基于UC3845的橫機(jī)專用輸出大功率開關(guān)電源

1、基于UC3845的橫機(jī)專用4路輸出大功率開關(guān)電源目錄一 橫機(jī)專用開關(guān)電源背景二 橫機(jī)專用開關(guān)電源系統(tǒng)級(jí)分析2.1 技術(shù)指標(biāo)2.2 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 2.21 反激式開關(guān)電源 2.22 正激式開關(guān)電源2.3 工作模式 2.31 DCM模式 2.32 CCM模式 2.4 系統(tǒng)框架三 橫機(jī)專用開關(guān)電源電路級(jí)設(shè)計(jì)3.1 主回路 3.11 輸入保護(hù)電路 3.12 降功耗的EMI濾波電路 3.13 整流電路 3.14 輸出電路3.2 13V輔助輸出電路 3.21 高頻變壓器 3.22 鉗位電路 3.23 反饋電路 3.24 控制電路 3.25 輸出電路3.3 24V輸出電路 3.31 高頻變壓器 3.32 鉗位電

2、路 3.33 反饋電路 3.34 控制電路 3.35 輸出電路3.4 12V輸出電路 3.41 高頻變壓器 3.42 鉗位電路 3.43 反饋電路 3.44 控制電路 3.45 輸出電路3.5 5V輸出電路 3.51 高頻變壓器 3.52 鉗位電路 3.53 反饋電路 3.54 控制電路 3.55 輸出電路四 實(shí)驗(yàn)附錄A 電路原理圖附錄B PCB和實(shí)物一、橫機(jī)電源背景21 世紀(jì)是建設(shè)可持續(xù)發(fā)展的社會(huì)，提倡的是節(jié)約資源，提高能效，環(huán)境友好。由于開關(guān)電源在體積、重量、功能和能耗等方面有顯著優(yōu)勢，而且穩(wěn)定性很高，因此它正廣泛應(yīng)用于通信、航天、家電等領(lǐng)域。隨著技術(shù)的發(fā)展，高功率密度、高變換效率、高可靠

3、性、低污染己成為開關(guān)電源的發(fā)展方向。本設(shè)計(jì)開關(guān)電源是為滿足針織橫機(jī)的供電需要，基于當(dāng)前流行的單片集成開關(guān)電源芯片UC3845設(shè)計(jì)的一款四路集成電源。該電源可靠性高、功率密度大、抗干擾能力、輸出電壓穩(wěn)定，高效率、體積小等特點(diǎn)。為用戶節(jié)約了安裝空間，方便了用戶的安裝使用，提高了人工的安裝效率。二、橫機(jī)專用開關(guān)電源系統(tǒng)級(jí)分析2.1 技術(shù)指標(biāo)四路集成電源技術(shù)指標(biāo)序號(hào)技術(shù)參數(shù)備注1電源輸入： AC220V單相輸入 A誤差范圍175V 275VB電源頻率50Hz±10%2電源輸出： V1：5V6A、V2：12V5A、V3：24V14.6A、V4：24V14.6A。5V電源輸出(主電源)： A輸出

4、電壓+5V 出廠調(diào)到5.2VB輸出電流6A C電壓調(diào)整率<1%D負(fù)載調(diào)整率<1%E紋波噪聲（P-P值）100mVmax 12V電源輸出A輸出電壓12V 出廠調(diào)到12.10VB輸出電流5AC電壓調(diào)整率<1%D負(fù)載調(diào)整率<2%E紋波噪聲（P-P值）200mVmax 24V1電源輸出A輸出電壓+24V （22-28可調(diào)）出廠調(diào)到24.5VB輸出電流14.6AC電壓調(diào)整率<2%D負(fù)載調(diào)整率<2%E紋波噪聲（P-P值）350mVmax 24V2電源輸出A輸出電壓+24V （22-28可調(diào)）出廠調(diào)到24.5VB輸出電流14.6AC電壓調(diào)整率<2%D負(fù)載調(diào)整率<

5、;2%E紋波噪聲（P-P值）350mVmax3效率(85%)min2.2 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)最基本的 DC-DC 變換電路拓?fù)溆薪祲盒停˙uck）變換器、升壓型（Boost）變換器、升降壓型（Buck-Boost）變換器三種3。而這三種變換器和高頻變壓器組合在一起又可以衍生出正激式、反激式等變換器，由正激、反激變換器又可以衍生出推挽、半橋、全橋等變換器。可以說 DC-DC 變換電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)多種多樣，這就需要我們在實(shí)際應(yīng)用中根據(jù)不同的場合選擇合適的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，從而能使電源的性能達(dá)到最佳。下面對(duì)幾種主要的帶變壓隔離器的 DC-DC 變換電路拓?fù)渥龊喴榻B。2.2.1 單端正激式變換器如圖 2.1 所示，在

6、 Buck 型變換器的開關(guān)管和續(xù)流二極管之間加入高頻變壓器就衍生為單端正激式變換器，其中高頻變壓器起到隔離輸入和輸出電路的作用。之所以稱之為正激變換器，是因?yàn)樵陂_關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，能量由輸入端傳送到輸出端。其高頻變壓器的鐵芯只工作在磁化曲線第一象限，而且由于它是正激工作方式，本身不具有磁復(fù)位的功能，因此，為了能防止磁累積造成的磁飽和，需要添加磁復(fù)位電路。圖2.1 單端正激式變換器工作原理：當(dāng) Q 導(dǎo)通時(shí)，依據(jù) N1 和 N2 的同名端關(guān)系，能量由副邊繞組傳到輸出端，當(dāng) Q 關(guān)斷時(shí)，一方面電感 L 和續(xù)流二極管 VD2 構(gòu)成回路繼續(xù)對(duì)負(fù)載 R 供電，一方面通過 VD1 將磁芯剩余能量傳回電源，完成磁復(fù)

