《自振蕩反激式變換器的分析和設(shè)計(jì)》全文翻譯(有插圖)

1、自振蕩反激式變換器的分析和設(shè)計(jì)Brian T. Irving 和Milan M. Jovanovi 三角洲產(chǎn)品公司電力電子實(shí)驗(yàn)室12173信箱，戴維斯大道5101三角研究園 北卡羅來(lái)納州 27709 美國(guó)摘要 因其簡(jiǎn)單和元件數(shù)量少，在成本敏感的應(yīng)用中，自振蕩反激變換器是一種流行的電路。它被廣泛地應(yīng)用在移動(dòng)電話充電器和數(shù)據(jù)處理設(shè)備的外接備用電源。不過(guò)，由于其操作一般是沒(méi)有得到很好的理解，電路的優(yōu)化幾乎僅僅只是靠嘗試。本文提出了一個(gè)自振蕩反激變換器小信號(hào)模型的詳細(xì)穩(wěn)態(tài)分析，通過(guò)一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)5V/2A隔離電源，提出并驗(yàn)證了控制電路和環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計(jì)準(zhǔn)則。 ( 自激式反激變換器由于簡(jiǎn)單、原材料成本低，使其在對(duì)

2、成本敏感的應(yīng)用場(chǎng)合得到了廣泛的應(yīng)用。它被廣泛應(yīng)用在移動(dòng)手機(jī)充電器和信息處理設(shè)備的離線式電源中的待機(jī)電源模塊。然而，此電路的最優(yōu)化設(shè)計(jì)幾乎全部依賴于試驗(yàn)性的方式，因?yàn)樗墓ぷ髟硗ǔＪ遣灰桌斫獾?。本文展示了自激式反激變換器的詳細(xì)的穩(wěn)態(tài)分析和小信號(hào)分析。并通過(guò)一個(gè)離線式/的開(kāi)關(guān)電源實(shí)例對(duì)控制電路和環(huán)路補(bǔ)償?shù)脑O(shè)計(jì)進(jìn)行了介紹和驗(yàn)證。). 導(dǎo)言 自激式反激變換器，通常表現(xiàn)為振鈴抑制電路(RCC), 一款在低功率離線式應(yīng)用中完善的低成本電路。因其電路的控制可以在不犧牲性能的前提下通過(guò)幾個(gè)獨(dú)立的元器件來(lái)完成，電路的總體成本通常低于傳統(tǒng)的調(diào)制反激變換器。 總的來(lái)說(shuō)，這個(gè)電路的原理是不易理解的。從根本上這是因?yàn)?/p>

3、現(xiàn)存的文獻(xiàn)大多以非常粗淺的方式來(lái)處理這個(gè)電路。因此，此變換器的設(shè)計(jì)通常遵循cut-and-try的試驗(yàn)性方式。而這是一個(gè)需要消耗時(shí)間的過(guò)程并往往得不到最優(yōu)化的設(shè)計(jì)。 本文的主要目的是介紹了自激式反激變換器的完整的穩(wěn)態(tài)分析和小信號(hào)分析，可用于電路的最優(yōu)化設(shè)計(jì)。另外，通過(guò)一個(gè)離線式/的待機(jī)電源模塊對(duì)控制電路的詳細(xì)設(shè)計(jì)步驟進(jìn)行了介紹和驗(yàn)證。 . 工作原理分析 自激式反激變換器工作在連續(xù)電流模式和斷續(xù)電流模式(CCM/DCM)的邊界，應(yīng)用峰值電流模式控制。因此，電路工作在寬范圍變化的開(kāi)關(guān)頻率下。電路的控制可分解為幾個(gè)離散的簡(jiǎn)單、高效的過(guò)程。脈寬的調(diào)制和開(kāi)關(guān)的驅(qū)動(dòng)由一個(gè)三極管、一個(gè)正反饋繞組和一個(gè)電阻分

