ucc28180中文資料【全】

1、可編程頻率，連續(xù)傳導(dǎo)模式(CCM)，升壓功率因數(shù)校正(PFC) 特性說明 8 引腳解決方案（無需交流線路感測(cè)）寬范圍可編程開關(guān)頻率（對(duì)于金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(MOSFET) 和基于絕緣柵雙極型晶體管式(CCM) 下，以便實(shí)現(xiàn)交流-直流前端內(nèi)升壓預(yù)穩(wěn)壓器(IGBT) 的PFC 控制器為18kHz 至250kHz）針對(duì)iTHD 的經(jīng)調(diào)整電流環(huán)路減少的電流感測(cè)閥值（最大限度地減少并聯(lián)中的功率耗散） 平均電流模式控制 軟過流和逐周期峰值電流限制保護(hù) 具有滯后恢復(fù)功能的輸出過壓保護(hù) 可聞噪聲最小化電路 開環(huán)檢測(cè) 在輸出過壓和欠壓條件下提高動(dòng)態(tài)響應(yīng) 96% 的最大占空比（典型值） 針對(duì)無負(fù)載穩(wěn)壓的

2、突發(fā)模式 VCC 欠壓閉鎖(UVLO)，低附加動(dòng)態(tài)功耗電流(ICC) 啟動(dòng) (< 75A)應(yīng)用范圍 100 瓦到幾千瓦范圍內(nèi)的通用交流輸出，CCM 升壓PFC 轉(zhuǎn)換器 服務(wù)器和臺(tái)式機(jī)電源 大型家用電器（空調(diào)、冰箱） 工業(yè)電源（德國(guó)標(biāo)準(zhǔn)化學(xué)會(huì)(DIN) 電源軌） 平板電視（等離子(PDP)，液晶(LCD) 和發(fā)光二級(jí)管(LED)）電視說明UCC28180 是一款靈活且易于使用的，8 引腳，有源功率因數(shù) (PFC) 控制器，此控制器運(yùn)行在連續(xù)傳導(dǎo)模式(CCM) 下，以便實(shí)現(xiàn)交流-直流前端內(nèi)升壓預(yù)穩(wěn)壓器的高功率因數(shù)、低電流失真和出色的電壓穩(wěn)壓。此控制器適用于100 瓦至幾千瓦范圍內(nèi)在18kHz

3、 至250kHz 的可編程開關(guān)頻率內(nèi)運(yùn)行的通用交流輸入系統(tǒng)，以便輕松支持功率MOSFET 和IGBT 開關(guān)。一個(gè)集成1.5A 和2A (SRC-SNK) 峰值柵極驅(qū)動(dòng)輸出，內(nèi)部鉗制電壓15.2V（典型值），可實(shí)現(xiàn)快速接通、關(guān)閉，以及在無需緩沖電路的情況下輕松管理外部電源開關(guān)。通過使用平均電流模式控制，在無需輸入線路感測(cè)的情況下，即可實(shí)現(xiàn)輸入電流低失真波形，從而減少了外部組建數(shù)量。此外，此控制器特有有經(jīng)減少的電流感測(cè)閥值，以方便用小值分流電阻器來減少功率耗散，這在高功率系統(tǒng)中尤其重要。 為了實(shí)現(xiàn)低電流失真，此控制器還特有用于消除相關(guān)誤差的經(jīng)調(diào)整電流環(huán)路穩(wěn)壓電路。說明（續(xù)）簡(jiǎn)單外部網(wǎng)絡(luò)可實(shí)現(xiàn)電流和

4、電壓控制環(huán)路的靈活補(bǔ)償。此外，UCC28180 提供一個(gè)基于電壓反饋信號(hào)的增強(qiáng)型動(dòng)態(tài)響應(yīng)電路，此電路可在快速負(fù)載瞬態(tài)情況下（過壓和欠壓情況）提高響應(yīng)。UCC28180 內(nèi)提供的一個(gè)獨(dú)特的VCOMP 放電電路在電壓反饋信號(hào)超過VOVP_L 時(shí)激活，從而使控制環(huán)路能夠快速穩(wěn)定并避免出現(xiàn)過壓保護(hù)功能，此時(shí)，脈寬調(diào)制(PWM) 的關(guān)閉經(jīng)常會(huì)引起可聞噪聲。受控軟啟動(dòng)在啟動(dòng)期間逐漸調(diào)節(jié)輸入電流，并且減少電源開關(guān)上的應(yīng)力。在此控制器上提供很多系統(tǒng)級(jí)保護(hù)，其中包括VCC UVLO，峰值電流限制，軟過流，輸出開環(huán)路檢測(cè)，輸出過壓保護(hù)和開引腳檢測(cè)(VISNS)。經(jīng)調(diào)整的內(nèi)部基準(zhǔn)提供精確保護(hù)閥值和穩(wěn)壓設(shè)置點(diǎn)。用戶可

