concept的IGBT驅動板原理

1、 板子的解讀a、有電氣接口，即插即用，適用于17mm雙管IGBT模塊b、基于SCALE-2芯片組雙通道驅動器命名規(guī)則：工作框圖MOD（模式選擇）MOD輸入，可以選擇工作模式直接模式如果MOD輸入沒有連接（懸空），或連接到VCC，選擇直接模式，死區(qū)時間由控制器設定。該模式下，兩個通道之間沒有相互依賴關系。輸入INA直接影響通道1，輸入INB直接影響通道2。在輸入（INA或INB）的高電位，總是導致相應IGBT的導通。每個IGBT接收各自的驅動信號。半橋模式如果MOD輸入是低電位（連接到GND），就選擇了半橋模式。死區(qū)時間由驅動器內部設定，該模式下死區(qū)時間Td為3us。輸入INA和INB具有以下功

2、能：當INB作為使能輸入時，INA是驅動信號輸入。當輸入INB是低電位，兩個通道都閉鎖。如果INB電位變高，兩個通道都使能，而且跟隨輸入INA的信號。在INA由低變高時，通道2立即關斷，1個死區(qū)時間后，通道1導通。只有在控制電路產生死區(qū)時間的情況下，才能選擇該模式，死區(qū)時間由電阻設定。典型值和經驗公式：Rm(k)=33*Td(us)+56.4 范圍：0.5us<Td<3.8us，73k<Rm<182k注意：半橋上的2個開關同步或重疊時候，會短路DC link。INA，INB（通道驅動輸入，例如PWM）它們安全的識別整個邏輯電位3.3V-15V范圍內的信號。它們具有內置的

3、4.7k下拉電阻，及施密特觸發(fā)特性（見給定IGBT的專用參數表/3/）。INA或INB的輸入信號任意處于臨界值時，可以觸發(fā)1個輸入躍變。 跳變電平設置：SCALE-2輸入信號的跳變電平比較低，可以在輸入側配置電阻分壓網絡，相當于提升了輸入側的跳變門檻，因此更難響應噪聲。SCALE-2驅動器的信號傳輸延遲極短，通常小于90ns。其中包括35ns的窄脈沖抑制時間。這樣可以避免可能存在的EMI問題導致的門極誤觸發(fā)。不建議直接將RC網絡應用于INA或INB，因為傳輸延遲的抖動會顯著升高。建議使用施密特觸發(fā)器以避免這種缺點。注意，如果同時使用直接并聯(lián)與窄脈沖抑制，建議在施密特觸發(fā)器后將驅動器的輸入INA

4、/INB并聯(lián)起來。建議在直接并聯(lián)應用中不要為每個驅動核單獨使用施密特觸發(fā)器，因為施密特觸發(fā)器的延遲時間的誤差可能會較高，導致IGBT換流時動態(tài)均流不理想。典型情況下，當INA/INB升高到大約2.6V的閾值電壓時，所有SCALE-2驅動核將會開啟相應的通道。而關斷閾值電壓大約為1.3V。因此，回差為1.3V。在有些噪聲干擾很嚴重的應用中，升高輸入閾值電壓有助于避免錯誤的開關行為。為此，按照圖13在盡可能靠近驅動核的位置放置分壓電阻R2和R3。確保分壓電阻R2和R3與驅動器之間的距離盡可能小對于避免在PCB上引起干擾至關重要。在開通瞬間，假設R2=3.3k，R3=1k，INA=+15V。在沒有R

5、2和R3的情況下，INA達到2.6V后驅動器立即導通。分壓網絡可將開通閾值電壓升高至大約11.2V，關斷閾值電壓則提升至大約5.6V。在此例中，INA和INB信號的驅動器在IGBT導通狀態(tài)下必須持續(xù)提供3.5mA（串聯(lián)電路上為4.3K，15V時所消耗）的電流。SO1，SO2（狀態(tài)輸出）輸出SOx是集電極開路三極管。沒有檢測到故障條件，輸出是高阻。開路時，內部500uA電流源提升SOx輸出到大約4V的電壓。在通道“x”檢測到故障條件時，相應的狀態(tài)輸出SOx變低電位（連接到GND）。2個SOx輸出可以連接到一起，提供1個公共故障信號。但是，建議單獨評估狀態(tài)信號，以達到快速準確的故障診斷。狀態(tài)信號是