7、位。正激變換器具有開關(guān)管峰值電流小，損耗小，輸出紋波電壓小等優(yōu)點(diǎn)。但是由于變壓器是單向勵(lì)磁的，利用率低。多應(yīng)用于中小功率場合。2.2.2 單端反激式變換器如圖 2.2 所示，單端反激式變換器是在 Buck-Boost 變換器的基礎(chǔ)上演變而來的。與正激變換器不同的是，在開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，能量先儲(chǔ)存，到開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，再向輸出端提供能量。因此高頻變壓器不僅起到電氣隔離作用，還具有儲(chǔ)能作用。反激式變換器的高頻變壓器為保證在能量不完全傳遞的情況下磁芯不飽和，必須加入氣隙，而且又要滿足在二次側(cè)電流不連續(xù)，即在能量沒有完全傳送的條件下穩(wěn)定輸出電壓 Vout的要求，也必須增加氣隙來調(diào)整電感量，而隨之帶來的缺點(diǎn)就是

8、在開關(guān)管關(guān)斷時(shí)會(huì)引起電壓尖峰，損害開關(guān)管，因此必要時(shí)要在電路中增加吸收電路。圖2.2 單端反激式變換器工作原理：當(dāng) Q 導(dǎo)通時(shí)，由于 N1 和 N2 的同名端關(guān)系，VD1 承受反向電壓截止，能量存在原邊電感中，當(dāng) Q 關(guān)斷時(shí)，N2 極性反轉(zhuǎn)，VD1 導(dǎo)通，向負(fù)載 R 供電。同時(shí)變壓器磁芯也完成磁復(fù)位。反激式變換器具有結(jié)構(gòu)簡單、成本低、驅(qū)動(dòng)簡單、可靠性高、適合多路輸出等優(yōu)點(diǎn)，多應(yīng)用于 150W 以下的開關(guān)電源場合中。2.3 工作模式工作方式選取：反激式開關(guān)電源主要有連續(xù)工作模式（CCM）和斷續(xù)工作模式（DCM）兩種工作方式。在 PWM 脈沖的作用下開關(guān)管導(dǎo)通，輸入端電壓加在變壓器原邊，原邊繞組存

9、儲(chǔ)能量，當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，變壓器存儲(chǔ)的能量開始流向負(fù)載，兩者的區(qū)別就是若在下一個(gè)脈沖到來之前，變壓器存儲(chǔ)的能量釋放完畢，那么就是 DCM 模式，反之就是CCM 模式。簡單地說 DCM 就是能量完全傳遞，CCM 就是能量不完全傳遞。其中 DCM模式的優(yōu)點(diǎn)是高頻變壓器較 CCM 模式體積小；且在反向電壓出現(xiàn)前二極管電流就降為0，由 di/dt 可知，可以大大降低 EMI，在本設(shè)計(jì)中采用的是 DCM 模式。2.3.1 DCM模式下相關(guān)參數(shù)的分析DCM模式下變換器主要波形如圖2.3所示。圖2.3 DCM模式下主要波形圖中，Ton為功率開關(guān)管導(dǎo)通結(jié)束時(shí)刻；Tz為次級(jí)電流發(fā)生斷續(xù)時(shí)刻；TS為功率開關(guān)管關(guān)斷結(jié)

10、束時(shí)刻，即工作周期；UIN為初級(jí)輸入電壓；IP為初級(jí)電感電流；IS為次級(jí)電感電流。功率開關(guān)管的最大占空比由最小輸入電壓和感應(yīng)電壓、功率開關(guān)管漏-源導(dǎo)通電壓決定，一般u=85265V的寬范圍交流輸入條件下，感應(yīng)電壓的允許范圍為90V150V，當(dāng)u=110V±15%時(shí)，可選感應(yīng)電壓為65V。 由于反激式開關(guān)電源中高頻變壓器起到儲(chǔ)能電感的作用，因此高頻變壓器可以類似于設(shè)計(jì)電感。因此一次側(cè)電感量LP為 初級(jí)電感平均電流為 式中：IPmin為初級(jí)最小電流，IPmax為初級(jí)峰值電流，由于工作于DCM模式，IPmin=0。 將式(3)代入式(4)，可得初級(jí)峰值電流為 初級(jí)有效電流為 初級(jí)電感線徑為

11、 開關(guān)管截止時(shí)，功率器件承受的峰值電壓為 面積乘積法仍為選擇磁芯的一種有效方法。其表示磁芯有效截面積與窗口面積的乘積，根據(jù)計(jì)算的AP值，即可查表找出所需磁芯的型號(hào)。不連續(xù)模式時(shí)，磁芯面積乘積值的計(jì)算公式為 式中：KW為窗口利用系數(shù)，一般取0.35；J為電流密度，一般取400A/CM2；BM為磁芯最大磁通密度，一般取0.25T；由于交流輸入端電壓不同，功率開關(guān)管占空比不同，一般初級(jí)匝數(shù)NP可根據(jù)工頻電壓來計(jì)算 考慮到次級(jí)輸出回路超快恢復(fù)二極管正向?qū)▔航禐?.8V，可得變壓器匝數(shù)比為 次級(jí)匝數(shù)NS為 初級(jí)平均電流可用輸出端負(fù)載來表示，則可寫為 初級(jí)峰值電流為 次級(jí)峰值電流取決于初級(jí)峰值電流和初、