5、以通過將VSENSE 引腳下拉至低于0.82V 來控制低功耗待機(jī)模式。絕對(duì)最大額定值（1）在工作自由空氣的溫度范圍內(nèi)，所有的電壓是相對(duì)于GND（除非另有說明）。電流積極進(jìn)入，負(fù)出指定的終端。（1）強(qiáng)調(diào)超越“絕對(duì)最大額定值”，即可能對(duì)器件造成永久性損壞。這些壓力額定值只有與設(shè)備在這些或超出下包含任何其他條件的功能操作“的操作建議條件“是不是暗示。暴露于長(zhǎng)時(shí)間的絕對(duì)最大額定值條件可能影響器件的可靠性。推薦工作條件在工作自由空氣的溫度范圍內(nèi)（除非另有說明）熱信息(1) 有關(guān)傳統(tǒng)和全新熱度量的更多信息，請(qǐng)參閱IC 封裝熱度量應(yīng)用報(bào)告（文獻(xiàn)號(hào)：ZHCA543）。(2) 在JESD51-2a 描述的環(huán)境中

6、，按照J(rèn)ESD51-7 的規(guī)定，在一個(gè)JEDEC 標(biāo)準(zhǔn)高K 電路板上進(jìn)行仿真，從而獲得自然對(duì)流條件下的結(jié)至環(huán)境熱阻抗。(3) 通過在封裝頂部模擬一個(gè)冷板測(cè)試來獲得結(jié)至芯片外殼（頂部）的熱阻。不存在特定的JEDEC 標(biāo)準(zhǔn)測(cè)試，但可在ANSI SEMI 標(biāo)準(zhǔn)G30-88 中找到內(nèi)容接近的說明。(4) 按照J(rèn)ESD51-8 中的說明，通過在配有用于控制PCB 溫度的環(huán)形冷板夾具的環(huán)境中進(jìn)行仿真，以獲得結(jié)至電路板的熱阻。(5) 結(jié)至頂部的特征參數(shù)，( JT)，估算真實(shí)系統(tǒng)中器件的結(jié)溫，并使用JESD51-2a（第6 章和第7 章）中描述的程序從仿真數(shù)據(jù)中提取出該參數(shù)以便獲得JA。(6) 結(jié)至電路板的特

7、征參數(shù)，(JB)，估算真實(shí)系統(tǒng)中器件的結(jié)溫，并使用JESD51-2a（第6 章和第7 章）中描述的程序從仿真數(shù)據(jù)中提取出該參數(shù)以便獲得JA 。(7) 通過在外露（電源）焊盤上進(jìn)行冷板測(cè)試仿真來獲得結(jié)至芯片外殼（底部）熱阻。不存在特定的JEDEC 標(biāo)準(zhǔn)測(cè)試，但可在ANSI SEMI標(biāo)準(zhǔn)G30-88 中找到了內(nèi)容接近的說明。電氣特性除非另有說明，VCC=15V直流，從0.1FVCC和GND，-40°CTJ= TA+125°C。所有的電壓是相對(duì)于GND。電流是積極進(jìn)入，負(fù)出指定的終端。8（1） 不生產(chǎn)測(cè)試。設(shè)計(jì)特點(diǎn) 電氣特性（續(xù)）除非另有說明，VCC=15V直流，從0.1FVCC

8、和GND，-40°CTJ= TA+125°C。所有的電壓是相對(duì)于GND。電流是積極進(jìn)入，負(fù)出指定的終端。2） 未經(jīng)生產(chǎn)測(cè)試。設(shè)計(jì)特點(diǎn)設(shè)備信息 引腳功能框圖典型特征 圖1. 開關(guān)頻率與電阻 圖2.最大占空比與開關(guān)頻率 圖3. UVLO門限與溫度的關(guān)系 圖4.電源電流與偏置電源電壓 典型特征（續(xù)） 圖5.電源電流與溫度的關(guān)系圖 圖6.起動(dòng)前電源電流與溫度的關(guān)系圖7.振蕩器頻率（65千赫）與溫度的關(guān) 圖8.振蕩器頻率（65千赫）與偏置電源電壓典型特征（續(xù)） 圖9.振蕩器頻率（18千赫）與溫度的關(guān)系 圖10.振蕩器頻率（250千赫）與溫度的關(guān)系 圖11.振蕩器頻率（18千赫）與偏置

9、電壓 圖12.振蕩器頻率（250千赫）與偏置電壓圖13.電流回路增益與溫度的關(guān)系 圖14.電壓環(huán)路增益與溫度的關(guān)系典型特征（續(xù)） 圖15.參考電壓與溫度的關(guān)系 圖16. ISENSE閾值軟過流（SOC）與溫度 圖17. VSENSE閾值與溫度的關(guān)系 圖18. VSENSE閾值開環(huán)與溫度的關(guān)系 TYPICAL CHARACTERISTICS (continued) 圖19.最小關(guān)斷時(shí)間與溫度的關(guān)系 圖20.柵極驅(qū)動(dòng)上升/下降時(shí)間與溫度的關(guān)系 圖21.柵極驅(qū)動(dòng)上升/下降時(shí)間與偏置電源 圖22.柵極低電壓與溫度的關(guān)系應(yīng)用信息UCC28180操作該UCC28180是在升壓轉(zhuǎn)換器用于在一個(gè)功率因數(shù)校正操