6、怎樣處理的1、二次側的故障（IGBT模塊短路或電源欠壓檢測）立即傳輸到相應的SOx輸出。檢測到短路電流的驅動器將發(fā)送1個故障反饋給相應的SOx輸出。在大約1.4us的額外延時后，相應的IGBT將被關斷。在該延時期間，IGBT不能被關斷。在閉鎖時間TB過去后，SOx輸出自動復位（返回到高阻狀態(tài)）。2、一次側電源欠壓同時指示到2個SOx輸出。當一次側電源欠壓消失時（參閱定時信息的相關參數表/3/），2個SOx輸出自動復位（返回到高阻狀態(tài)）。如果并聯(lián)情況下電源欠壓，相應的驅動器將發(fā)送1個故障反饋給相應的SOx輸出，并立即關斷相應的IGBT（s）。然后建議立即給所有并聯(lián)的驅動器發(fā)送關斷信號。然后，經過

7、1個短暫的延時后，相應的IGBTs將會被關斷。對于SO信號的處理，有以下原則：1. SO信號必須有明確的點位，最好就近上拉；2 SO信號經過長線傳輸時 可以考慮配合信號經過長線傳輸時，可以考慮配合緩沖器，以提高電壓信號抗擾能力，且接收端要配合阻抗合適的下拉電阻；SOx故障輸出端有20mA的驅動能力。與主控制器的距離越長，SOx線路對EMC越敏感，因為普通控制器輸入的阻抗比較高。如果未檢測到故障狀況，SOx輸出為高阻抗。因此，很容易有電壓尖峰被感應出來。（上圖）中將上拉電阻R4放置在SOx線路末端靠近控制器的一側的方案是不推薦的。圖中顯示的兩種解決方案（中圖和下圖）可以解決這個問題：1、將緩沖器

8、按照圖（中圖）放置在靠近驅動器SOx端子的位置。建議使用R4>1k的上拉電阻上拉至VCC。如果發(fā)生故障，相應的SOx輸出將被拉到GND。建議將該電阻放置得盡可能靠近驅動器。圖中100電阻可保護緩沖器免受電磁干擾。下拉電阻R5可保護控制器輸入免受電壓尖峰影響。2、在圖（下圖）中，由10電阻和肖特基二極管構成的保護網絡可保護驅動器的SOx輸出。TB（調整閉鎖時間TB的輸入）該端子TB，允許通過連接1個外部電阻到GND，來減少工廠設定的閉鎖時間。下文的等式計算管腳TB和GND之間的必須連接的電阻Rb的值，以設定要求的閉鎖時間Tb（典型值）：通過選擇Rb=0，閉鎖時間也可以設置為最小值9us（典

9、型值）。如果不使用，輸入TB可以懸空。電源監(jiān)控驅動器的一次側，2個二次側驅動通道，配備有本地欠壓監(jiān)控電路。如果出現一次側電源欠壓故障，2個IGBT被1個負的門極電壓驅動，從而保持在斷開狀態(tài)（2個通道都閉鎖），故障傳送到2個輸出SO1和SO2，直到故障消失。如果一個二次側電源欠壓，相應的IGBT被1個負的門極電壓驅動，從而保持在斷開狀態(tài)（通道閉鎖），故障傳送到相應的SOx輸出，閉鎖時間之后，SOx輸出自動復位（返回為高阻狀態(tài)）。即使較低的電源電壓，驅動器從IGBT的門極到發(fā)射極之間提供一個低阻。注意：在1個半橋內，如果電源電壓低，建議不要用1個IGBT驅動器操作IGBTs組。否則，高比率增加的V

