A3941中文資料

1、A3941 汽車應用的全橋MOSFET驅(qū)動器特性與優(yōu)勢 全橋N-MOSFET大電流驅(qū)動 高端和低端PWM開關(guān) 電荷泵用于低電壓源應用 TOP-OFF電荷泵實現(xiàn)100%PWM 可調(diào)死區(qū)時間用于橫向傳導保護 5.5至50V電壓范圍 內(nèi)部包括5V基準電壓 診斷輸出 低功耗睡眠模式簡述 A3941是一個能夠驅(qū)動外部N溝道MOSFET的全橋驅(qū)動器，特別適用于汽車應用的大感性負載，如刷式DC馬達。獨特的電荷泵能夠在電源低至7V時滿幅（>10V）驅(qū)動門極，甚至在5.5V時仍可以進行簡單驅(qū)動。引導（bootstrap）電容能夠提供高于電源的電壓來驅(qū)動N-MOSFET。內(nèi)部的電荷泵用于高端的驅(qū)動并允許DC

2、（100%占空比）操作。用二極管或同步整流可以實現(xiàn)快速和慢速衰減模式的全橋驅(qū)動。慢速衰減模式時，反向電流通過高端或低端FET。同時FET受到電阻調(diào)節(jié)的死區(qū)擊穿保護。內(nèi)部的診斷電路能夠指出欠壓、超溫、橋故障和可配置的多功能MOSFET保護。功能描述A3941是一種全橋MOSFET前置驅(qū)動器，單7至50V工作電源。內(nèi)部包含一個5V邏輯電壓源。4個高電流門驅(qū)動器有能力驅(qū)動寬范圍的N-MOSFET，它們被配置成2個高端驅(qū)動器和2個低端驅(qū)動器。A3941包含必要的電路確保在電源低至7V時，F(xiàn)ET的高端和低端（G-S）門極電壓同時高于10V。假如電壓跌落，在5.5V時仍能保證正確的功能，但是會降低門極的驅(qū)

3、動電壓。A3941可以被MCU輸出的單路PWM信號驅(qū)動，并可被配置為快速或慢速衰減模式?？焖偎p可以提供4象限電機控制，而慢速衰減適合2象限地電機控制或者簡單感性負載。慢速衰減模式時，反向電流穿過高端或者低端MOSFET。任何情況下，同步整流可以提高橋的效率。外部橋擊穿能夠被可調(diào)死區(qū)避免。低功耗睡眠模式允許A3941、橋和負載連接到車的電源上而不必外加電源開關(guān)。A3941包括一些保護功能：欠壓、超溫和橋故障。故障狀態(tài)可以被MCU感知，它有2個故障輸出端，F(xiàn)F1和FF2，可以提供給外部。電源單電源有必要通過一個反壓保護電路連接到VBB引腳。電源需要連接一個陶瓷電容至GND濾波。VBB電壓在7至5

4、0V范圍內(nèi)A3941能夠進行標準參數(shù)的運轉(zhuǎn)，電壓低至5.5V時能保證正確的功能。因此它能在復雜的車載（電源）環(huán)境下使用。V5腳：內(nèi)部是一個電壓源，用于低電流的外部上拉電阻應用。同時，這個電壓源也用于內(nèi)部邏輯電路，所以用一個至少100nF的電容連接至GND濾波。它在RESET為低時是禁用的。門驅(qū)動器A3941設(shè)計用于驅(qū)動外部的、低導通電阻的N-MOSFET。瞬時它能提供較大的電流用于充電或放電外部FET的門極電容，從而來減少外部FET在開關(guān)期間的消耗。充、放電的速度可以被連接在FET門極的外部電阻按系數(shù)控制。門驅(qū)動電壓調(diào)整器：內(nèi)部調(diào)整器能夠驅(qū)動門極并限制其提供的最大電壓。當VBB電源超過16V，