12、次級(jí)的匝數(shù)比n，可得 次級(jí)有效電流為 高頻變壓器輸出端線徑為 功率開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，變壓器初級(jí)電壓感應(yīng)到次級(jí)，次級(jí)二極管截止，二極管承受的峰值電壓為 2.3.2 CCM模式下相關(guān)參數(shù)的分析CCM模式下變換器主要波形如圖2.4所示。圖2.4 CCM模式下主要波形圖中，Ton為功率開關(guān)管導(dǎo)通結(jié)束時(shí)刻；TS為功率開關(guān)管關(guān)斷結(jié)束時(shí)刻，即工作周期；UIN為初級(jí)電壓；IP為初級(jí)電感電流；IS為次級(jí)電感電流。根據(jù)磁通平衡定律，MOSFET導(dǎo)通期間磁通增加量等于截止期間磁通減小量，則 則輸出電壓表達(dá)式為 由于反激式開關(guān)電源中高頻變壓器起到儲(chǔ)能電感的作用，因此高頻變壓器可以類似于設(shè)計(jì)電感。因此一次側(cè)電感量LP為 初

13、級(jí)電感平均電流為 式中：IPmin為初級(jí)最小電流，IPmax為初級(jí)峰值電流。 將式(22)代入式(23)，可得初級(jí)峰值電流為 為初級(jí)電流脈動(dòng)系數(shù)，取值范圍為0和1之間；在連續(xù)電流模式時(shí)；不連續(xù)模式時(shí)。初級(jí)有效電流為 初級(jí)電感線徑為 開關(guān)管截止時(shí)，功率器件承受的峰值電壓為 式中，為漏感產(chǎn)生的尖峰脈沖。連續(xù)模式時(shí)，磁芯面積乘積值的計(jì)算公式為 由于輸入端交流電壓不同，功率開關(guān)管占空比不同，一般初級(jí)匝數(shù)NP可根據(jù)工頻電壓來計(jì)算 考慮到超快恢復(fù)二極管還有正向?qū)妷?.8V，可得變壓器匝數(shù)比為 次級(jí)匝數(shù)NS為 初級(jí)平均電流可用輸出端負(fù)載來表示，則可寫為 初級(jí)峰值電流為 次級(jí)峰值電流取決于初級(jí)峰值電流和初

14、、次級(jí)的匝數(shù)比n 是次級(jí)電流在占空比為時(shí)的比例系數(shù)。因此，次級(jí)有效電流為 高頻變壓器輸出端線徑為 （其中J值取經(jīng)驗(yàn)值J=2-6(A/mm2) )功率開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，變壓器初級(jí)電壓感應(yīng)到次級(jí)，次級(jí)二極管截止，二極管承受的峰值電壓為 2.4 系統(tǒng)框架本設(shè)計(jì)的四路輸出大功率開關(guān)電源，整體架構(gòu)如圖2.5所示。主要包括輸入保護(hù)電路、EMI濾波電路、整流電路、輸出電路；13V輔助輸出的RCD鉗位電路、變換器電路、輔助輸出電路、反饋電路、控制電路；24V1、24V2、5V、12V輸出的RCD鉗位電路、變換器電路、輔助輸出電路、反饋電路、控制電路。 圖2.5 CCM模式下主要波形工作過程：工作過程分析：接入 2

15、20V 交流電 ui；經(jīng)過保護(hù)電路之后；進(jìn)行 EMI 電磁濾波，濾除電源接入噪聲和自身噪聲干擾；橋式整流為 310V 左右的直流電壓；通過反激式主變換電路進(jìn)行電壓變換，主電路包括高頻變壓器、RCD鉗位電路和功率開關(guān)管；經(jīng)過變壓器二次側(cè)變換之后送至后級(jí)整流電路進(jìn)行整流濾波；如輸出濾波效果不明顯，可增加后級(jí)濾波電路；在交流輸入電壓波動(dòng)時(shí)，為了保證輸出穩(wěn)定，需要進(jìn)行負(fù)反饋調(diào)節(jié)，從后級(jí)輸出 Uo端進(jìn)行采樣，采樣信號(hào)送至控制電路，經(jīng)過取樣、比較、放大等環(huán)節(jié)產(chǎn)生比率可調(diào)的脈沖信號(hào)來控制開關(guān)管作出相應(yīng)調(diào)整，從而使輸出穩(wěn)定。三 橫機(jī)專用開關(guān)電源電路級(jí)設(shè)計(jì)3.1 主回路本研究所設(shè)計(jì)的橫機(jī)專用開關(guān)電源主回路電路原

16、理圖如圖3.1所示，主要包括輸入保護(hù)電路、降功耗的EMI濾波電路、整流電路、輸出電路。接下來將對(duì)主電路的各部分的工作原理及關(guān)鍵元器件的參數(shù)設(shè)計(jì)和選取作詳細(xì)的介紹。圖3.1 主回路電路原理圖3.11 輸入保護(hù)電路（1）保險(xiǎn)絲穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)，主回路電流由于滿載啟動(dòng)時(shí)，啟動(dòng)電流一般為2-3I，因此選保險(xiǎn)絲為15A。（2） 壓敏電阻標(biāo)稱電壓：275V(AC)當(dāng)交流輸入電壓為220V±10%，常用10D471K（3） 防雷管AC220V電源口過壓保護(hù)放電管常用 LT-B8G800L。（4） 限流電阻由于繼電器未通電時(shí)，13V輸出部分功率為8W，主回路電流為起動(dòng)電流為2-3I，選用10W 51R的線