10、作開關(guān)模式控制器固定頻率在連續(xù)導(dǎo)通模式。該UCC28180需要很少的外部組件來作為操作主動(dòng)式PFC預(yù)調(diào)節(jié)。操作開關(guān)頻率可以從18千赫進(jìn)行編程，以250千赫茲只需通過連接FREQ引腳與地通過一個(gè)電阻。內(nèi)部5-V參考電壓提供精確的輸出電壓調(diào)節(jié)在典型的全球范圍內(nèi)的85-VAC至265 VAC電源輸入范圍從零到滿輸出負(fù)載?？捎孟到y(tǒng)負(fù)載范圍從100瓦至幾千瓦。調(diào)節(jié)完成在兩個(gè)環(huán)。內(nèi)部電流環(huán)路形狀的平均輸入電流，以匹配連續(xù)電感電流條件下正弦輸入電壓。在輕載條件下，根據(jù)升壓電感值，電感電流可能會(huì)不連續(xù)的，但仍符合IEC甲級(jí)A / D的要求61000-3-2盡管高次諧波。電壓外環(huán)通過產(chǎn)生調(diào)節(jié)PFC輸出電壓上VC

11、OMP的電壓（取決于線路和負(fù)載條件），它確定內(nèi)部增益參數(shù)用于保持低失真，穩(wěn)態(tài)，輸入電流波形。偏置電源該UCC28180工作于外部偏置電源。因此建議該設(shè)備可以從供電調(diào)節(jié)輔助電源。 （此設(shè)備是不打算從一個(gè)自舉偏置電源使用。自舉偏置電源從輸入的高電壓通過喂養(yǎng)與VCC足夠的電容電阻托起電壓VCC，直到電流可以從偏置繞組上的升壓電感器提供。出于這個(gè)原因，在VCC上最小的滯后，需要套牢電容不合理值）。在正常操作期間，當(dāng)輸出被限制，電流通過該裝置抽包括標(biāo)稱運(yùn)行電流加上供給外部升壓開關(guān)的柵極的電流。去耦偏置電源必須采取開關(guān)電流計(jì)以保持VCC上紋波電壓降到最低。 0.1的陶瓷電容器從VCC和GND之間短而寬的痕

12、跡F最小值建議Figure 23. Device Supply States 該器件的工作偏差在幾個(gè)州。在啟動(dòng)期間，VCC欠壓鎖定（UVLO）設(shè)置控制器的最小工作直流輸入電壓。有兩個(gè)UVLO閾值。當(dāng)UVLO開啟超過閾值時(shí)，PFC控制器接通。如果VCC電壓低于UVLO關(guān)斷閾值，PFC控制器關(guān)閉。在UVLO，電流通過設(shè)備繪制的是最小的。之后裝置開啟，軟啟動(dòng)（SS）被啟動(dòng)，并且所述升壓電感電流傾斜上升以受控的方式，以減少對(duì)應(yīng)力外部元件，避免輸出電壓過沖。在軟啟動(dòng)期間和之后的輸出是在調(diào)節(jié)時(shí)，設(shè)備將正常運(yùn)行電流。如果任何幾種故障狀況在遇到或如果設(shè)備被置于待機(jī)狀態(tài)與外部信號(hào)時(shí)，設(shè)備將降低待機(jī)電流。軟啟動(dòng)軟

13、啟動(dòng)控制VCOMP的上升率，以獲得越來越占空比作為一個(gè)線性控制函數(shù)的時(shí)間。 VCOMP，電壓環(huán)路跨導(dǎo)放大器的輸出，是UVLO期間拉低，ICOMPP，ISOP和OLP（開環(huán)保護(hù)）/待機(jī)。一旦故障被釋放時(shí)，初始預(yù)充電源快速充電VCOMP至1.5 V.這一點(diǎn)之后，一個(gè)恒定的40A的電流源入補(bǔ)償元件造成的電壓在這個(gè)引腳坡道線性，直到輸出電壓達(dá)到85的最終值。在這點(diǎn)上，源電流減小，直到輸出電壓達(dá)到其最終額定電壓。軟啟動(dòng)時(shí)間是由選定的電壓誤差放大器補(bǔ)償電容值來控制，并且是基于所希望的環(huán)路增益頻率是用戶可編程的。一旦輸出電壓超過98的額定電壓，軟啟動(dòng)結(jié)束后，在初始預(yù)充電源被斷開，并且EDR不再受到抑制。系統(tǒng)

14、保護(hù)系統(tǒng)級(jí)的保護(hù)功能，有助于保持系統(tǒng)內(nèi)的安全工作極限。VCC欠壓鎖定（UVLO）在啟動(dòng)過程中，欠壓鎖定（UVLO）器件保持在關(guān)閉狀態(tài)，直到VCC上升到11.5-V使能門檻，VCCON。在一個(gè)典型的1.7 V滯后于UVLO，以增加抗噪聲能力，當(dāng)該設(shè)備關(guān)閉VCC下降到9.5-V禁用門檻，VCCOFF。如果，簡(jiǎn)短AC線路壓差期間，在VCC電壓低于所需的電平，以偏置內(nèi)部故障電路中，UVLO條件允許它繼續(xù)排出VCOMP一個(gè)特殊的快速放電電路通過低阻抗電容，盡管缺乏完整的VCC的。這有助于避免過大的電流應(yīng)激增的AC線路回報(bào)，同時(shí)還有存儲(chǔ)在電容器VCOMP足夠的電壓。通常情況下，這些電容器可以在150毫秒的