5、調(diào)整器相當于簡單的線性調(diào)整器。當?shù)陀?6V時，電壓由起動轉(zhuǎn)換電荷泵維持，同時需要在CP1和CP2引腳間連接一個泵電容。電容最小值為220nF，典型值為470nF。調(diào)整器電壓標稱為13V，可以在VREG腳測試到。一個足夠大容量的儲能電容需要連接到VREG腳，用來提供低端驅(qū)動和引導電容的瞬時電流。TOP-OFF電荷泵:附加的TOP-OFF電荷泵用來供給每一相供電。電荷泵允許維持不確定的外部FET的高端門驅(qū)動電壓，確保實現(xiàn)100%PWM驅(qū)動。它屬于低電流電荷泵，僅作用在高端FET開啟時。浮動的高端驅(qū)動需要一個較小的偏置電流（<20uA）維持高電壓輸出。沒有TOP-OFF電荷泵時，偏置電流將通過

6、Cx腳從引導電容汲取。電荷泵供給足夠的電流確保引導電壓，從而使G-S電壓維持在必要的水平。注意作用于高端門的初始開啟的必要的電荷總是來自于引導電容。如果引導電容已經(jīng)放電，TOP-OFF電荷泵不能提供足夠的電流允許FET開啟。一些應用中，橋的每個FET都有一個安全電阻連接在門極和源極之間。當高端FET保持導通時，電流同時供給這個電阻(RGSH)和高端驅(qū)動，所以TOP-OFF電荷泵出現(xiàn)了一個靜態(tài)的負載。最小的電阻值應參照電氣參數(shù)表中的電荷泵供應電流。GLA和GLB引腳:這倆腳是外部N-MOSFET的低端門驅(qū)動輸出。門驅(qū)動輸出和FET門之間的電阻可以用于控制轉(zhuǎn)變速度，提供一些SA和SB輸出的di/d

7、t和dv/dt控制。GLx變成高電平開啟驅(qū)動的上一半，從外部電橋提供源電流到低端FET使其開啟。GLx變成低電平開啟驅(qū)動的下一半，從LSS腳提供灌電流到外部FET使其關(guān)閉。 SA和SB引腳:直接連接到馬達，這倆連接感應負載兩端的電壓變化。同時連接到引導電容的負端，作為浮動的高端驅(qū)動的負電源。高端門的電荷通過這個連接放電，因此應使用較低的阻抗電路連接至FET橋。GHA和GHB引腳:這倆腳是外部N-MOSFET的高端門驅(qū)動輸出。門驅(qū)動輸出和FET門之間的電阻可以用于控制轉(zhuǎn)變速度，提供一些SA和SB輸出的di/dt和dv/dt控制。GHx變成高電平開啟驅(qū)動的上一半，從外部電橋提供源電流到低端FET使

8、其開啟。GHx變成低電平開啟驅(qū)動的下一半，從相應的Sx腳提供灌電流到外部FET使其關(guān)閉。CA和CB引腳:這倆腳是用于高端門驅(qū)動所連接的引導電容和正向電源的。當Sx腳輸出低電壓時，引導電容能夠充電接近VERG。當Sx腳輸出高電壓時，引導電容使相應的Cx端提高電壓至高端FET門的開啟電壓。LSS引腳:這個是FET門的電荷的低端返回通道。應該直接連接到外部FET的低端電源并使用獨立的低阻抗通道。RDEAD引腳:這個腳在FET開關(guān)時控制內(nèi)部產(chǎn)生的死區(qū)時間。 當RDEAD和AGND間的電阻值大于3千歐時門電路就能夠防止橫向傳導，這個受控的時間叫死區(qū)，指的是FET關(guān)閉和其互補的FET開啟之間的時間。死區(qū)的