10、ce可能會造成這些IGBTs的部分開通正副邊電源變化規(guī)律：SCALE-2副邊的電源電壓是由ASIC處理出來的。副邊DC/DC電源的輸出電壓大約為25V，由ASIC內部分變成+15V及-10V，其中+15V是被穩(wěn)壓的，-10V是不穩(wěn)的。VE管腳是芯片“造”出來的，內部是靠電流源來控制輸出的電壓源Viso是+15V來控制輸出的電壓源。Viso是+15V，VE是0V，COM是-10V。因此VE管腳上的靜態(tài)負載的程度對VE的內部穩(wěn)壓影響很大。VE管腳上吞吐的電流只有幾個mA。欠壓保護 在驅動器的原方欠壓的情況下，電源電壓下降過程中，由于DCDC電源是開環(huán)的，所以副邊的+25V也會跟著下降，而Viso與

11、VE間有穩(wěn)壓電路，故被穩(wěn)定在+15V，而VE與COM之間的-10V隨著下降，如果，Viso與COM之間電壓繼續(xù)下降，降至VE對COM為-5.5V時，芯片會將-5.5V穩(wěn)住，同時，Viso與VE之間的+15V開始下降，當這個電壓下降到了12V的時候，芯片會報欠壓保護，IGBT會被關短，且門級關斷電壓被維持在-5.5V。在驅動器掉電過程，IGBT的關斷電壓至少保持在-5.5V，因為大功率IGBT都有較強的米勒效應，必須要有負壓才能保證關斷的可靠，0壓的關斷是不可靠的！短路保護和過流保護的意義及其區(qū)別通常我們說的短路保護和過流保護是不一樣的，是兩個很不一樣的概念，不應該混為一談。橋臂內短路（直通）命

12、名為“一類”短路1、 硬件失效或軟件失效。2、 短路回路中的電感量很小(100nH級)。3、 VCE sat檢測。橋臂間短路（大電感短路）命名為“二類”短路1、 相間短路或相對地短路2、 短路回路中的電感量稍大(uH級的) 。3、 可以使用Vcesat ，也可以使用霍爾，根據電流變化率來定。4、這類短路的回路中的電感量是不確定的。短路分為一類及二類兩種，但這兩種短路都有一個共同點，那就是，IGBT會出現“退飽和現象”，當IGBT一旦退出飽和區(qū)，它的損耗會成百倍的往上升，那么允許持續(xù)這種狀態(tài)的時會非?？量塘耍挥?0us，我們需要靠驅動器發(fā)現這一行為并關掉門極。IGBT過流的情況則是，回路電感較

13、大，電流爬升很慢（相對于短路），IGBT不會發(fā)生退飽和現象，但是由于電流比正常工況要高很多，因此經過若干個開關周期后，IGBT的損耗也會比較高，結溫也會迅速上升，從而導致失效。在這時，IGBT驅動器一般是不能及時發(fā)現這一現象的，因為IGBT的飽和壓降的變化很微弱，驅動器通常識別不到這種變化。所以需要靠電流傳感器來感知電流的數值，對系統(tǒng)進行保護。所以，我們認為，IGBT驅動器是為了解決短路保護，而過流保護則是由電流傳感器來完成短路的定義IGBT發(fā)生短路時，描述短路電流的數學表達式如下，這是一個線性方程。它表示，在短路發(fā)生時，電流的絕對值與電壓，回路中的電感量，及整個過程持續(xù)的時間有關系。絕大部分