17、繞電阻。3.12 降功耗的EMI濾波電路（1）EMI濾波電路C2 、C3構(gòu)成共模電容，抑制中頻范圍內(nèi)的諧振峰值；共模電感L用來抑制1MHz以下的低頻和中頻干擾；C1、C4構(gòu)成串模，R1、R2為泄放電阻，選取2個(gè)1M電阻，當(dāng)交流電源斷開時(shí)可將C4存的電荷泄放掉。（2）繼電器電路選用JQC-3FF 12VDC，工作電壓范圍為9V-14.4V。當(dāng)13V生成時(shí)，繼電器導(dǎo)通，主回路不在經(jīng)過限流電阻R3。其中，D1（FR107）是在交流輸入斷電時(shí)，13V形成回路，吸收電壓余量。3.13 整流電路（1）整流橋反向擊穿電壓有效值電流平均電流選用KBU 1510，其最大耐壓為1000V，最大平均耐流為15A，符

18、合要求。3.14 輸出濾波電路（1）濾波電容 交流輸入電壓為220V情況下的輸出電容電壓波形如圖3.2所示。圖3.2 輸出電容電壓波形通常取脈動(dòng)電壓為5%-10%左右。濾波電容的儲(chǔ)能應(yīng)該大于輸入能量 式中， 為整流橋?qū)〞r(shí)間為3ms。取282V。 可求得： 由于900uF電容體積過大，且濾波效果不如3個(gè)并聯(lián)的300uF電容，因此選用3個(gè)300uF鋁電解電容。（2）泄放電阻其中R4、R5是交流輸入中斷時(shí)，C8、C9、C10的泄放電阻。選取2個(gè)1M/0.25W電阻。3.2 13V輔助輸出電路本文所設(shè)計(jì)的13V輔助輸出電路是反激式開端電源，其主要包括高頻變壓器、鉗位電路、反饋電路、控制電路、輸出電路

19、等，電路原理圖如3.3所示。接下來將對(duì)主電路的各部分的工作原理及關(guān)鍵元器件的參數(shù)設(shè)計(jì)和選取作詳細(xì)的介紹。圖3.3 13V輔助輸出電路原理圖3.21 高頻變壓器的設(shè)計(jì)（1）磁芯選擇；根據(jù)輸出功率與磁芯尺寸的關(guān)系，磁芯：EE16 磁芯材料：PC40，骨架：EE16PIN：5+5臥式（2）最大占空比由于13V輸出電路是輕載電路，因此工作效率較低，假定效率為0.5，工作與DCM模式最大占空比為（3）初級(jí)線圈a初級(jí)平均電流b初級(jí)峰值電流c初級(jí)電感d初級(jí)有效電流e初級(jí)線徑取（J=6A/mm2）初級(jí)電感線徑選用公制螺線線徑0.2mm。（4）初次級(jí)匝數(shù)a初級(jí)匝數(shù)取UIN為220V交流輸入，則D=0.22，一般

20、取BM為0.2T-0.3T。 b次級(jí)線圈（5）次級(jí)線圈a次級(jí)峰值電流b次級(jí)有效電流c次級(jí)線徑?。↗=6A/mm2）次級(jí)電感線徑選用公制螺線線徑0.33*2mm。（6）繞制方法繞組序號(hào)繞線方向線徑（mm）匝數(shù)電感起繞腳結(jié)束腳N1第1層（最里）0.2451416UH5 4N2第2層0.18*21512N3第3層0.18*2156 79 10 N4第4層0.2454 3采用三明治繞法：通常將一次繞組分成兩部分，一半（45匝）繞最里層即，一半(45匝)繞最外層，二次繞組（15匝）夾在中間層，有效減少漏感。 磁屏蔽：將一個(gè)簿銅片環(huán)繞在變壓器外部。3.22 鉗位電路設(shè)計(jì)a無源 RCD 鉗位電路分析當(dāng)功率

21、MOS 管開通時(shí)，由于這時(shí)變壓器單端反激式開關(guān)電源研究與設(shè)計(jì)起到儲(chǔ)能的作用，故漏感 L1可一并算入初級(jí)電感中，鉗位電路中的二極管 D 兩端所加的電壓反向而關(guān)斷，這時(shí)鉗位電路與主電路斷開。當(dāng)功率MOS管關(guān)斷時(shí)，變壓器漏感 L1中能量轉(zhuǎn)移到鉗位電容 C 中，并消耗在電阻 R 上，這樣功率MOS管的關(guān)斷電壓尖峰得到了有效的抑制。b 參數(shù)計(jì)算定鉗位電容的峰值最大電壓為 ，其中系數(shù) 0.9 是降額使用系數(shù)，計(jì)算公式為：其中計(jì)算漏源間電壓的經(jīng)驗(yàn)公式為：將以上兩式綜合，得R 上消耗的功率為：L=16uH，取100K。鉗位電容的值應(yīng)取得足夠大以保證其在吸收漏感能量時(shí)自身的脈動(dòng)電壓足夠小，但不能過大，以免降低變