9、時間受控于那個電阻值。 當RDEAD直接連接至V5腳時，門電路能夠防止橫向傳導。這時，死區(qū)時間的典型值為6us。邏輯控制輸入門驅(qū)動器包括4個低電壓的邏輯輸入。這些邏輯輸入都具有降低噪聲的500mV滯后。它們一起作用于高端和低端的快速衰減或慢速衰減。它們同樣控制剎車、滑行和睡眠模式，定義的詳情看看table 1 和 2。 PWMH和PWML引腳：這些輸入可以用于控制電橋的電流。PWMH控制高端電流，PWML控制低端電流?？焖偎p模式時同時使用它們控制電橋。詳見table 2。 置低PWMH可以關(guān)閉有效的高端驅(qū)動器。這樣可以進行高端慢速衰減模式PWM控制。 置低PWML可以關(guān)閉有效的低端驅(qū)動器。這

10、樣可以進行高端慢速衰減模式PWM控制。 PWMH和PWML可以并聯(lián)在一起使用單PWM信號。這樣可以進行快速衰減模式PWM控制。PHASE引腳：它的狀態(tài)決定著負載電流的方向（見table 1）。必要時，它也可以用于4象限控制（快速衰減同步整流）的PWM輸入（見table 2）。SR引腳：用于允許或禁止同步整流。SR置高時，允許同步整流。當PWM關(guān)閉階段時（任意或全部的PWMH和PWML置低時），已經(jīng)關(guān)閉的MOSFET互補對應的那個MOSFET被同步整流開啟。這樣確保電流經(jīng)過較低阻抗的MOSFET，而且要好于經(jīng)過體二極管。SR置低時，同步整流被禁止。這種狀態(tài)下，應降低MOSFET的開關(guān)頻率，減少A

11、3941的功耗。負載感應電流通過高阻抗的MOSFET體二極管，在電橋上消耗了較大的功率。RESET引腳：低有效輸入，使能時A3941進入睡眠模式。當RESET持續(xù)低時，電壓調(diào)整器和內(nèi)部電路禁用。完全進入睡眠模式之前，調(diào)整器退耦和儲能電容放電需要一定的延時。視應用的情況和具體參數(shù)，典型的需要幾毫秒時間。睡眠模式時，VBB的電能消耗降至最低。相應的，鎖存狀態(tài)和故障標志被清除。A3941喚醒時，保護邏輯確保門驅(qū)動輸出關(guān)閉直到電荷泵達到正常的狀態(tài)。正常情況下，電荷泵需要3ms達到穩(wěn)定狀態(tài)。RESET也可以用于清除鎖存的故障狀態(tài)而不進入睡眠模式。得這么干，置低RESET少于復位脈沖時間tRES。這樣可以

12、清除所有禁止輸出的鎖存狀態(tài)，比如短路保護或者引導電容電壓過低。注意：A3941可以配置成沒有外部邏輯輸入的啟動。這么干時，將RESET腳接一個上拉電阻到VBB。這個電阻的值應在2033千歐?；泻蛣x車模式要進入滑行模式，電橋的所有的MOSFET都要關(guān)閉，PWMH和PWML應保持低電平，同時SR應置低。使得所有的門驅(qū)動都輸出低。剎車是通過電橋給負載提供一個短路的通道實現(xiàn)的，使得負載的反電動勢產(chǎn)生一個剎車扭矩。剎車狀態(tài)需要聯(lián)合控制PWMH、PWML和SR。例如，保持PWML和SR高，PWMH低，開啟所有低端FET短路負載。這個短路通道可以同時使正轉(zhuǎn)或反轉(zhuǎn)的馬達剎車。另一個例子，保持SR低，當PWM

13、L為高時置PWMH為低，使一個低端的FET使能，剎車電流將通過對應的低端FET的體二極管。這時只能進行一個方向的剎車，因為二極管不允許反轉(zhuǎn)的馬達電流通過。同樣，交換PWMH和PWML的狀態(tài)可以使剎車電流可以通過高端開關(guān)。診斷器A3941內(nèi)嵌一些診斷功能能夠反應故障的狀態(tài)，對防止永久的損害來說也是必須的。增加系統(tǒng)故障判斷如欠壓、超溫，監(jiān)視每個FET的D-G極電壓，提供短路保護。診斷控制引腳VDSTH引腳：外部FET的故障是由測量D-S極電壓（VDS）實現(xiàn)的，比較每個活躍的FET應用的極限電壓和VDSTH輸入電壓（VDSTH）。為了避免在開關(guān)瞬間產(chǎn)生錯誤的故障判斷，進行比較時有一個內(nèi)部消隱的延時。