15、VCC的損失被排放到小于1伏。輸出過電壓保護(hù)（OVP）有兩個(gè)級(jí)別的OVP：當(dāng)VSENSE超過107的基準(zhǔn)電壓（VOVP_L），4k的電阻VCOMP連接到地面迅速排出VCOMP。如果VSENSE超過基準(zhǔn)的109（VOVP_H）電壓門輸出禁用，直到VSENSE低于基準(zhǔn)電壓的102。開環(huán)保護(hù)/待機(jī)（OLP /待機(jī)）如果輸出電壓反饋元件發(fā)生故障并斷開（開環(huán)）從VSENSE信號(hào)輸入，則很可能該電壓誤差放大器會(huì)增加?xùn)艠O輸出到最大占空比。至防止這種情況，內(nèi)部下拉的力量VSENSE低。如果輸出電壓低于它的額定的16.5電壓，引起VSENSE到低于0.82 V時(shí)，設(shè)備被置于待機(jī)狀態(tài)時(shí)，一個(gè)狀態(tài)，其中的PWM開關(guān)

16、是暫停，器件仍然在吸引，但低于2.95毫安待機(jī)電流。這種關(guān)機(jī)功能也給出了設(shè)計(jì)師拉VSENSE低，外部開關(guān)（待機(jī)功能）的選項(xiàng)。ISENSE開PIN碼保護(hù)（ISOP）如果當(dāng)前的反饋元件發(fā)生故障并斷開（開環(huán)）的信號(hào)到ISENSE輸入，然后它很可能是該P(yáng)WM級(jí)將增加?xùn)艠O輸出到最大占空比。為了防止這種情況，一內(nèi)部上拉源驅(qū)動(dòng)上述0.085 V ISENSE使探測(cè)器強(qiáng)制的狀態(tài)下，PWM開關(guān)暫停和設(shè)備仍在，但下面繪制2.95毫安待機(jī)電流。此關(guān)機(jī)功能可避免連續(xù)操作OVP和嚴(yán)重扭曲輸入電流。ICOMP開PIN碼保護(hù)（ICOMPP）如果ICOMP引腳接地短路，那么GATE輸出增加至最大占空比。為了防止這種情況，一旦

17、ICOMP引腳電壓低于0.2V時(shí)，PWM開關(guān)暫停并在設(shè)備仍在，但平局待機(jī)電流低于2.95毫安。故障保護(hù)VCC欠壓鎖定，OLP /待機(jī)，ISOP和ICOMPP funtions構(gòu)成了UCC28180的故障保護(hù)功能。在故障保護(hù)，VCOMP引腳被拉低，設(shè)備處于待機(jī)狀態(tài)。輸出過壓檢測(cè)（OVD），欠壓檢測(cè)（UVD）和增強(qiáng)型動(dòng)態(tài)響應(yīng)（EDR）的在正常操作期間，在PFC輸出電壓小擾動(dòng)很少超過±5的偏差和正常的電壓控制回路增益驅(qū)動(dòng)輸出回到調(diào)節(jié)。在線路或負(fù)載變化較大，如果輸出電壓擾動(dòng)超過±5，過電壓的輸出（OVD）或欠壓（UVD）被檢測(cè)和增強(qiáng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)（EDR）的作用是加快低帶寬電壓環(huán)路的響

18、應(yīng)速度。期間EDR，電壓誤差放大器的跨導(dǎo)增加大約五倍速度充電或放電電壓環(huán)路補(bǔ)償電容所需調(diào)節(jié)的水平。 EDR是禁用時(shí)5.25 V> VSENSE>4.75 V的EDR功能未激活，直到軟啟動(dòng)完成。該在軟切換保護(hù)（SOC）狀態(tài)（因?yàn)榛ハ郩VD和SOC沖突）UVD被禁用。過電流保護(hù)電感電流由RISENSE，在輸入整流器的返回路徑的低值電阻器感測(cè)。的另一側(cè)電阻器被連接到系統(tǒng)地。電壓感測(cè)在感測(cè)電阻器的整流器側(cè)和是總是消極的。在ISENSE電壓由-2.5固定增益緩沖以提供一個(gè)正的內(nèi)部信號(hào)目前的功能。有兩個(gè)過電流保護(hù)功能;軟過流（SOC）可防止在輸出和峰值電流限制（PCL）的過載防止電感飽和。軟過

19、流（SOC）軟過流（SOC）限制了輸入電流。 SOC被激活時(shí)，在ISENSE電流檢測(cè)電壓達(dá)到-0.285 V.這是一種軟控制，因?yàn)樗恢苯忧袛鄸艠O驅(qū)動(dòng)器。取而代之的是4k的電阻連接VCOMP接地以放電VCOMP和控制回路被調(diào)整為減小PWM占空比循環(huán)。欠壓檢測(cè)（UVD）SOC中被禁用。峰值電流限制（PCL）峰值電流限制（PCL）運(yùn)行在一個(gè)逐周期的基礎(chǔ)。當(dāng)ISENSE電流檢測(cè)電壓達(dá)到-0.4 V，PCL被激活，立即終止有源開關(guān)周期。 PCL是前沿消隱以提高打擊虛假觸發(fā)的抗干擾能力。電流檢測(cè)電阻器，RISENSE電流檢測(cè)電阻，RISENSE，是用軟過流（SOC）的最小閾值大小，VSOC（分鐘）。為了

