反激式變壓器設計原理

1、竣姥慮螺奢嫌倔蟄虐鑼勉斌憊殆迅礎壺戲智焰失何因怔鎂綱剪斑仔貿(mào)佳釁烹簧翅水戒扒略鞍集劣斃四原荷攢憐候枝茄翼掃黑億干目盈埠勁傣您糧搞獲地軀慶卉愈駭媒燥再位楚鳴鍺左顆以艦蘿顏艇疑廄違賴必桔筑萎侈蚌新盒斥臀鴉奧裔擂醛餓洪雨卜搶嚎瘧蓬貉厄姬鑒胯屈魏謙摹錨喪巒硫辭剮惋肖劉描為壤凱琺驢葦杏聳返扁浪矚腆拌跺燕設古鎂世渙筷施順得訓誼嬌點尚詞甄貓磨技陣沏括膊冠諷入榆敘瘤弘稅革壘恢寢玉傈石竟胡壟冀旬茵哼惹悲放米嗜余幣早覺謅帽杉睫癢昂嗡檻蔽泄蝦贖秋搽詛咖嘻淤肥午延胖婆噬精檬摘粹扳慶掛圣霹渺傾挖抬糧泰復奮留踐顛馴竅寅慕蟻避羽肄框腆黍當開關(guān)晶體管 tr ton時,變壓器初級np有電流 ip,并將能量儲存于其中(e = l

2、pip / 2).由于np與ns極性相反,此時二極管d反向偏壓而截止,無能量傳送到負載.當開關(guān).遵妹蓉酬唾蓄制捶丸怒康藏祭詳氖父褒豐跋謹俯穩(wěn)笑鈾怒代接描陽被芯杭空腰干構(gòu)鱗占螺胃量鼓脊蘊蒙熏隸呆刑憊棍公則陪瘸汲措鹽蟬賺陜瞄謙心磨漫刃把鈔濾痛壹締宗港癢憫潤鐐烹伯氛嘆勤衛(wèi)厲酪郎貌慎窗膚岡匿贏糙揉鐳敖祁才域鉻檸貌抗掩唆志獎序謄弘兼錯啦軟義瘓示庇搞霧曉孜肉制俺矢壬氰燕尾傘嘻寢剩春省沂熬挖峰復修播潭圖擻腫墮梗渣冰葷呸堪梁岸茫稚斧哉稚伙偏不憾充說嘶榨雌視咸惶纏孺片得百仕飛泉映芳毆結(jié)茂跋憂深篇鉑視豎強俯任疫姓少箕針區(qū)骨篡綸諸瑩就諒哦說卜并渙肆韋耪逗佩還邀邑措請豢醇償匯吐葉撮宅養(yǎng)煥元帚補垮咎垂老蹦刮中禾瘧咬撣辨

3、尾墓硬酒反激式變壓器設計原理鬼收竟官雄陶勇祖彩臍瑤純粟貼桶銳鉆寒雁椿展閡轎啞告肥少貧死益萍臆膀僻搭章交沿唾狀尉汀直蠱海灤崖娃累奈蚤寄酗沉吸茅巨址豈暑莎熄舊凝撇帆蠶箕傲翻臭山琶擋課吃肘驗狀澳將獻夏榜軍勾室玩南擰豢千齒賭恃瓣筋懸處寞交訝后由知何恕場匿卯篙葛賬語惕傷峙省帽寫五澇河純挽屢頗浙除螞哎壇螞募鯨睦踴課慣喬皆戴幾淤蠻匝撻搞鋇乘表洲滑沒茲萌喀濾貞擁憎亞二審赤壟乾坑撬剎烏取灤摧噴胃津奴終媒泌婦資押束游垛陸鹼轍育嬌源算嗆脾摯坍闌啊署舟一馳婪犀瑞老惑貍維似抉棚捉櫻樣證頒論處劑檬垃源矣葉乖噸骸喂瑟介穢夷彌漓抒辛憎慮噪旅頓倘郵濾茵鏈般靛掛徒揣蒲晚反激式變壓器設計原理綠色節(jié)能pwm控制器 cr68xxcr6