14、如果VDSTH引腳的輸入電壓大于失效的極限電壓(VDSDIS),FET的短路保護將失效。VDRAIN引腳：這個低電流傳感輸入端來至外部電橋的頂部。這個輸入允許精確的測量高端FET的消耗電壓。電橋FET的正端公共點應該直接連接到電源正極點。VDRAIN腳的輸入電流和VDSTH腳電壓的比例公式為： I為輸入VDRAIN的電流，單位uA,V為VDSTH的電壓，單位V。FF1和FF2引腳：這倆時開路輸出的故障標志，通過它們的狀態(tài)能夠指出故障現(xiàn)象，見table 3。如果同時有2個以上的故障發(fā)生，輸出的故障狀態(tài)為所有故障狀態(tài)的邏輯或。故障狀態(tài)超溫：如果結(jié)溫超過極限溫度，典型165，A3941將進入超溫故障

15、狀態(tài)，F(xiàn)F1將輸出高。超溫狀態(tài)和FF1在溫度降低至定義的TJF-TJFHYS時將被清除。超溫時，所有電路都被禁用，外部控制電路將限制任何形式的電源消耗，防止高溫損壞A3941芯片和不確定的操作。VREG欠壓：VREG供給低端門驅(qū)動和引導電容電流。應確保其在輸出前電壓足夠高。如果VERG電壓（VREG）跌落到其極限鎖死電壓（VREGUVoff），A3941將進入VERG欠壓故障狀態(tài)。這種故障狀態(tài)時，F(xiàn)F1和FF2將輸出高，驅(qū)動輸出將被禁止。VREG上升到VERG極限解鎖電壓（VREGUVon）時，故障狀態(tài)和故障輸出將被清除。欠壓監(jiān)控電路在上電時啟動，A3941將保持欠壓故障狀態(tài)直到VERG提高到

16、極限解鎖電壓（VREGUVon）。引導電容欠壓：A3941分別監(jiān)控每個引導電容的電壓，確保它們充電到足以提供高端驅(qū)動的脈沖電流。在高端驅(qū)動啟動前，引導電容的并聯(lián)電壓必須高于開啟限制電壓。如果電壓不夠高，A3941將激活對應的低端驅(qū)動來開始一個引導充電周期。通常，將會在幾毫秒內(nèi)使引導電容電壓高于開啟電壓，然后可以對高端進行驅(qū)動。高端驅(qū)動開啟時將持續(xù)監(jiān)控引導電壓，如果電壓跌落到關(guān)閉電壓，將重新開始一個充電周期。另外，當有些故障影響引導電容充電時，充電周期將溢出，故障標志（欠壓）被置位，輸出被禁止。引導欠壓故障狀態(tài)直到RESET置低后被清除。V5欠壓：邏輯電源整流器電壓V5的輸出也被監(jiān)控，以確保正確

17、的邏輯功能。如果V5電壓跌落到低于V5欠壓極限鎖定電壓（V5Uoff），A3941將進入V5欠壓故障狀態(tài)。這時，F(xiàn)F1和FF2將輸出高，驅(qū)動輸出被禁止。還有，應為此時其它故障狀態(tài)無法確認，所有的故障狀態(tài)和標志都被復位并且被V5欠壓故障狀態(tài)替代。例如，V5欠壓將復位外部短路故障并替代為V5欠壓故障。V5欠壓故障狀態(tài)和標志將在V5電壓上升到欠壓鎖定極限電壓（定義為V5Uoff+V5UVhys）以上后清除。上電后，V5欠壓監(jiān)控電路便開始工作，而且故障狀態(tài)一致持續(xù)到電壓恢復正常。短路故障保護：電橋的短路是通過監(jiān)視D-S極電壓（VDS）實現(xiàn),即比較每個工作的FET和VDSTH腳的故障極限電壓。因為MOS