20、避免在正常操作期間觸發(fā)此閾值，從而導(dǎo)致降低的占空比，所述電阻的尺寸為10的過載電流超過峰值電感電流，由于RISENSE“看到”的平均輸入電流，最壞情況下的功耗發(fā)生在輸入低線輸入時(shí)當(dāng)前是在它的最大值。功率由檢測(cè)電阻耗散由下式給出：峰值電流限制（PCL）保護(hù)關(guān)閉輸出驅(qū)動(dòng)器時(shí)檢測(cè)電阻兩端達(dá)到電壓在PCL門檻，VPCL。絕對(duì)最大峰值電流，IPCL，由下式給出：柵極驅(qū)動(dòng)器GATE輸出設(shè)計(jì)有一個(gè)電流最佳化的結(jié)構(gòu)，可直接驅(qū)動(dòng)總的大值在高導(dǎo)通和關(guān)斷速度MOSFET/ IGBT柵極電容。內(nèi)部鉗位電壓限制在MOSFET柵極至15.2 V（典型值）。當(dāng)VCC電壓低于UVLO水平，GATE輸出在開關(guān)狀態(tài)。外部柵極驅(qū)動(dòng)

21、電阻，RGATE，可以用來限制上升和下降時(shí)間和抑制振鈴引起的寄生電感和柵極驅(qū)動(dòng)電路的電容和減少EMI。的最終值電阻取決于與布局和其它考慮相關(guān)的寄生元件。一個(gè)10千歐電阻靠近MOSFET/ IGBT的柵極，柵極與地之間，放電寄生柵電容并有助于防止意外的dv / dt觸發(fā)導(dǎo)通。電流回路整個(gè)系統(tǒng)的電流回路包括電流平均放大器級(jí)，脈沖寬度調(diào)制器的（PWM）的階段中，外部升壓電感階段和外部電流傳感電阻器。ISENSE和ICOMP功能從所述電流檢測(cè)電阻的負(fù)極性信號(hào)被緩沖并倒在ISENSE輸入。該內(nèi)部陽(yáng)性信號(hào)然后由電流放大器（GMI），其輸出是ICOMP引腳平均。該電壓上ICOMP正比于平均電感電流。一個(gè)外部

22、電容器到GND被施加到ICOMP引腳電流回路補(bǔ)償和電流紋波過濾。平均放大器的增益是由內(nèi)部VCOMP電壓決定。這個(gè)增益是非線性的，以適應(yīng)在全球范圍內(nèi)的AC線電壓范圍。ICOMP連接到3-V的內(nèi)部每當(dāng)OVP_H，ISOP或OLP被觸發(fā)。脈寬調(diào)制器該P(yáng)WM階段ICOMP信號(hào)與周期性的斜坡進(jìn)行比較，以產(chǎn)生前沿調(diào)制輸出信號(hào)是高時(shí)的斜坡電壓超過ICOMP電壓。斜坡的斜率被定義內(nèi)部VCOMP電壓的非線性函數(shù)。PWM輸出信號(hào)總是從低處的周期開始，由內(nèi)部時(shí)鐘觸發(fā)。輸出保持低的最小關(guān)斷時(shí)間，tOFF_min，之后，斜直線上升到相交ICOMP電壓。該斜坡路口ICOMP決定tOFF的，因此脫下。由于DOFF = VI

23、N / VOUT由升壓拓?fù)浞匠?，并且由于VIN為正弦波形，并且由于ICOMP正比于電感電流，它如下所述控制環(huán)路迫使電感電流跟隨輸入電壓波形的形狀來維持升壓調(diào)節(jié)。因此，平均輸入電流也正弦波形。控制邏輯該P(yáng)WM比較器級(jí)的輸出被輸送到門驅(qū)動(dòng)級(jí)，受試者通過各種控制保護(hù)功能并入設(shè)備。 GATE輸出占空比可以高達(dá)98，但總是有一個(gè)最小關(guān)斷時(shí)間tOFF_min。正常的工作周期操作可直接通過OVP_H和中斷PCL。 UVLO，ISOP，ICOMMP和OLP /待機(jī)也終止GATE輸出脈沖，并進(jìn)一步抑制輸出直到SS操作可以開始。電壓回路PFC控制器的外部控制回路的電壓回路。該循環(huán)由PFC輸出傳感階段，電壓誤差放大

24、器級(jí)，和非線性增益生成。輸出感應(yīng)從PFC輸出電壓至GND的電阻分壓器網(wǎng)絡(luò)形成的感應(yīng)塊電壓控制循環(huán)。電阻率是由所需要的輸出電壓和內(nèi)部5 V調(diào)節(jié)基準(zhǔn)確定電壓。極低的偏置電流在VSENSE輸入允許的最高可行的電阻值的選擇。最低的功耗和待機(jī)電流。一個(gè)小電容從VSENSE至GND用于過濾信號(hào)在高噪音的環(huán)境。該過濾器的時(shí)間常數(shù)一般應(yīng)小于100微秒。電壓誤差放大器跨導(dǎo)誤差放大器（GMV）產(chǎn)生的輸出電流正比于之間的差在VSENSE電壓反饋信號(hào)與內(nèi)部5 V的基準(zhǔn)。這種輸出電流充電或放電在VCOMP引腳的補(bǔ)償電容網(wǎng)絡(luò)，建立適當(dāng)?shù)腣COMP電壓系統(tǒng)運(yùn)行條件。適當(dāng)選擇補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)組件產(chǎn)生了穩(wěn)定的PFC前置調(diào)節(jié)器在整個(gè)AC

