流電壓，因此維持電壓穩(wěn)定是本次設(shè)計(jì)的關(guān)鍵。在復(fù)頻域下進(jìn)行控制器設(shè)計(jì)時(shí)，將電容電壓小信號(hào)變量作為其輸出，輸入電壓小信號(hào)變量和占空比小信號(hào)變量作為輸入，分別求出其傳遞函數(shù)，然后通過(guò)PI調(diào)節(jié)器對(duì)其

9、進(jìn)行校正，以其達(dá)到其規(guī)格要求。2.1系統(tǒng)開(kāi)關(guān)模型的建立由前述可知，后級(jí)BUCK電路在重復(fù)一次工作狀態(tài)。因此系統(tǒng)建模只需考慮一個(gè)變量周期。在分析時(shí)，考慮MOSFET的導(dǎo)通電阻RON和續(xù)流二極管的導(dǎo)通壓降VD。根據(jù)移動(dòng)平均理論，對(duì)和兩個(gè)階段的關(guān)系式進(jìn)行處理，如下所示：在 時(shí)有： （2.1）在時(shí)： (2.2)由電感伏秒平衡和電容安秒平衡得： （2.3）進(jìn)行擾動(dòng)分析令： （2.4）把式（2.4）代入式（2.3）中只保留一階項(xiàng)得： （2.5）由式（2.5）得電路的交流小信號(hào)等效電路如下圖（2.1）所示。圖（2.1）全橋整流Buck電路的交流小信號(hào)等效電路2.2 系統(tǒng)頻域特性計(jì)算帶有反饋環(huán)節(jié)以及補(bǔ)償器的變

10、換器系統(tǒng)框圖如圖（2.2）所示3。圖（2.2）帶有反饋環(huán)節(jié)以及補(bǔ)償器的系統(tǒng)框圖令 （2.6）結(jié)合式（2.6）把圖（2.1）表示如下：圖（2.3）全橋Buck電路隨vin,d和ilosd變化的電路模型則由圖（2.2）可得： （2.7） （2.8） （2.9）設(shè)計(jì)系統(tǒng)框圖如圖（2.4）所示。圖（2.4） 控制系統(tǒng)框圖取V，由式（2.10）： （2.10）得H=1，取三角載波幅值為24V則圖（2.4）中VM=24?；芈吩鲆妫?（2.11）2.3 補(bǔ)償器設(shè)計(jì)與分析2.3.1 補(bǔ)償器的設(shè)計(jì)進(jìn)行分析時(shí)取Vin=220V，Vg=311V，V=24V,L=10uH,C=50uF,RON=0.299,DL=50

11、%。輸出功率為100W，則Ig=nI=5A，R=0.05由式（1.12）可知D=0.321，n=0.2，未設(shè)置補(bǔ)償器時(shí)Gc(s)=1。把以上數(shù)據(jù)帶入式（2.11）得： (2.12)由Matlab繪制其開(kāi)環(huán)頻率特性曲線如圖（2.5）所示。由圖（2.5）及Matalb語(yǔ)句可知未設(shè)置補(bǔ)償器時(shí)環(huán)路增益的截止頻率為7.29kHz相角裕度為92.6度。由此可知開(kāi)環(huán)特性無(wú)法滿足設(shè)計(jì)要求，截止頻率偏低，相角裕度偏高；可以采取降低增益的方法來(lái)降低系統(tǒng)的截止頻率適當(dāng)降低相角裕度可采用PI調(diào)節(jié)器作為補(bǔ)償器，PI補(bǔ)償器的傳遞函數(shù)： （2.13）令則： （2.14） （2.15）圖（2.5）開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)幅頻特性曲線本設(shè)

12、計(jì)要求截止頻率足夠高但是應(yīng)小于開(kāi)關(guān)頻率的10%即8kHZ，由圖（2.4）知未設(shè)置補(bǔ)償器時(shí)環(huán)路增益的幅值為-8.71dB，取補(bǔ)償器在8kHZ時(shí)的增益為8.71dB即1.5457，為使補(bǔ)償后環(huán)路增益T（s）的相角裕度調(diào)低故PI調(diào)節(jié)器在截止頻率處的相角取-47.2度需要較大，由式（2.12）以及（2.13）取kP=1.4792,kI=288117。補(bǔ)償后環(huán)路增益T（s）的幅頻特性曲線如圖（2.5）所示，由圖(2.5)可知補(bǔ)償后開(kāi)環(huán)增益的截止頻率為2931HZ，相角裕度為67.70度，利用Matlab繪制補(bǔ)償后系統(tǒng)零極點(diǎn)分布圖如圖（2.6）所示，由該圖可知在零極點(diǎn)分布圖中補(bǔ)償后環(huán)路增益的極點(diǎn)坐標(biāo)分別為