14、的短路母線電壓都是在額定點的影響短路電流的因素主要是“短路回路中的電感量”。因此對短路行為進行分類定義時，短路回路中的電感量是主要的分類依據。如果短路回路中的電感量再繼續(xù)增大，那么電流變化率就變得更低，此時就不是短路了，變成“過流”了。這時驅動器是察覺不到這種異常狀態(tài)的，因此在系統(tǒng)中需要電流傳感器來感知電流的絕對數值，從而進行“過流保護”。我們認為，通常IGBT驅動器是不能進行過流保護的。二類短路與過流之間沒有明顯的界限，學術上沒有進行定義，在工程上，可以做一個很粗略的假設：10A/us以下的電流變化率視為“過流”。IGBT退飽和行為，其字面的意思是“退出了飽和區(qū)”，實際就是“進入線性區(qū)”的另

15、外一種說法。IGBT的電流如果持續(xù)增大，當到達某一個點（退飽和點）時，IGBT的Vce會發(fā)生顯著變化，會在非常短的時間內（例如幾百納秒內）上升至直流母線電壓。退飽和行為的標志就是Vcesat上升至直流母線電壓。Vcesat在飽和區(qū)內的變化是非常微弱的，如果想利用飽和壓降的變化來辨識IGBT的電流是很困難的，通常我們只辨識IGBT的退飽和行為。短路的檢測和保護短路保護設置：設置Rvce的阻值，以使R流過電流大約0.61mA，比如VDC-LINK電壓為1200V，則設置為1.2-1.8M。流過的電流不要超過1mA。而且：在應用中，必須考慮PCB板的最小爬電距離。參考電壓Vref的設置，由于內部有1

16、50uA的電流源，參考電壓，Rthx一般設計為68K，則比較電壓為10.2V。短路保護過程：1、當IGBT關斷時，內部mosfet打開，Cx上電壓被鉗在COM，比較器不翻轉；2、當IGBT導通時，驅動器內部的MOS管關閉，藍點電位向紅點充電，紅點電位從-10V開始上升（內部mosfet把紅點電位鉗在-10V），IGBT集電極電位下降至Vcesat，最終紅點也到達Vcesat；3、當IGBT短路后，IGBT會退出飽和區(qū)，此時藍點電位迅速上升至直流母線電壓，藍點會通過電阻向紅點充電，經過一段時間后（充電時間取決于直流母線電壓、串聯(lián)電阻值和電容值），紅點電位會上升至綠點，比較器翻轉，IGBT被關斷。

17、門級鉗位：下圖中的紅圈內的二極管的作用是門極鉗位，在IGBT短路時，門極電位有可能被抬升，門極鉗位電路可以將門極電位鉗住，以確保短路電流不會過高。在IGBT短路時，集電極電流Ic劇烈上升，由于米勒效應的存在，在這個過程中，門級電位也會跟著上升，而門級電位高于15V，則短路電流也會沖高，可能比給定的短路電流還高，如果不對門級進行鉗位，短路電流可能跑的非常高，IGBT也會超出短路安全工作區(qū)。大部分競爭的驅動器在過流或短路時是不能限制過壓的。但是對高功率或高壓IGBTs，這卻是必要的。為了解決這個問題，SCALE-2即插即用驅動器提供了先進有效鉗位功能。先進有效鉗位關斷電壓尖峰的本質：IGBT關斷時

18、，主回路的雜散電感中所存儲的能量都需要有釋放的途徑，最常見的途徑就是產生電壓尖峰，在關斷的過程中，這些能量都以關斷損耗的形式耗散在IGBT上 損耗的形式耗散在IGBT上。然而電壓尖峰太高會損壞IGBT，因此，有源鉗位就是將能量由高而窄的脈沖，轉變成矮而寬的脈沖，這個過程中耗散掉的能量仍然是雜散 的脈沖，轉變成矮而寬的脈沖，這個過程中耗散掉的能量仍然是雜散電感所存儲的能量。有源鉗位電路的本質：驅動器使IGBT的關斷過程延長目的是將雜散電感的能量耗散在IGBT上，或者說“讓IGBT在線性區(qū)里多待一會”。有效鉗位是，如果集電極-發(fā)射極電壓超過預定的門檻電壓時，部分開通IGBT的一種技術。IGBT保持