25、線路范圍和0至100的負(fù)載范圍?？傠娙菀矝Q定了率的高層的VCOMP電壓的軟啟動(dòng)，如前面所討論。期間任何故障或待機(jī)狀態(tài)排出放大器的輸出VCOMP被拉至GND補(bǔ)償電容的初始零狀態(tài)。通常，大的電容器具有一個(gè)串聯(lián)電阻可延遲完全放電為它們各自的時(shí)間常數(shù)（其可以是幾百毫秒）。如果VCC偏置電壓UVLO后迅速取出，在VCOMP正常放電晶體管驅(qū)動(dòng)丟失和大電容器可以留給與它實(shí)質(zhì)性電壓，否定后續(xù)軟啟動(dòng)的好處。該UCC28180采用哪些工作沒有VCC偏置并聯(lián)放電路徑，以進(jìn)一步放電VCC后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)被除去。如果輸出電壓擾動(dòng)超過±5，并且輸出過電壓（OVD）或欠壓（UVD）是檢測(cè)到時(shí)，OVD或UVD函數(shù)調(diào)用ED

26、R緊接增加電壓誤差放大器跨導(dǎo)至約280s。這個(gè)更高的增益有利于更快的充電或放電的補(bǔ)償電容新的操作水平。當(dāng)輸出電壓擾動(dòng)大于107VREF出現(xiàn)在VSENSE輸入，4-k電阻連接VCOMP到地迅速減少VCOMP電壓。當(dāng)輸出電壓擾動(dòng)大于109的VREF，將門關(guān)閉輸出，直至VSENSE低于102調(diào)控。非線性增益代在VCOMP的電壓被用來設(shè)置當(dāng)前放大器的增益和PWM斜坡斜率。這個(gè)電壓是受由SOC的函數(shù)的變形例，如前面所討論。一起的電流增益和PWM斜坡調(diào)整到不同的系統(tǒng)工作條件下（由ACline設(shè)置電壓和輸出負(fù)載水平），為VCOMP改變，以提供低失真，高功率因數(shù)，輸入電流波形狀追隨輸入電壓。設(shè)計(jì)實(shí)例設(shè)計(jì)目標(biāo)這

27、個(gè)例子說明了設(shè)計(jì)過程和元件選擇為利用UCC28180連續(xù)模式功率因數(shù)校正升壓轉(zhuǎn)換器。相關(guān)的設(shè)計(jì)公式顯示了通用輸入，360-W PFC變換器具有390 V的輸出電壓表1.設(shè)計(jì)目標(biāo)參數(shù)下面的過程是指在圖30所示的原理圖。電流計(jì)算輸入保險(xiǎn)絲，整流橋，和輸入電容是根據(jù)輸入電流計(jì)算選中。首先，確定最大平均輸出電流，IOUT（最大值）：最大輸入的RMS線電流，IIN_RMS（最大），使用來自表1的參數(shù)和的效率和功率因數(shù)初始假設(shè)計(jì)算：基于所述計(jì)算出的RMS值，最大輸入電流，IIN（max）和最大平均輸入電流，IIN_AVG（最大），假設(shè)波形是正弦的，可以被確定。開關(guān)頻率a該UCC28180的開關(guān)頻率是用戶可

28、編程的上的FREQ引腳接地單個(gè)電阻器。對(duì)于這個(gè)設(shè)計(jì)，開關(guān)頻率，F(xiàn)SW，被選擇為120千赫。圖31（與圖1相同）可被用來選擇適當(dāng)?shù)碾娮杵鬟M(jìn)行編程的開關(guān)頻率或值可以使用fTYP和RTYP的恒定縮放值來計(jì)算。在所有情況下，fTYP是一個(gè)常數(shù)，它等于65千赫，RINT是一個(gè)常數(shù)，它等于1兆歐，并且RTYP是一個(gè)常數(shù)，它等于32.7千歐。簡(jiǎn)單地將下面的計(jì)算得出相應(yīng)的電阻器應(yīng)放在FREQ和GND之間：17.8k的為FREQ電阻結(jié)果在118 kHz的開關(guān)頻率的典型值。橋式整流器輸入橋式整流器必須具有超過輸入平均電流的平均電流能力。假設(shè)一個(gè)正向壓降的1伏，VF_BRIDGE，跨越整流二極管，BR1，在輸入電橋

29、中的功率損耗，PBRIDGE，可以計(jì)算出：散熱將被要求保持整流橋的安全工作范圍內(nèi)操作。電感紋波電流該UCC28180是連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）控制器，但如果所選擇的電感器允許相對(duì)高的紋波電流，該轉(zhuǎn)換器將被迫在間斷模式（DCM）中在輕負(fù)載和在較高的輸入電壓范圍內(nèi)工作。高電感紋波電流有CCM / DCM邊界，并導(dǎo)致更高的輕負(fù)載THD產(chǎn)生影響，同時(shí)也影響了輸入電容，RSENSE和CICOMP價(jià)值的選擇。允許一個(gè)電感紋波電流，IRIPPLE，為20或更少，將導(dǎo)致在CCM操作在大部分工作范圍內(nèi)的，但需要一個(gè)升壓電感器，其具有更高的電感值和電感器本身將是物理上大。如同所有的轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)，決定必須在一開始，以優(yōu)