13、（-2500000,0），（-1950,0）,(0,0)其中（0,0）由PI補(bǔ)償器引入；極點(diǎn)均在分布圖的左半平面由此可知該系統(tǒng)是可以調(diào)節(jié)為穩(wěn)定的。以及的幅頻特性曲線分別如圖（2.7）以及圖（2.8）所示。2.3.2對(duì)系統(tǒng)的討論補(bǔ)償前系統(tǒng)的截止頻率為3.4KHZ，相角裕度為94.74度截止頻率高于設(shè)計(jì)要求相角裕度滿足設(shè)計(jì)要求但是有些偏大，這樣會(huì)使系統(tǒng)響應(yīng)時(shí)間較長(zhǎng)不利于系統(tǒng)的調(diào)節(jié)。補(bǔ)償后系統(tǒng)截止頻域約為3KHZ，相交裕度降低為67.70度。如果進(jìn)一步提高截止頻率會(huì)超過(guò)設(shè)計(jì)要求。補(bǔ)償后環(huán)路增益在100HZ處的增益為46.4dB?？梢酝ㄟ^(guò)適當(dāng)提高補(bǔ)償器的積分系數(shù)kI進(jìn)一步增加100HZ處的增益，因?yàn)殡S

14、著頻率的提高積分系數(shù)對(duì)增益的影響會(huì)迅速降低從而不會(huì)對(duì)截止頻率有明顯提高從而使系統(tǒng)不滿足要求，但是在低頻處kI對(duì)系統(tǒng)增益的影響較為顯著；故適當(dāng)提高積分系數(shù)可提高100HZ處的增益但是不會(huì)是系統(tǒng)的截止頻率超過(guò)設(shè)計(jì)要求也不會(huì)使相角裕度低于設(shè)計(jì)要求。圖（2.5）補(bǔ)償后環(huán)路增益的頻率特性曲線圖（2.6） 補(bǔ)償后環(huán)路增益零極點(diǎn)分布圖圖（2.7） T/1+T的幅頻特性曲線圖（2.8）1/1+T的幅頻特性曲線3 系統(tǒng)的仿真本文1,2章已設(shè)計(jì)了變化器系統(tǒng)及其補(bǔ)償器下面使用Saber仿真軟件對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行仿真分析。在saber中搭建仿真模型如圖（3.1）所示，載波選取文獻(xiàn)3第七章所述的三角波，模型中交流電源的頻率取工

15、頻50HZ。3.1 負(fù)載電壓為24V時(shí)系統(tǒng)的仿真與分析3.1.1 未調(diào)節(jié)系統(tǒng)設(shè)計(jì)參數(shù)時(shí)時(shí)的仿真與分析輸入電壓取最小值96V，載波使用頻率為60KHZ的三角波（經(jīng)過(guò)相應(yīng)模塊的配合，MOSFET的觸發(fā)信號(hào)為30KHZ）。未設(shè)置補(bǔ)償器時(shí)當(dāng)負(fù)載在6ms由500W變?yōu)?000W時(shí)負(fù)載電壓波形如圖（3.3）所示。由圖（3.3）所示在負(fù)載為500W時(shí)負(fù)載電壓的調(diào)節(jié)時(shí)間為3.80ms，無(wú)超調(diào)，穩(wěn)態(tài)值為21.89V，在6ms負(fù)載變?yōu)?000W時(shí)負(fù)載電壓由21.89V變?yōu)?.90V經(jīng)3.8ms后趨于穩(wěn)定最終穩(wěn)態(tài)值為21.89V。當(dāng)負(fù)載為800W，5ms時(shí)輸入電壓由180V變?yōu)?60V時(shí)輸入電壓波形圖如圖（3.3）