4、壓網(wǎng)絡(luò)來(lái)完成。在一些不需要高精度調(diào)制的場(chǎng)合，一個(gè)簡(jiǎn)單的反饋控制可由一個(gè)齊納二極管來(lái)完成。然而，在需要嚴(yán)格的輸出調(diào)制的場(chǎng)合，例如寬范圍輸入電壓和寬負(fù)載電流的應(yīng)用場(chǎng)合，反饋控制通常通過(guò)一個(gè)誤差放大器來(lái)完成。 帶輸出電壓調(diào)整的自激式反激變換器的電路圖如圖所示。變壓器T1包含兩個(gè)副邊繞組：輸出繞組s1和正反饋繞組s2。主輸出Vo1是隔離的，由誤差放大器/嚴(yán)格調(diào)整。 反之，輔助繞組o2是不隔離的，并通過(guò)變壓器T1由主輸出Vo1寬松地調(diào)整。包含Rd1和Rd2的電阻分壓網(wǎng)絡(luò)對(duì)輸出電壓Vo1進(jìn)行偵測(cè)，并與跨導(dǎo)式放大器TL431內(nèi)部的恒定的電壓基準(zhǔn)比較。元件EA1 , CEA2 , REA1用于電壓控制環(huán)路的補(bǔ)

5、償。偵測(cè)到的輸出電壓與基準(zhǔn)電壓的誤差通過(guò)TL431放大并通過(guò)光耦I(lǐng)C1反饋到原邊，即誤差電流ie，并在電阻Rs 和Rf產(chǎn)生誤差電壓e，誤差電壓e與一個(gè)與開(kāi)關(guān)電流is1成比例的電壓累加后，與調(diào)制器的固定的門限電壓比較，調(diào)制器由一個(gè)雙極型三極管(BJT)Q1來(lái)完成，在這種情況下，門限電壓即三極管的導(dǎo)通電壓。零電流偵測(cè)元件CZCD 和RZCD , 和反饋繞組Ns2 ,偵測(cè)(有一點(diǎn)延遲)變壓器T1的CCM/DCM邊界，并傳遞能量到主開(kāi)關(guān)S1，使開(kāi)關(guān)初始導(dǎo)通。最后，電路的啟動(dòng)是通過(guò)電阻Rst從輸入電壓傳遞能量到開(kāi)關(guān)管的輸入電容Ciss來(lái)完成的。A.穩(wěn)態(tài)工作 為簡(jiǎn)化圖1所示的變換器在穩(wěn)態(tài)工作下的分析，需作

6、幾個(gè)近似。第一個(gè)近似是忽略變壓器T1的漏感。這樣就不需考慮初級(jí)繞組Np上的電壓鉗位（保護(hù)開(kāi)關(guān)管S1免受振鈴電壓損壞）。第二個(gè)近似是把誤差電流ie看作恒流源。并用之取代反饋網(wǎng)絡(luò)中的誤差補(bǔ)償放大器TL431，光耦I(lǐng)C1，電容CF, 電阻Rd1, Rd2, RA, RB 。最后的近似是忽略主開(kāi)關(guān)管S1的柵極與漏極間的電容CGD, 并把柵源極電容CGS 和漏源極電容CDS分別看作輸入電容Ciss 和輸出電容Coss . 并假設(shè)CO1>>CO2, RL1<<RL2. CO1>>CO2的假設(shè)意味著VO2的紋波電壓遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于主輸出VO1 的紋波電壓。另外一個(gè)假設(shè)是時(shí)間常數(shù)R

7、STCISS遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于開(kāi)關(guān)周期Ts ，即RSTCISS>>Ts. 有了這一假設(shè)，就可以在穩(wěn)態(tài)工作中忽略啟動(dòng)電阻RST。 最后，假設(shè)整流管D1和D2為理想二極管，即導(dǎo)通壓降為零。 為幫助理解變換器的工作狀態(tài)，把圖1中的電路在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中的工作狀態(tài)分解成圖2中的十一個(gè)拓?fù)錉顟B(tài)，包括電流和電壓的參考方向，并在圖3中展示了功率級(jí)平臺(tái)和控制級(jí)平臺(tái)的主要波形。 t=t0之前，電流iQce 和電壓VCZCD 為正，開(kāi)關(guān)管S1中CISS的電荷被晶體管抽取，開(kāi)關(guān)管開(kāi)始關(guān)斷，導(dǎo)致電壓VDS上升。 t=t0時(shí)刻，VDS達(dá)到VIN+NVo，整流管D1和D2開(kāi)始導(dǎo)通。這一階段如圖2(b)所示，勵(lì)磁電流iM瞬