19、線性工作。基本的有效鉗位拓撲，建立1個單反饋通道，從IGBT的集電極通過暫態(tài)電壓抑制器（TVS）到IGBT的門極。2SP0115T SCALE-2驅動器支持基于以下原則的CONCEPT先進有效鉗位：當有效鉗位有效時，驅動器的關斷MOSFET斷開，從而改善有效鉗位的有效性，減少TVS上的損耗。圖就是CONCEPT公司推出的 右圖就是CONCEPT公司推出的基于SCALE2芯片組的Advanced Active Clamping的功能示意圖。當TVS被擊穿時，電流IAAC會流進ASIC（專用集成電路）的AAC單元。該單元會根據IAAC的大小操縱下管Mosfet。當該電流大于40mA時，下管Mosf

20、et開始被線性地關斷，當電流大于500mA時，下管Mosfet完全關閉。此時門極處于開路狀態(tài)，Iz會向門極電容充電，使門極電壓從米勒平臺回到+15V 從而使關斷電流變緩慢達到電壓鉗位的效果這個電 臺回到+15V，從而使關斷電流變緩慢，達到電壓鉗位的效果。這個電路的特點是TVS的負載非常小，TVS的工作點非常接近額定點，鉗位的準度大大提高。 電路原理圖（左）在DC-link電壓800V，集電極電流900A（正常集電極電流的2倍）時，450A/1200V IGBT模塊關斷特性下圖是關斷7500A電流（短路 圖是關斷 流短路測試）時產生的有源鉗位動作。黃線為Vge；藍線為Vce；綠線為Ic(2KA/

21、格)可以看出：1.門極波形從15V下跳時，Ic開始下降，同時產生了電壓尖峰峰高 2.電壓尖峰最高到達約2600V，然后被鉗在2500V3.電流在下降過程中的斜率被改變了4.通常需要500ns就能關斷的電流用了1.5us才被完全關斷因為有源鉗位的動作點實際上是一個范圍，在CONCEPT產品(即插即用)的中通常會給出對母線電壓最大值的約束 不會直接給出有源 datasheet中，通常會給出對母線電壓最大值的約束，而不會直接給出有源鉗位點的數值。如下圖(1SP0635-33)。下圖為2SP0320-12：需要注意，以上截圖中討論的母線電壓都是穩(wěn)態(tài)值，不是指的電壓尖峰。在有源鉗位電路中，TVS是最關鍵

22、的元件。下面以ST公司的SMBJ130A為例進行解讀。該器件漏電流為1uA時，電壓為130V；其 漏電流為1uA時，電壓為130V；其擊穿點是電流為1mA時，此時電壓為144V152V。當6片SMBJ130A串聯(lián)在一起，則其擊穿門檻的最低值為144V×6=864V，典型值為152×6=912V?？梢钥闯觯捎赥VS目前的技術水平所限，其擊穿點的電壓是比較寬的是一個范圍 其擊穿點的電壓是比較寬的，是 個范圍。TVS的溫度特性是正溫度特性的，ST公司的SMBJ130A的溫度系數大 TVS的溫度特性是正溫度特性的，ST公司的SMBJ130A的溫度系數大約為+1；其他品牌的溫度系數都能在datasheet中查到。在-40度時，TVS的擊穿點比25度時大約下降6%8%.通常在大功率的IGBT的應用中，有源鉗位的功能是非常必要的，而功率越小，必要性越低。其原因是隨著系統(tǒng)的功率變大，IGBT的di/dt會增大，且雜散電感也會越大，因此電壓尖峰會越高。下表說明不同IGBT在關斷額定電流時的di/dt的水平在IGBT短路時，關斷短路電流的di/dt會更高，比關斷額定電流要高很多 在IGBT短路時，關斷短路電流的di/dt會更高，比關斷額定電流要高很多，因此短路時電壓尖峰更高。所以有可能出現，驅動器發(fā)現了IGBT