16、（之后變換器輸入電壓變化時(shí)圖形均如圖（3.4）所示）所示，負(fù)載電壓波形如圖（3.4）所示（。由圖（3.4）可知當(dāng)輸入電壓由180V變?yōu)?60V時(shí)負(fù)載電壓會(huì)逐漸變大最后穩(wěn)定在23.08V調(diào)節(jié)時(shí)間為1.5ms無(wú)超調(diào)。 圖（3.2） 6ms時(shí)負(fù)載由500W變?yōu)?000W時(shí)負(fù)載電壓波形圖（3.3） 6ms時(shí)輸入電壓由180V變?yōu)?60V輸入電壓波形圖（3.4）負(fù)載為800W輸入電壓由180變?yōu)?60V負(fù)載電壓波形有以上仿真結(jié)果可知當(dāng)未加入補(bǔ)償器時(shí)系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差很大，最大為6.9V即為14.4%；負(fù)載電壓調(diào)節(jié)時(shí)間在1ms-3ms之間，波形無(wú)超調(diào)。系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差過(guò)大需要重新調(diào)節(jié)。3.1.2設(shè)置補(bǔ)償器時(shí)系統(tǒng)

17、的仿真在3.1.1（輸入電壓為96V）的基礎(chǔ)上添加PI補(bǔ)償器其中比例系數(shù)為2.2，積分系數(shù)為49。負(fù)載電壓波形圖如圖（3.5）所示。當(dāng)負(fù)載功率為500W時(shí)負(fù)載電壓穩(wěn)態(tài)值為23.55V與設(shè)計(jì)值偏差0.94%，調(diào)節(jié)時(shí)間為4.35ms，超調(diào)量為0.3V，紋波電壓分峰峰值為0.078V；6ms時(shí)負(fù)載功率變?yōu)?000W時(shí)負(fù)載電壓由24V下降為6.16V新的穩(wěn)態(tài)值為23.62V（與設(shè)計(jì)值偏差為0.78%），調(diào)節(jié)時(shí)間為2.63ms。穩(wěn)態(tài)值放大后的圖像如圖（3.6）所示，負(fù)載波形穩(wěn)定后其紋波電壓峰峰值為0.012V。圖（3.5） 負(fù)載功率由500W變?yōu)?000W時(shí)負(fù)載電壓波形圖圖（3.6） 負(fù)載變化后負(fù)載電壓

18、穩(wěn)態(tài)波形放大圖當(dāng)負(fù)載為800W輸入電壓由180V變?yōu)?60V時(shí)負(fù)載電壓波形如圖（3.7）所示。當(dāng)輸入電壓為180V時(shí)負(fù)載電壓穩(wěn)定值為23.81V即與設(shè)計(jì)值偏差為0.40%，調(diào)節(jié)時(shí)間為3.90ms，無(wú)超調(diào)，紋波電壓峰峰值為0.051V；負(fù)載在6ms時(shí)輸入電壓變大經(jīng)過(guò)一定時(shí)間的調(diào)節(jié)負(fù)載電壓達(dá)到穩(wěn)態(tài)值24.87V，調(diào)節(jié)時(shí)間為1.60ms，無(wú)超調(diào)，紋波較大,圖（3.8）為其穩(wěn)態(tài)值的波形放大圖由圖可知紋波電壓的峰峰值為0.065V。圖（3.7）輸入電壓由180V變?yōu)?60V時(shí)負(fù)載電壓波形圖（3.8）輸入電壓變化后負(fù)載電壓穩(wěn)態(tài)波形放大圖由以上結(jié)果可知加入補(bǔ)償器后各項(xiàng)指標(biāo)均滿足設(shè)計(jì)要求。3.2 損耗驗(yàn)證隨著輸出功率的增加流過(guò)電源的電流也會(huì)增大則二極管和MOSFET的損耗也隨之增加，在進(jìn)行效率運(yùn)算時(shí)分母隨之線性增加但是MOSFET損耗與流過(guò)其電流的平方正正比電流的變化其損耗受電流影響十分明顯；在同等輸出功率情況下輸入電壓越小則流過(guò)器件的電流越大。負(fù)載電壓為23.85V近似為24V，則輸出功率已達(dá)到1000W；將電傳感器放在整流二極管的外側(cè)得到電流波形如圖（3.9）所示，對(duì)其進(jìn)行平均值的求取得Iav=31.4A，則二極管導(dǎo)通損耗為；圖（3.11）