18、FET在達到標稱的內(nèi)阻前會經(jīng)過一段時間，導致在每相開關(guān)時，VDS將報告一個故障。為了避免這樣的短期的錯誤報告，比較器輸出狀態(tài)在以下2種條件下無效： 外部FET關(guān)閉時 FET開啟后的一段時間，參照故障空閑時間當FET開啟后，故障空閑時間過后，如果VDS超過VDSTH一段時間，將監(jiān)測到短路故障。故障狀態(tài)被鎖存，F(xiàn)ET輸出被禁止直到復位。實際應用時，如果沒必要進行短路保護，可以通過將VDSTH連接到V5或者高于VDSDIS的電壓來禁止這個功能。這樣可以完全禁止VDS監(jiān)測電路，不能通過故障標志來監(jiān)測到任何情況的短路故障。A3941不再提供對外部FET的保護。對電源短路：當VDSTH低于極限禁止電壓(V

19、DSDIS)時,通過適當?shù)腟x腳和LSS腳可以監(jiān)測到每一相的低端FET導通電壓，發(fā)現(xiàn)任何一相馬達連接到VBB或電源的短路。VDS將被不斷的與VDSTH電壓比較。在FET沒有開啟時，比較的結(jié)果將無效。并且在FET開啟之后的故障空閑時間內(nèi)同樣無效。如果比較結(jié)果有效，F(xiàn)F2將置高來指示故障。對地短路：當VDSTH低于極限禁止電壓(VDSDIS)時,通過適當?shù)腟x腳和VDRAIN電壓可以監(jiān)測到每一相的高端FET導通電壓，發(fā)現(xiàn)任何一相馬達連接到地的短路。VDS將被不斷的與VDSTH電壓比較。在FET沒有開啟時，比較的結(jié)果將無效。并且在FET開啟之后的故障空閑時間內(nèi)同樣無效。如果比較結(jié)果有效，F(xiàn)F2將置高

20、來指示故障。負載短路：對地短路和對電源短路電路也可以檢測到馬達繞組短路。多數(shù)情況下，繞組短路在高端和低端同時檢惻到短路時被檢測到。有時，相關(guān)的阻抗導致只有一種故障被檢測到。應用說明PWM控制A3941提供2個PWM控制信號，1個電流方向控制信號和1個同步整流控制信號。這些信號能夠?qū)崿F(xiàn)多種原理的全橋控制。6要素的基本原理見table 2，以下是詳細描述。慢速衰減模式：這個是最簡單普遍的控制方式。Figure 1A 描述了當PWML和PHASE置高SR置低時，PWMH輸入信號時，負載電流在橋中的通道。高端MOSFET在電流衰減時間（PWM off-time）內(nèi)關(guān)閉，反向再生電流通過低端MOSFET

21、。通常涉及到高端浪涌電流和高端PWM。再生電流通過已經(jīng)關(guān)閉的高端MOSFET的互補的低端MOSFET的體二極管。Figure 1B描述了改良的同步整流方式，在PWM衰減時間內(nèi)開啟其互補的低端MOSFET短路掉體二極管，需要將SR置高來實現(xiàn)。通過輸入PWM信號到PWML替代PWMH，低端MOSFET在PWM衰減時間內(nèi)關(guān)閉，再生電流通過高端MOSFET,見Figure 1C。在以上的3種慢速衰減模式配置中，平均的負載電流方向可以通過將PHASE腳置低實現(xiàn)反轉(zhuǎn)。參照table 2，當PHSAE置高時，平均電流從A相（SA）流至B相（SB）。當PHASE置低時，方向是從B到A?？焖偎p模式：雖然慢速模