8、時(shí)從開(kāi)關(guān)管S1轉(zhuǎn)化到輸出整流管D1和D2。由于輸出電容CO1>>CO2，當(dāng)電壓VO2上升時(shí)電壓VO1可近似看成恒定不變，這樣電流i2相對(duì)于電流i1將下降得更快，如圖3中(d)和(e)所示。由于這一階段整流管D2是導(dǎo)通的，電阻RZCD上的電壓VRZCD為-(VGS+VS+VCZCD)-(VGS+VCZCD) , 電流iZCD通過(guò)電阻RZCD使CISS和CZCD放電。同時(shí)，晶體管Q1截止，電流ie流過(guò)RF, RS, RL2組成的環(huán)路。值得注意的是晶體管Q1只有在它的基射極電壓VQbe低于它的截止電壓時(shí)才會(huì)關(guān)斷。由圖2(b)知，VQbe=ieRF+iS1RSieRF,因?yàn)閕S1RS<

9、;< ieRF，晶體管Q1在t0<t<t1期間截止（if ieRF<）.圖2(b)的狀態(tài)在t=t1時(shí)結(jié)束，這時(shí)VGS的電位降到了比晶體管Q1的VQbe低一個(gè)管壓降，使基-集間PN結(jié)正向偏置。 當(dāng)基-集等效二極管Dbc開(kāi)始導(dǎo)通(t=t1)后,電流ie被電阻RF和Q1的基極分流。因?yàn)榧?射極間電壓VQce為負(fù)值，晶體管Q1工作在反向恒流區(qū)，電流iQce從射極流進(jìn)集電極，如圖2(c)所示。在這個(gè)階段，電容CZCD繼續(xù)通過(guò)電流iQce 和iQbc放電。結(jié)果導(dǎo)致電壓VQbe成指數(shù)級(jí)上升，如圖3的波形 f所示，同時(shí)電流i1和i2繼續(xù)下降。當(dāng)t=t2時(shí)，持續(xù)上升的電壓VO2達(dá)到了繞組

10、電壓V2，整流管D2關(guān)斷，這一階段結(jié)束。 t=t2后，電容CZCD繼續(xù)通過(guò)繞組NS2放電，如圖2(d)所示。在這一整個(gè)階段電流i1繼續(xù)下降。在t=t3時(shí)，電流i1下降到零，這一階段結(jié)束，即變壓器存儲(chǔ)的能量全部釋放完。 因?yàn)樵趖=t3時(shí)刻S1漏源極電壓VDS高于輸入電壓Vin，電容COSS開(kāi)始與勵(lì)磁電感諧振，如圖3中波形(b)所示。結(jié)果初級(jí)繞組VP下降，使次級(jí)電壓V2有對(duì)應(yīng)比例的下降。電阻RZCD上的電壓隨著V2下降而下降，導(dǎo)致電流iZCD下降。在t=t4時(shí)電流iZCD達(dá)到零，這一階段結(jié)束, 如圖2(e)所示。 t=t4以后，電流iZCD開(kāi)始向相反的方向流動(dòng)，電容CZCD, CISS開(kāi)始重新充電

11、，如圖2(f)所示。電壓VGS的上升導(dǎo)致集射極電壓VQce上升，二極管Dbc關(guān)斷，使晶體管Q1關(guān)斷。同時(shí)電容Coss繼續(xù)諧振放電，進(jìn)一步降低了次級(jí)繞組V2。結(jié)果，電阻RZCD上的電壓上升，使電流iZCD更快地上升。這一階段在t=t5時(shí)結(jié)束，這時(shí)變壓器上的電壓下降到零。 t=t5以后，電容Coss繼續(xù)放電，繞組電壓極性反向，如圖2(g)所示。在這一階段，驅(qū)動(dòng)電壓VO2+V2持續(xù)上升，使電流iZCD也持續(xù)上升，上升的電流iZCD使電壓VGS上升，反過(guò)來(lái)加速電容COSS的放電，而進(jìn)一步使VO2+V2上升，這個(gè)正反饋一直持續(xù)到電壓VGS達(dá)到VTH (t=t6), 開(kāi)關(guān)S1導(dǎo)通進(jìn)入恒流區(qū)。 t=t6后，