30、化與尺寸和成本性能制成。在此設(shè)計(jì)示例中，電感器的尺寸以這樣的方式，以允許以最小化與該轉(zhuǎn)換器工作在DCM中在較高的輸入電壓和在輕負(fù)載的理解空間更大量的紋波電流，但對(duì)于標(biāo)稱優(yōu)化115 VAC輸入電壓在滿負(fù)荷。雖然具體地定義為一個(gè)CCM控制器，UCC28180示出在本申請(qǐng)中，以滿足整體的性能目標(biāo)而過渡到DCM中在高線電壓，在較高的負(fù)載水平。輸入電容輸入電容必須基于輸入紋波電流并且在可接受的高頻輸入電壓紋波來選擇。允許一個(gè)電感紋波電流，IRIPPLE，40和高頻電壓紋波系數(shù)，VRIPPLE_IN，7，最大輸入電容值，CIN，通過首先確定輸入紋波電流，IRIPPLE，以及輸入電壓紋波計(jì)算，VIN_RIP

31、PLE：用于將輸入的X電容器的推薦值現(xiàn)在可以計(jì)算：標(biāo)準(zhǔn)值0.33FY2/ X2薄膜電容器使用。升壓電感器基于上述討論的容許電感紋波電流，升壓電感，LBST，之后選擇確定最大電感峰值電流，IL_PEAK：升壓電感的最小值是根據(jù)可接受的紋波電流，IRIPPLE，在一個(gè)計(jì)算0.5最壞情況下的占空比：為升壓電感假設(shè)40的紋波電流建議的最低值是321H;升壓電感器將使用的實(shí)際值是327微亨。與使用該實(shí)際值，實(shí)際得到的電感電流紋波將是：占空比是整流輸入電壓的函數(shù)，并且將連續(xù)改變?cè)诎刖€路循環(huán)。占空比，DUTY（最大），可以計(jì)算出在最小輸入電壓的峰值：升壓二極管二極管損耗基于所述正向電壓降，音頻，在125和反

32、向恢復(fù)電荷的二極管，QRR，估計(jì)。使用碳化硅肖特基二極管，雖然較為昂貴，將基本上消除了反向恢復(fù)損耗，并導(dǎo)致較少的功耗：這個(gè)輸出應(yīng)該有一個(gè)二極管阻斷電壓超出輸出過轉(zhuǎn)換器的電壓，并附加到一個(gè)適當(dāng)大小的散熱器。開關(guān)元件該MOSFET/ IGBT開關(guān)將由被鉗制在15.2 v對(duì)于VCC偏置柵電壓輸出驅(qū)動(dòng)大于15.2 V的外部柵極驅(qū)動(dòng)電阻建議限制的上升時(shí)間，并抑制任何振鈴引起的寄生電感和柵極驅(qū)動(dòng)電路的電容;這也將有助于滿足轉(zhuǎn)換器的任何EMI要求。該設(shè)計(jì)實(shí)例采用3.3電阻;的任何最終值設(shè)計(jì)取決于與設(shè)計(jì)的布局相關(guān)的寄生元件。為了便于快速關(guān)閉，一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的40-V，1-肖特基二極管被置于與柵極驅(qū)動(dòng)電阻反平行。 1

33、0-k電阻放置在MOSFET/ IGBT和接地放電柵極電容和從無意的dv保護(hù)的柵極之間/ dt的觸發(fā)導(dǎo)通。開關(guān)MOSFET的導(dǎo)通損耗，在本設(shè)計(jì)中使用的是RDS在125的估計(jì)（上），在設(shè)備數(shù)據(jù)表中，并計(jì)算出漏RMS電流源，IDS_RMS：開關(guān)損耗是使用上升時(shí)間，TR估計(jì)，并落入MOSFET柵極的時(shí)間，TF，和輸出電容損失?？侳ET損失在MOSFET要求的適當(dāng)大小的散熱器。檢測(cè)電阻器以適應(yīng)非線性功率限制的增益，感測(cè)電阻RSENSE的尺寸使得它使用最小軟在ISENSE引腳的電流閾值觸發(fā)軟過電流在小于最大峰值電感電流高10，VSOC ISENSE，相當(dāng)于0.265 V.檢流電阻兩端耗散的功率，PRSE

34、NSE，必須計(jì)算：峰值電流限制，PCL保護(hù)功能被觸發(fā)時(shí)電流通過感測(cè)電阻器的結(jié)果在RSENSE上的電壓等于所述VPCL閾值。對(duì)于最壞情況分析，最大VPCL閾值用于：為了防止沖擊電流，一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的220-的電阻，RISENSE設(shè)備，被放置在一系列的ISENSE引腳。在1000-pF的電容放在靠近器件，以提高對(duì)ISENSE引腳的抗干擾能力。輸出電容輸出電容COUT的尺寸，以滿足轉(zhuǎn)換器的滯留要求。假定下游的轉(zhuǎn)換器需要PFC級(jí)的輸出，以從未低于300V，VOUT_HOLDUP（分鐘），在一個(gè)行周期中，tHOLDUP= 1 / fLINE（分鐘），用于電容器的計(jì)算值最小的是：明智的做法是取消率10這一電容值