22、壓器效率。通常取脈動(dòng)電壓 V 鉗位電壓的 5 %本設(shè)計(jì)取最大值為 15%，通過下式來確定，取102。3.23 反饋電路的設(shè)計(jì)根據(jù)S8050的datasheet可知，三極管處于線性發(fā)大區(qū)時(shí)，此時(shí)，那么輸出電壓為13V，Vfb=1V。 3.24 控制電路查看FSQ100數(shù)據(jù)手冊可知。供電電壓范圍為9V-20V；反饋電壓引腳Vfb電壓范圍為0.5V-2.5V。圖中，C710起到儲(chǔ)能作用，由數(shù)據(jù)手冊可知，選值為10uF-47uF，這里選為22uF，R705是泄放電阻，當(dāng)交流輸入中斷時(shí)，泄放時(shí)間常熟一般小于1s，R=30K,RC=0.66s。C712為高頻濾波電容，R704泄放電阻。3.25 輸出電路a

23、濾波電容次級(jí)有效電流紋波電流 選用兩個(gè)220uF/10V電容。由經(jīng)驗(yàn)公式可得電容的ESR為則由ESR引進(jìn)的紋波電壓另外，加入一高頻濾波電容C707，濾除高頻噪聲。b發(fā)光二極管采用發(fā)光二極管檢測輸出。其導(dǎo)通電流為1mA-10mA，配上限流電阻R33(2K)。導(dǎo)通電流為5mA。3.3 24V輸出電路本文所設(shè)計(jì)的24V輸出電路是正激式開關(guān)電源，主要包括高頻變壓器、鉗位電路、反饋電路、控制電路、輸出電路等。接下來將對(duì)主電路的各部分的工作原理及關(guān)鍵元器件的參數(shù)設(shè)計(jì)和選取作詳細(xì)的介紹。3.3.1 高頻變壓器的設(shè)計(jì)（1）磁芯選擇；根據(jù)輸出功率與磁芯尺寸的關(guān)系，芯：EI40 磁芯，材料：PC40，骨架：EI4

24、0 PIN：7+7臥（2）最大占空比取，（3）初次級(jí)線圈a初級(jí)線圈初級(jí)輸入電流為 初級(jí)有效電流為初級(jí)線圈線徑為 初級(jí)電感線徑選用公制螺線線徑0.54*2。 采樣電阻一次電感EI型磁芯規(guī)格及參數(shù)型號(hào)A B C D E F H Ae(c) Le(cm) Ve(cm3)ALnH/N2 µe EI1616 5 12.2 2 0.198 3.46 0.67 1100 1575 EI1920 5.2 13.55 2.3 0.24 3.96 0.95 1400 1825 EI2222 12.6 6 6 14.3 10.3 4.5 0.42 3.93 1.63 2400 2255 EI2525.3

25、19 6.5 7 15.3 12.2 2.7 0.41 4.7 1.927 2140 1962 EI2828 18.6 7.5 11 16.5 12.0 3.5 0.86 4.82 4.145 4300 1960 EI3030 19 11 11 21 16 5.5 1.11 5.80 6.44 4750 1984 EI3333 13 23.5 9.7 1.185 6.75 8.00 4450 2030 EI3535 24.5 10 10 24 18 4.6 1.01 6.71 6.80 3950 2100 EI4040 26.8 12 12 27.25 21 7.5 1.48 7.7 11.3

26、 5000 2070 EI5050 34 15 15 33 24.5 9 2.3 9.4 21.6 6300 2070 EI6060 44 16 16 36 28 8.5 2.47 10.9 27.1 6000 2126 為了防止在控制開關(guān)K關(guān)斷瞬間產(chǎn)生反電動(dòng)勢擊穿開關(guān)器件，在開關(guān)電源變壓器中增加一個(gè)反電動(dòng)勢能量吸收反饋線圈N3繞組，以及增加了一個(gè)削反峰二極管D3。N3匝數(shù)與N1匝數(shù)相同，45匝。另外選擇HER208G對(duì)反電動(dòng)勢進(jìn)行限幅，并把限幅能量返回給電源，對(duì)電源進(jìn)行充電。（4）初次級(jí)匝數(shù)a次級(jí)匝數(shù)其中， b初級(jí)匝數(shù)（5）次級(jí)線圈取流經(jīng)扼流圈的電流一般為輸出電流的0.06。次級(jí)有效電流 次

27、級(jí)線徑?。↗=2A/mm2）次級(jí)電感線徑選用公制螺線線徑0.7*5。（6）繞制方法繞組順序：從里至外N1、N2，N3，N4線徑與匝數(shù)： 繞組序號(hào)繞線方向線徑（mm）匝數(shù)電感起繞腳結(jié)束腳N1第1層（最里）0.54*4239.16MH1 2 7N2第2層0.7*51313 149 10 11N3第3層0.54*22273 4 N4第4層0.3456 5 采用三明治繞法：通常將一次繞組分成兩部分，一半繞最里層即45匝，一半繞最外層，二次繞組夾在中間層，有效減少漏感。 磁屏蔽：將一個(gè)簿銅片環(huán)繞在變壓器外部。3.32 鉗位電路設(shè)計(jì)鉗位電路是RCD吸收電路如圖3.3所示。圖3.4 24V輸出RCD電路原理

28、圖a RCD 鉗位電路分析當(dāng)功率 MOS 管開通時(shí)，由于這時(shí)變壓器單端反激式開關(guān)電源研究與設(shè)計(jì)起到儲(chǔ)能的作用，故漏感 L1可一并算入初級(jí)電感中，鉗位電路中的二極管 D 兩端所加的電壓反向而關(guān)斷，這時(shí)鉗位電路與主電路斷開。當(dāng)功率MOS管關(guān)斷時(shí)，變壓器漏感 L1中能量轉(zhuǎn)移到鉗位電容 C 中，并消耗在電阻 R 上，這樣功率MOS管的關(guān)斷電壓尖峰得到了有效的抑制。b參數(shù)計(jì)算鉗位電容的峰值最大電壓為 ，其中系數(shù) 0.9 是降額使用系數(shù)，計(jì)算公式為：其中計(jì)算漏源間電壓的經(jīng)驗(yàn)公式為：將式（2）代入式（1），得R上消耗的功率為：L=16uH；，取100K。鉗位電容的值應(yīng)取得足夠大以保證其在吸收漏感能量時(shí)自身的