12、柵源極電壓VGS隨著電流iZCD繼續(xù)向電容CISS流動(dòng)而繼續(xù)上升，如圖2(h)所示。當(dāng)t=t7時(shí)柵源極電壓VGS達(dá)到了使開(kāi)關(guān)S1進(jìn)入飽和區(qū)的電平時(shí)，這一階段結(jié)束，開(kāi)關(guān)管完全導(dǎo)通。 當(dāng)開(kāi)關(guān)完全導(dǎo)通后，漏源極間電流iS1開(kāi)始以diS1/dt=Vin/LMr 的斜率線性上升。限流電阻RS上的電壓降VS=iS1RS也以這個(gè)斜率上升。這將提升開(kāi)關(guān)管S1源端的電位，也提升S1門極的電位和Q1基極的電位，如圖3的波形(a)和(f)所示。當(dāng)t=t8時(shí)，VQbc達(dá)到了它的開(kāi)啟電壓V，晶體管Q1開(kāi)始導(dǎo)通，如圖2(i)所示。值得注意的是為防止S1的門極電壓超出它的最大額定電壓，在S1的門極和地之間需加一電壓鉗位(如

13、一個(gè)齊納二極管)。一旦門極電壓被鉗位后，電流從輸入電容CISS中分流到鉗位電路中直到門極電壓低于鉗位電壓電平。 t=t8后，電壓VQbc因VS=iS1RS上升而繼續(xù)上升，Q1的基極電流iQbe的上升導(dǎo)致電流iQce 的上升。在t=t9時(shí)電流iQce等于電流iZCD，這個(gè)階段結(jié)束，柵源極電容開(kāi)始放電，如圖2(j)所示 隨著VGS下降，開(kāi)關(guān)S1開(kāi)始關(guān)斷。當(dāng)t=t10時(shí)，電壓VGS下降到開(kāi)關(guān)S1的門限電平VTH，開(kāi)關(guān)S1關(guān)斷。這個(gè)階段如圖2(k)所示。 開(kāi)關(guān)管關(guān)斷之后，S1的輸出電容開(kāi)始充電使VDS上升。這個(gè)階段如圖2(l)所示，當(dāng)電壓VDS+VSVDS達(dá)到Vin+NVo時(shí)這一階段結(jié)束。同時(shí)，次級(jí)整

14、流管D1和D2開(kāi)始導(dǎo)通，晶體管Q1關(guān)斷，這樣就完成了一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的工作。B.小信號(hào)模式 保持系統(tǒng)穩(wěn)定才能完成嚴(yán)格的輸出電壓調(diào)整和良好的動(dòng)態(tài)性能，補(bǔ)償元件CEA1，CEA2和REA1必須被確定。無(wú)論如何，在控制環(huán)路中，誤差放大器補(bǔ)償?shù)脑O(shè)計(jì)優(yōu)化需要小信號(hào)傳遞函數(shù)的認(rèn)識(shí)。因?yàn)樽哉袷幏醇まD(zhuǎn)換器工作于一個(gè)可變的開(kāi)關(guān)頻率，小信號(hào)框圖模式不同于常規(guī)，固定頻率方式的PWM轉(zhuǎn)換器，參考文獻(xiàn)3。二、設(shè)計(jì)指導(dǎo) 工作在CCM/DCM模式的自激式反激變換器的功率級(jí)的設(shè)計(jì)良好地遵循著反激變換器的設(shè)計(jì)規(guī)則，已超出了本文的范圍。然而，零電流偵測(cè)元件RZCD, CZCD的選擇，以及與反饋環(huán)路相關(guān)的元器件的選擇，并不容易理解，因