35、;所使用的實(shí)際電容器是270F。驗(yàn)證該最大峰 - 峰輸出紋波電壓將輸出電壓的不足5，確保波紋電壓不會(huì)觸發(fā)過電壓或輸出控制器的欠壓保護(hù)功能的輸出。如果輸出紋波電壓的調(diào)節(jié)的輸出電壓的大于5，較大的輸出電容是必需的。的最大峰 - 峰紋波電壓，在線路頻率的兩倍出現(xiàn)，和輸出電容器的紋波電流的計(jì)算方法：所需的紋波電流額定值的線頻率的兩倍等于：有一個(gè)高頻脈動(dòng)電流通過輸出電容器：在輸出電容器的總紋波電流是兩者的結(jié)合而輸出電容必須相應(yīng)地選擇：輸出電壓設(shè)定點(diǎn)輸出電壓設(shè)定PointFor低功耗和到電壓設(shè)置點(diǎn)很小的貢獻(xiàn)，則建議使用1兆歐為頂電壓反饋分壓電阻，RFB1。多個(gè)串聯(lián)電阻用于由于跨越每個(gè)所允許的最大電壓。使用

36、內(nèi)部5 V的基準(zhǔn)，VREF底部分壓電阻，RFB2，被選擇為滿足輸出電壓的設(shè)計(jì)目標(biāo)。標(biāo)準(zhǔn)值13k的電阻RFB2結(jié)果在391 V的標(biāo)稱輸出電壓設(shè)定點(diǎn)過電壓的輸出，當(dāng)輸出電壓超過其標(biāo)稱設(shè)定點(diǎn)水平5，因?yàn)楫?dāng)在VSENSE的電壓是基準(zhǔn)電壓VREF的105測(cè)定被檢測(cè)。在該閾值，增強(qiáng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)（EDR）被觸發(fā)，并且非線性增益的電壓誤差放大器將增加的跨導(dǎo)到VCOMP，并迅速輸出返回到其正常的規(guī)定值。當(dāng)輸出電壓達(dá)到VOUT（OVD）級(jí)別，就會(huì)出現(xiàn)此EDR門檻：在過壓事件的極端輸出的情況下，如果9的輸出電壓超過其標(biāo)稱設(shè)定值的GATE輸出將被禁用。輸出電壓VOUT（OVP），在此保護(hù)功能被觸發(fā)的計(jì)算方法如下：下電壓

37、的輸出被檢測(cè)時(shí)的輸出電壓低于低于其標(biāo)稱設(shè)定點(diǎn)5時(shí)，在VSENSE的電壓為95的基準(zhǔn)電壓VREF的測(cè)定：一個(gè)小電容上VSENSE必須添加到過濾掉噪音。限制濾波電容，使得RC時(shí)間常數(shù)限制在大約10微秒以便不顯著減少控制響應(yīng)時(shí)間，以輸出電壓的偏差的值。820 pF的最接近標(biāo)準(zhǔn)值為用于VSENSE的時(shí)間常數(shù)10.66微秒。環(huán)路補(bǔ)償電流環(huán)是通過確定內(nèi)部循環(huán)變量，M1M2的產(chǎn)物，使用內(nèi)部控制器的常數(shù)K1和KFQ第一補(bǔ)償。補(bǔ)償被優(yōu)化最大負(fù)載和標(biāo)稱輸入電壓，115伏用于標(biāo)稱線電壓為這個(gè)設(shè)計(jì)：該VCOMP工作點(diǎn)發(fā)現(xiàn)下面的圖表上，M1M2與VCOMP。一旦M1M2結(jié)果上面計(jì)算，發(fā)現(xiàn)所得到的VCOMP電壓在該工作點(diǎn)

38、來計(jì)算個(gè)體M1和M2的組件。為0.751伏/微秒的給定M1M2的VCOMP約等于3伏，如圖32。各個(gè)循環(huán)因素中，M1是電流環(huán)路增益因子，和M2是電壓環(huán)路PWM斜坡坡度，使用以下條件計(jì)算：在M1的非線性電流環(huán)路增益因子遵循以下身份：在這個(gè)例子中，根據(jù)該圖表在圖32中，VCOMP大約等于3伏，所以M1被計(jì)算為大約等于0.538：M2的非線性PWM斜坡斜率將遵循以下關(guān)系：在這個(gè)例子中，與VCOMP約等于3伏，M 2等于1.388的V /s的：驗(yàn)證該個(gè)體增益因子的乘積，M1和M2，大約等于上述決定的，如果不是M1M2因子，迭代VCOMP值，并重新計(jì)算M1M2M1和M2的產(chǎn)物是內(nèi)預(yù)先計(jì)算出的M1M2因子的1：如果有更多的精度所需的，迭代的結(jié)果中的3.004伏的VCOMP值，其中M1M2和M1 x M2都等于0.751伏/微秒。非線性增益可變，M3，現(xiàn)在可以計(jì)算：在這個(gè)例子中，使用3.004 v對(duì)于VCOMP進(jìn)行更精確的計(jì)算，M3計(jì)算為1.035 V /s的：外觀設(shè)計(jì)，其允許高電感紋波電流，所述電流平均極，弄平哪些函數(shù)出在PWM比較器的輸入端的紋波電流，應(yīng)至少十年的轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率之前。分析已完成的轉(zhuǎn)換器，可以根據(jù)需要來確定