29、脈動(dòng)電壓足夠小，但不能過大，以免降低變壓器效率。通常取脈動(dòng)電壓V 鉗位電壓的 5 %-15%本設(shè)計(jì)取最大值為 15%，通過下式來確定，取102。3.33 反饋電路設(shè)計(jì)反饋電路設(shè)計(jì)是配TL431的光耦反饋電路。圖3.5 24V輸出反饋電路原理圖 TL431R端電壓為2.5V，要求基準(zhǔn)電流范圍為250uA-2.5mA。選取Rdowm即R111為1K，反饋電流為2.5mA,符合要求，在設(shè)計(jì)電路時(shí)，為了實(shí)現(xiàn)輸出電壓可調(diào)，RUP由一個(gè)普通電阻和滑動(dòng)變阻器組成，RC1為2K可調(diào)電阻，R110為8.2K電阻，調(diào)動(dòng)滑動(dòng)變阻器使得輸出維持在24V。圖3.6 PC817元件特性圖由上圖可知，C腳的電流為5mA時(shí)，

30、有很好的線性特性，選用PC817B作為光耦，其具有良好的線性特性，電流傳輸比為130%-260%，那么IF可取值為2mA-3mA。選取R114為6.28K電阻。由于TL431的Ika電流范圍為1mA-100mA，選取R313為20K。3.34 控制電路設(shè)計(jì)采用UC3845B的控制芯片，電路分為軟啟動(dòng)電路、電壓反饋電路、電流反饋電路、PWM驅(qū)動(dòng)電路、振蕩電路、諧波補(bǔ)償電路。圖3.7 24V輸出控制電路原理圖a軟啟動(dòng)電路根據(jù)UC3845B典型電路設(shè)計(jì)，選取C107為104，R103為1M，C107經(jīng)R103向其充電，D102加快充電速度，D101的作用使得UC3845的C腳電壓逐漸升高。b電壓反饋

31、電路采用VFB接地，UC3845B的C腳直接接光耦的方式。c電流反饋電路采樣初級(jí)峰值電流，根據(jù)高頻變壓器設(shè)計(jì)，選R106為0.15歐姆，經(jīng)R104、C108的濾波電路給UC3845B的3腳，R104典型值為1K，C108典型值為471。d PWM驅(qū)動(dòng)電路根據(jù)IGBT的最大耐壓值，耐流值，以及驅(qū)動(dòng)電流，選用2SK3878，其最大耐壓值為900V，耐流值為9A，根據(jù)datasheet，柵極驅(qū)動(dòng)電阻選為22歐姆。同時(shí)，為了確保 MOS 管的可靠關(guān)斷，在這里加入一個(gè)阻值為 5.1K 的下拉電阻 R107。e 振蕩電路選用R101為8201，C301為102，振蕩頻率為209.8kHz。f補(bǔ)償電路C腳電

32、流補(bǔ)償：R102取2001，提供補(bǔ)償電流給C腳。諧波補(bǔ)償：另外采用單電容補(bǔ)償方式，對(duì)，將芯片內(nèi)部振蕩信號(hào)經(jīng)過電容CA11疊加到峰值電流采樣端，實(shí)現(xiàn)斜坡補(bǔ)償。這樣一來，既簡化了補(bǔ)償電路又降低了對(duì)工作頻率的影響。其中CA11+C108C101，選為201。3.35 輸出電路設(shè)計(jì)輸出電路是LC濾波電路如圖3.8所示。圖3.8 24V輸出電路原理圖a 整流二極管選用ESAD92-02，最大耐流值為20A，最大耐壓值為200V，正向?qū)▔航禐?.95V。配合典型的RCD吸收電路，R為10/3W,C為102/1KV。b 發(fā)光二極管采用發(fā)光二極管檢測輸出。其導(dǎo)通電流為1mA-10mA，配上限流電阻R13(5

33、.1K)，導(dǎo)通電流為4.51mA。c 濾波電路選取正激式開關(guān)電源紋波電流為輸出電流的0.06Io 選用4個(gè)2200uF/35V電容。由經(jīng)驗(yàn)公式可得電容的ESR 則由ESR引進(jìn)的紋波電壓 另外增加C113濾除高頻噪聲，又輸出電壓頻率一般為開關(guān)頻率的0.2，所以容值選擇105，通常為和RF1作為泄放電阻，取1K/3W。3.4 12V輸出電路本文所設(shè)計(jì)的12V輸出電路是反激式開關(guān)電源，主要包括高頻變壓器、鉗位電路、反饋電路、控制電路、輸出電路等。接下來將對(duì)主電路的各部分的工作原理及關(guān)鍵元器件的參數(shù)設(shè)計(jì)和選取作詳細(xì)的介紹。3.4.1 高頻變壓器的設(shè)計(jì)（1）磁芯選擇根據(jù)輸出功率與磁芯尺寸的關(guān)系，磁芯：E