15、此在下文將詳細(xì)討論。A 穩(wěn)態(tài)考慮要在穩(wěn)態(tài)條件下得到良好的輸出電壓的調(diào)整，斜波電壓iS1RS疊加上直流電壓ie(RF+RS)必須在整個(gè)電壓范圍和負(fù)載范圍內(nèi)滿足“調(diào)節(jié)窗口”，如圖6所示。調(diào)節(jié)窗口的上限是晶體管Q1的截止電壓，這與所選的晶體管有關(guān)。調(diào)節(jié)窗口的下限由滿載電流決定。要得到良好的輸出電壓調(diào)整，電阻RB,RS,和RF必須謹(jǐn)慎選擇以限制誤差電流在調(diào)節(jié)窗口之內(nèi)。最大誤差電流iemax 發(fā)生在最小負(fù)載時(shí)，如圖6所示。在最小負(fù)載時(shí)，需要很少的能量去維持輸出電壓，因此開(kāi)關(guān)管開(kāi)通的時(shí)間也非常短。相反地最小的誤差電流發(fā)生在滿載時(shí)，因?yàn)闈M載時(shí)需要更長(zhǎng)的導(dǎo)通時(shí)間以存儲(chǔ)足夠的能量。值得注意的是不像傳統(tǒng)的PWM其

16、開(kāi)始導(dǎo)通的時(shí)間由三角波電壓達(dá)到控制電壓的那一刻決定，其控制電路的開(kāi)始導(dǎo)通的時(shí)間由基極電壓VQbe到達(dá)它的截止電壓時(shí)，足夠的電荷從輸入電容CISS通過(guò)晶體管Q1移除時(shí)決定。 穩(wěn)態(tài)狀態(tài)工作時(shí)控制電路元件的選擇主要基于電路的工作范圍和元器件的額定值。特別地，誤差放大器TL431的陰陽(yáng)極電壓VKA和陰極電流IK限制在VRDF<VKA<36V, 1mA<IK<100mA。電壓VKA可以表示為 從圖5可看出，在最小負(fù)載時(shí)，電流IK是最大的，IK = ie/,因此，電壓VKA最小。電阻RB可表示為 偵測(cè)電阻RS的選擇主要受最大功耗限制，一般選擇為電路最大功率的0.1%，即 電阻RF的

17、選擇主要受最小負(fù)載時(shí)最大誤差電流iemax 的限制，即 電阻RF的選擇應(yīng)遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于RS。在滿載時(shí)，電阻RF和RS的選擇進(jìn)一步受最小誤差電流ie min 和最大開(kāi)關(guān)電流iS1pk 的限制。 其中 最后，誤差電流ie與光耦的陰極電流IK和電流傳輸比相關(guān) 穩(wěn)態(tài)工作下控制電路元件RF,RS,RB的選擇可以分解為五個(gè)設(shè)計(jì)步驟，如表2所示。值得注意的是電阻RB的值會(huì)影響環(huán)路直流增益，應(yīng)根據(jù)步驟5盡可能選擇小的值來(lái)提高環(huán)路增益。當(dāng)考慮系統(tǒng)穩(wěn)定性時(shí)，可重新估量電阻RB的值。元件RA,CZCD和RZCD的設(shè)計(jì)可由表2中的步驟1-7來(lái)獨(dú)立地確定。例如，電阻RA是為了減小光耦I(lǐng)C1的光敏三極管的功率損耗PIC1， 電容CZCD的作用是在電路啟動(dòng)時(shí)，阻隔直流電流，同時(shí)允許電荷通過(guò)啟動(dòng)電阻從輸入電壓傳遞到開(kāi)關(guān)，直到開(kāi)關(guān)第一次導(dǎo)通。在其他方面，電容CZCD僅僅延遲了開(kāi)關(guān)完全導(dǎo)通的時(shí)間，增加了開(kāi)關(guān)通過(guò)恒流區(qū)時(shí)所消耗的時(shí)間，在功率變換效