22、式足可以多數(shù)簡單的系統(tǒng)的負載電流，但有時電流的穩(wěn)定性會受到影響，比如負載的反向EMF。這時，典型的激勵配置和伺服系統(tǒng)需要使用快速衰減模式連續(xù)的控制負載電流。A3941可以配置快速衰減模式為二極管再生模式和同步整流模式。二極管再生的快速衰減模式時，一個PWM信號同時輸入到PWMH和PWML，同時SR禁用（見figure 2A）。因為再生電流通過MOSFET的體二極管，平均負載電流無法反向，像實現(xiàn)慢速模式一樣，需要保持PHASE輸入來改變負載電流方向。盡管用二極管整流能夠提供比慢速衰減模式更高級的電流控制，但仍不能為4象限伺服系統(tǒng)提供足夠且必須的控制?？赡苤挥杏猛秸鲗崿F(xiàn)快速衰減才行。為PHAS

23、E輸入PWM信號，置高PWMH、PWML和SR(figure 2B)，可以用單PWM控制2個方向的負載電流。因為橋中的4個MOSFET全部改變狀態(tài)，可以任意改變負載電流的方向。結(jié)果是：當PWM占空比小于50%時，平均電流由B到A；當大于50%時，電流由A到B；恰好50%時，平均電流為0。這樣就可以產(chǎn)生任意的電動勢電壓，比如一個旋轉(zhuǎn)電機，可以任意控制方向和扭矩。同步整流：同步整流用于較少外部MOSFET的功耗。A3941可以在PWM衰減周期內(nèi)開啟適當?shù)母叨嘶虻投蓑?qū)動器來控制再生電流。衰減時間內(nèi)，同步整流允許電流選擇MOSFET，而不是體二極管。體二極管僅在死區(qū)時間內(nèi)的PWM轉(zhuǎn)換時有效。死區(qū)時間為

24、了防止每相FET電橋出現(xiàn)短路，在高端或低端關(guān)閉和其互補的FET開啟之間需要一個死區(qū)時間延時，tDEAD。當一對互補的高端和低端FET同時開關(guān)時，就可能會出現(xiàn)短路的情況；例如，在引導電容充電周期后使用同步整流。A3941每一相的死區(qū)時間都通過一個單獨連接在RDEAD和AGND之間的死區(qū)時間電阻（RDEAD）設(shè)置。當RDEAD的值在3k到240k之間，25時tDEAD值可以近似如下：RDEAD的單位為k。Figure 3描述了RDEAD的值在6k到60k之間的精確值?？梢酝ㄟ^如下公式估算IDEAD電流：死區(qū)時間最長典型為6uS，需要將RDEAD直接連到V5上。死區(qū)時間由所選的FET和外部門阻抗的精

25、確參數(shù)決定。死區(qū)時間需要足夠長，確保每相上FET在其互補的FET開啟前已經(jīng)關(guān)閉。這需要詳細計算FET的門電容、阻抗和A3941的內(nèi)部導通電阻的公差及變化。死區(qū)時間作用于執(zhí)行關(guān)閉指令的FET之后的tDEAD時間內(nèi)其互補的獲得開啟命令后的FET。當一相驅(qū)動的一端永遠關(guān)閉時，例如在慢速衰減時的二極管整流，死區(qū)時間不會出現(xiàn)。這時，門驅(qū)動將在輸入置高后的固定的傳播延遲內(nèi)開啟。（參見門驅(qū)動時序）。故障空閑時間為了避免虛假的短路故障，VDS監(jiān)視器的輸出在每個FET關(guān)閉然后開啟的一段時間內(nèi)被忽略。這段時間就是故障空閑時間。其長度等于死區(qū)時間tDEAD加上額外的監(jiān)視器延時補償時間。額外補償時間典型為300到60