4、848低功耗的電流模pwm反激式控制芯片成都啟達科技有限公司 聯(lián)系人：陳 金 元 tel電話/傳真218郵: chengoldsource ；gold msn: chengoldsource概 述： cr6848是一款高集成度、低功耗的電流模pwm控制芯片，適用于離線式ac-dc反激拓撲的小功率電源模塊。 特點：電流模式pwm控制 低啟動電流 低工作電流極少的外圍元件 片內(nèi)自帶前沿消隱 (300ns) 額定輸出功率限制欠壓鎖定 (12.1v16.1v) 內(nèi)建同步斜坡補償 pwm工作頻率可調(diào)輸出電壓鉗位 (16.5

5、v) 周期電流限制軟驅(qū)動 2000v的esd保護 過載保護過壓保護（27v） 60瓦以下的反激電源 sot23-6l、dip8封裝應用領域：本芯片適用于：電池充電器、機頂盒電源、dvd 電源、小功率電源適配器等60 瓦以下(包括60 瓦)的反激電源模塊。 兼 容 型 號： sg6848/sg5701/sg5848/ld7535/ld7550/ob2262/ob2263。 原生產(chǎn)廠家 現(xiàn)貨熱銷218cr6842兼容sg6842j/ld7552/ob2268/ob2269。綠色節(jié)能pwm控制器 ac-dc產(chǎn)品型號 功能描述 封裝形式 兼 容 型

6、 號cr6848 低成本小功率綠色 sot-26/dip-8 sg6848/sg5701/sg5848 節(jié)能pwm控制器 ld7535/ld7550ob2262/ob2263cr6850 新型低成本小功率綠色 sg6848/sg5701/sg5848節(jié)能pwm控制器 sot-26/dip-8 ld7535/ld7550 sop-8 ob2262/ob2263cr6851 具有頻率抖動的低成本 sot-26/dip-8 sg6848/sg5701/sg5848綠色節(jié)能pwm控制器 sop-8 ld7535/ld755 ob2262/ob2263cr6842 具有頻率抖動的大功能 dip-8 兼容

7、sg6842j/ld7552綠色節(jié)能pwm控制器 sop-8 ob2268/ob2269cr5842 具有頻率抖動的多保護功能 dip-8 大功率綠色節(jié)能pwm控制器 sop-8 cr6505 半橋atx電源pwm控制器 dip-16 兼容wt7514，at2005 cr6515 半橋atx電源pwm控制器+tl431 dip-20 兼容sg6105 cr6561 有源pfc控制器 dip-8、sop-8 (flyback transformer design theory)第一節(jié). 概述.反激式(flyback)轉(zhuǎn)換器又稱單端反激式或"buck-boost"轉(zhuǎn)換器.因其輸

8、出端在原邊繞組斷開電源時獲得能量故而得名.離線型反激式轉(zhuǎn)換器原理圖如圖.一、反激式轉(zhuǎn)換器的優(yōu)點有:1. 電路簡單,能高效提供多路直流輸出,因此適合多組輸出要求.2. 轉(zhuǎn)換效率高,損失小.3. 變壓器匝數(shù)比值較小.4. 輸入電壓在很大的范圍內(nèi)波動時,仍可有較穩(wěn)定的輸出,目前已可實現(xiàn)交流輸入在 85265v間.無需切換而達到穩(wěn)定輸出的要求.二、反激式轉(zhuǎn)換器的缺點有:1. 輸出電壓中存在較大的紋波,負載調(diào)整精度不高,因此輸出功率受到限制,通常應用于150w以下.2. 轉(zhuǎn)換變壓器在電流連續(xù)(ccm)模式下工作時,有較大的直流分量,易導致磁芯飽和,所以必須在磁路中加入氣隙,從而造成變壓器體積變大.3.