34、ER28磁芯材料：PC40骨架：EER28PIN：6+6臥式。（2）最大占空比取，（3）初級(jí)線圈a初級(jí)平均電流取b初級(jí)峰值電流c初級(jí)紋波電流d初級(jí)電感e初級(jí)有效電流f初級(jí)線徑?。↗=2A/mm2）初級(jí)電感線徑選用公制螺線線徑0.3*3(mm)。（4）初次級(jí)匝數(shù)a初級(jí)匝數(shù)取UIN為220V交流輸入，則D=0.178，一般取BM為0.2T-0.3T。 b次級(jí)匝數(shù)（5）次級(jí)線圈次級(jí)峰值電流次級(jí)有效電流次級(jí)線徑取（J=6A/mm2）次級(jí)電感線徑選用公制螺線線徑0.75*2(mm)（6）繞制方法繞組順序：從里至外N1、N2，N3線徑與匝數(shù)： 繞組序號(hào)繞線方向線徑（mm）匝數(shù)電感起繞腳結(jié)束腳N1第1層（最

35、里）0.3*321304UH 1 2 3N2第2層0.3*8*2511 128 9N3第3層0.3*31734 5 采用三明治繞法：通常將一次繞組分成兩部分，一半繞最里層即21匝，一半繞最外層，二次繞組夾在中間層，有效減少漏感。 磁屏蔽：將一個(gè)簿銅片環(huán)繞在變壓器外部。3.4.2 鉗位電路設(shè)計(jì)鉗位電路是RCD吸收電路如圖3.9所示。圖3.9 12V輸出鉗位電路原理圖A RCD 鉗位電路分析當(dāng)功率 MOS 管開通時(shí)，由于這時(shí)變壓器單端反激式開關(guān)電源研究與設(shè)計(jì)起到儲(chǔ)能的作用，故漏感 L1可一并算入初級(jí)電感中，鉗位電路中的二極管 D 兩端所加的電壓反向而關(guān)斷，這時(shí)鉗位電路與主電路斷開。當(dāng)功率MOS管關(guān)

36、斷時(shí)，變壓器漏感 L1中能量轉(zhuǎn)移到鉗位電容 C 中，并消耗在電阻 R 上，這樣功率MOS管的關(guān)斷電壓尖峰得到了有效的抑制。b 參數(shù)計(jì)算定鉗位電容的峰值最大電壓為 ，其中系數(shù) 0.9 是降額使用系數(shù)，計(jì)算公式為：其中計(jì)算漏源間電壓的經(jīng)驗(yàn)公式為：將以上2式綜合，可得R 上消耗的功率為：L=3uH。B 鉗位電容的值應(yīng)取得足夠大以保證其在吸收漏感能量時(shí)自身的脈動(dòng)電壓足夠小，但不能過大，以免降低變壓器效率。通常取脈動(dòng)電壓V 鉗位電壓的 5 %-15%本設(shè)計(jì)取最大值為 12%，通過下式來確定，取102。3.4.3 反饋電路設(shè)計(jì)反饋電路是配TL431的光耦反饋電路如圖3.10所示。圖3.10 12V輸出反饋

37、電路原理圖TL431R端電壓為2.5V，要求基準(zhǔn)電流范圍為250uA-2.5mA。選取Rdowm即R311為910R，反饋電流為275uA,符合要求，在設(shè)計(jì)電路時(shí)，為了實(shí)現(xiàn)輸出電壓可調(diào)， RUP由一個(gè)普通電阻和滑動(dòng)變阻器組成，RC1為1K可調(diào)電阻，R31為3K電阻，調(diào)動(dòng)滑動(dòng)變阻器使得輸出維持在12V。圖3.11 PC817元件特性圖查看UC3845B的手冊可知，C腳的電流為5mA時(shí)，有很好的線性特性，選用PC817C作為光耦，其具有良好的線性特性，電流傳輸比為130%-260%，那么IF可取值為2mA-3mA。選取R314為2K電阻。由于TL431的Ika電流范圍為1mA-100mA，選取R3

38、13為5.1K。3.4.4 控制電路設(shè)計(jì)采用UC3845B的控制芯片，電路分為軟啟動(dòng)電路，電壓反饋電路，電流反饋電路，PWM驅(qū)動(dòng)電路，振蕩電路，如圖3.12所示。圖3.12 12V輸出控制電路原理圖a軟啟動(dòng)電路根據(jù)UC3845B典型電路設(shè)計(jì)，選取C307為104，R303為1M，C307經(jīng)R303向其充電，D302加快充電速度，D301的作用使得UC3845的C腳電壓逐漸升高。b電壓反饋電路采用VFB接地，UC3845B的C腳直接接光耦的方式。c電流反饋電路采樣初級(jí)峰值電流，根據(jù)高頻變壓器設(shè)計(jì)，選R306為0.33歐姆，經(jīng)R304、C308的濾波電路給UC3845B的3腳，R304典型值為1K

39、，C308典型值為471。d PWM驅(qū)動(dòng)電路根據(jù)MOSFET的最大耐壓值，耐流值，以及驅(qū)動(dòng)電流，選用10N610B，其最大耐壓值為650V，耐流值為9.5A，根據(jù)datasheet，柵極驅(qū)動(dòng)電阻選為22歐姆。同時(shí)，為了確保 MOS 管的可靠關(guān)斷，在這里加入一個(gè)阻值為 5.1K 的下拉電阻 R307。e 振蕩電路選用R301為103，C301為102，頻率為172kHz。f 補(bǔ)償電路C腳電流補(bǔ)償：R302取2001，提供補(bǔ)償電流給C腳。3.4.5 輸出電路設(shè)計(jì)輸出濾波電路包括整流二極管和LC濾波電路如圖3.13所示。圖3.13 12V輸出濾波電路原理圖a 整流二極管選用mbr10100f，最大耐