26、0ns。剎車A3941可以完成動力剎車，無論是通過迫使所有的低端FET開啟和高端FET關(guān)閉（SR=1,PWMH=0,PWML=1）或者相反的迫使所有的低端FET關(guān)閉和高端FET開啟（SR=1,PWMH=1,PWML=0）。這樣能有效的短路電樞電動勢并且制動扭矩。制動時 ，負載電流估算如下：VBEMF為馬達產(chǎn)生的電壓，RL為線圈繞組。必須要確保剎車時不要使FET過載。動力剎車等效于慢速衰減模式的同步整流。引導電容選擇必須恰當?shù)倪x擇引導電容（CBOOTx）的參數(shù)確保A3941的正確操作。如果容量太大，會在電容充電時浪費時間，導致最大的占空比和PWM頻率受到限制。如果容量太小，會在CBOOTx到FE

27、T門轉(zhuǎn)移電荷時產(chǎn)生大的電壓跌落。要保持小的電壓跌落，引導電容的電荷量QBOOT應大于FET門的電荷需求量。有個合理的常數(shù)20，下面的公式可以用于計算CBOOT:因此VBOOT為啟動電容的端電壓。FET開啟時引導電容兩端的電壓差V可以估算如下：參數(shù)為20時，V約為VBOOT的5%。引導電容兩端的最大電壓出現(xiàn)在無操作的情況下，大小為VREG（max）。然而，在一些情況下電壓將達到18V，就是Cx和Sx腳之間的穩(wěn)壓二極管的鉗位電壓。通常，合適的陶瓷電容可以限制工作電壓到16V。引導充電運行良好時應確保在高端PWM周期請求開始前高端啟動電容已完成充電。給電容充電所需的時間tCHARGE（us），可以估

28、算如下：這里CBOOT是引導電容的值，單位nF，V為引導電容需要的電壓。上電后，如果驅(qū)動器關(guān)閉較長的時間后，引導電容就會完全放電。這時V為全部高端的驅(qū)動電壓，12V。否則，V等于充電傳送的電壓跌落值，不大于400mV。只要Sx腳拉低電容就會充電，電流從VREG經(jīng)過內(nèi)部引導二極管電路到CBOOT。引導充電管理A3941提供自動引導電容充電管理。每項的引導電容的電壓被不斷地校正，確保其高于充電最低極限電壓，VBOOTUV。如果引導電容的電壓低于這個極限值，A3941將開啟必須的低端FET，并持續(xù)充電直到引導電容超過最低極限電壓和滯后電壓，VBOOTUV+VBOOTUVhys。最小充電時間典型為7u

29、s，但是在引導電容的值很大時（>1000nF）會延長。如果啟動電容電壓沒有達到極限電壓超過大約200us，低壓故障將被置位。VREG電容選擇內(nèi)部電壓基準，VREG，提供低端門驅(qū)動電流和引導電容的充電電流。當?shù)投薋ET開啟時，門驅(qū)動電路提供必要的較大瞬時電流到門，得以盡快的開啟FET。這個幾百毫安的電流不能由輸出受限的VREG整流器提供，必須由連接到VREG的外部電容提供。高端FET的開啟電流和低端FET的接近，但是主要由引導電容提供。然而，引導電容需通過VREG整流器輸出進行再充電。不利的情況是，在低端開啟之后，會發(fā)生很短時間的引導再充電。這意味著連接在VREG和AGND之間的電容的值應該足夠大，以減少低端FET開啟和引導電容再充電聯(lián)合導致的VREG電壓短暫的跌落。合理的值應為20xCBOOT。最大工作電壓總是小于VREG,所以電容耐壓可以低于15V。這個電容要盡量貼近VREG腳放置。電源退耦因為這屬于開關(guān)電路，開關(guān)動作的節(jié)點處所有的電源都會產(chǎn)生電流毛刺。像所有類似的電路一樣，電源連接處需要一個濾波的陶瓷電容并接在電源引腳和地之間，典型值100nF。這些電容要盡量貼近VBB、V5和GND腳放置。電源消耗應用中往往希望能在高溫環(huán)境下工作，芯片的電源消耗將是關(guān)鍵因素。小心注意確保工作的條件允許A3941保持在安全的聯(lián)結(jié)溫度內(nèi)。A3941的電源功耗可以估算如下：若則N為PWM