40、流值為10A，最大耐壓值為100V，正向?qū)▔航禐?.75V。配合典型的RCD吸收電路，R為10/3W,C為102/1KV。b 發(fā)光二極管采用發(fā)光二極管檢測輸出。其導(dǎo)通電流為1mA-10mA，配上限流電阻R33(5.1K)，導(dǎo)通電流為2.16mA。c 濾波電路次級(jí)有效電流，取KRP2=0.44。紋波電流 選用兩個(gè)2200uF/10V電容。由經(jīng)驗(yàn)公式可得電容的 則由ESR引進(jìn)的紋波電壓 故引入LC濾波電路，與前一級(jí)組成型濾波器，在高頻電路中，電容的忽略，其傳遞函數(shù)為： 若采用電感為4.7uH，兩個(gè)并聯(lián)電容1000uF/16V， 另外增加C313濾除高頻變壓器引起的噪聲，又輸出電壓頻率一般為開關(guān)頻

41、率的0.2倍，所以容值選擇105，通常為和RF1作為泄放電阻，取1K/3W。另外增加一個(gè)0.1uF電容C314，輸出電源濾波。 3.5 5V輸出電路本文所設(shè)計(jì)的5V輸出電路是反激式開關(guān)電源，主要包括高頻變壓器、鉗位電路、反饋電路、控制電路、輸出電路等。接下來將對(duì)主電路的各部分的工作原理及關(guān)鍵元器件的參數(shù)設(shè)計(jì)和選取作詳細(xì)的介紹。3.51 高頻變壓器設(shè)計(jì)（1）磁芯選擇根據(jù)輸出功率與磁芯尺寸的關(guān)系，磁芯：EER28磁芯材料：PC40骨架：EER28 PIN：6+6臥式。（2）最大占空比取，（3）初級(jí)線圈a初級(jí)平均電流取b初級(jí)峰值電流c初級(jí)紋波電流d初級(jí)電感e初級(jí)峰值電流f初級(jí)線徑?。↗=6A/mm2

42、）初級(jí)電感線徑選用公制螺線線徑0.3*2(mm)。（4）初次級(jí)匝數(shù)a初級(jí)匝數(shù)取UIN為220V交流輸入，則D=0.178，一般取BM為0.2T-0.3T。b次級(jí)匝數(shù) （5）次級(jí)匝數(shù)a次級(jí)峰值電流b次級(jí)有效電流c次級(jí)線徑取（J=6A/mm2）次級(jí)電感線徑選用公制螺線線徑0.75*2(mm)（6）繞制方法繞組順序：從里至外N1、N2，N3線徑與匝數(shù)： 繞組序號(hào)繞線方向線徑（mm）匝數(shù)電感起繞腳結(jié)束腳N1第1層（最里）0.3*222307UH 1 2 6N2第2層0.75*2411 128 9N3第3層0.3*2226 4 5 采用三明治繞法：通常將一次繞組分成兩部分，一半繞最里層即22匝，一半繞最

43、外層，二次繞組夾在中間層，有效減少漏感。 磁屏蔽：將一個(gè)簿銅片環(huán)繞在變壓器外部。 3.52 鉗位電路設(shè)計(jì)鉗位電路是RCD吸收電路如圖3.14所示。圖3.14 5V輸出鉗位電路原理圖a無源 RCD 鉗位電路分析當(dāng)功率 MOS 管開通時(shí)，由于這時(shí)變壓器單端反激式開關(guān)電源研究與設(shè)計(jì)起到儲(chǔ)能的作用，故漏感 L1可一并算入初級(jí)電感中，鉗位電路中的二極管 D 兩端所加的電壓反向而關(guān)斷，這時(shí)鉗位電路與主電路斷開。當(dāng)功率MOS管關(guān)斷時(shí)，變壓器漏感 L1中能量轉(zhuǎn)移到鉗位電容 C 中，并消耗在電阻 R 上，這樣功率MOS管的關(guān)斷電壓尖峰得到了有效的抑制。b參數(shù)計(jì)算鉗位電容的峰值最大電壓為 ，其中系數(shù) 0.9 是降

44、額使用系數(shù)，計(jì)算公式為：其中計(jì)算漏源間電壓的經(jīng)驗(yàn)公式為：將以上兩式綜合，得R 上消耗的功率為：L=1.5uH鉗位電容的值應(yīng)取得足夠大以保證其在吸收漏感能量時(shí)自身的脈動(dòng)電壓足夠小，但不能過大，以免降低變壓器效率。通常取脈動(dòng)電壓V 鉗位電壓的 5 %-15%本設(shè)計(jì)取最大值為 12%，通過下式來確定，取102。3.53 反饋電路設(shè)計(jì)反饋電路是配TL431的光耦反饋電路如圖3.15所示。圖3.15 5V輸出反饋電路原理圖 TL431R端電壓為2.5V，要求基準(zhǔn)電流范圍為250uA-2.5mA。選取Rdowm即R411為5.1K，反饋電流為491uA,符合要求，在設(shè)計(jì)電路時(shí)，為了實(shí)現(xiàn)輸出電壓可調(diào)RUP由一個(gè)普通電阻和滑動(dòng)變阻器組成，RC4為1K可調(diào)電阻，R410為4.7K電阻，調(diào)動(dòng)滑動(dòng)變阻器使得輸出維持在5V。圖3.16 PC817元件特性圖查看UC3845B的手冊可知，C腳的電流為5mA時(shí)，有很好的線性特性，選用PC817C