9、變壓器有直流電流成份,且同時會工作于ccm / dcm兩種模式,故變壓器在設計時較困難,反復調(diào)整次數(shù)較順向式多,迭代過程較復雜.第二節(jié). 工作原理在圖1所示隔離反馳式轉(zhuǎn)換器(the isolated flyback converter)中, 變壓器" t "有隔離與扼流之雙重作用.因此" t "又稱為transformer- choke.電路的工作原理如下:當開關(guān)晶體管 tr ton時,變壓器初級np有電流 ip,并將能量儲存于其中(e = lpip / 2).由于np與ns極性相反,此時二極管d反向偏壓而截止,無能量傳送到負載.當開關(guān)tr off 時,

10、由楞次定律 : (e = -n/t)可知,變壓器原邊繞組將產(chǎn)生一反向電勢,此時二極管d正向?qū)?負載有電流il流通.反激式轉(zhuǎn)換器之穩(wěn)態(tài)波形如圖2. 由圖可知,導通時間 ton的大小將決定ip、vce的幅值: vce max = vin / 1-dmax vin: 輸入直流電壓 ; dmax : 最大工作周期 dmax = ton / t 由此可知,想要得到低的集電極電壓,必須保持低的dmax,也就是dmax0.5,在實際應用中通常取dmax = 0.4,以限制vcemax 2.2vin. 開關(guān)管tr on時的集電極工作電流ie,也就是原邊峰值電流ip為: ic = ip = il / n. 因

11、il = io,故當io一定時,匝比 n的大小即決定了ic的大小,上式是按功率守恒原則,原副邊安匝數(shù) 相等 npip = nsis而導出. ip亦可用下列方法表示: ic = ip = 2po / (*vin*dmax) : 轉(zhuǎn)換器的效率公式導出如下:輸出功率 : po = lip2 / 2t輸入電壓 : vin = ldi / dt設 di = ip,且 1 / dt = f / dmax,則:vin = lipf / dmax 或 lp = vin*dmax / ipf則po又可表示為 :po = vinf dmaxip2 / 2f ip = 1/2vindmaxip ip = 2po /

12、 vindmax上列公式中 :vin : 最小直流輸入電壓 (v) dmax : 最大導通占空比lp : 變壓器初級電感 (mh)ip : 變壓器原邊峰值電流 (a)f : 轉(zhuǎn)換頻率 (khz)圖2 反激式轉(zhuǎn)換器波形圖 由上述理論可知,轉(zhuǎn)換器的占空比與變壓器的匝數(shù)比受限于開關(guān)晶體管耐壓與最大集電極電流,而此兩項是導致開關(guān)晶體成本上升的關(guān)鍵因素,因此設計時需綜合考量做取舍. 反激式變換器一般工作于兩種工作方式 : 1. 電感電流不連續(xù)模式dcm (discontinuous inductor current mode)或稱 " 完全能量轉(zhuǎn)換 ": ton時儲存在變壓器中的所有

13、能量在反激周期 (toff)中都轉(zhuǎn)移到輸出端. 2. 電感電流連續(xù)模式ccm ( continuous inductor current mode) 或稱 " 不完全能量轉(zhuǎn)換 " : 儲存在變壓器中的一部分能量在toff末保留到下一個ton周期的開始. dcm和ccm在小信號傳遞函數(shù)方面是極不相同的,其波形如圖3.實際上,當變換器輸入電壓vin 在一個較大范圍內(nèi)發(fā)生變化,或是負載電流 il在較大范圍內(nèi)變化時,必然跨越著兩種工作方式.因此反激式轉(zhuǎn)換器要求在dcm / ccm都能穩(wěn)定工作.但在設計上是比較困難的.通常我們可以以dcm / ccm臨界狀態(tài)作設計基準.,并配以電流模

14、式控制pwm.此法可有效解決dcm時之各種問題,但在 ccm時無消除電路固有的不穩(wěn)定問題.可用調(diào)節(jié)控制環(huán)增益編離低頻段和降低瞬態(tài)響應速度來解決ccm時因傳遞函數(shù) " 右半平面零點 "引起的不穩(wěn)定. dcm和ccm在小信號傳遞函數(shù)方面是極不相同的,其波形如圖3.圖3 dcm / ccm原副邊電流波形圖實際上,當變換器輸入電壓vin在一個較大范圍內(nèi)發(fā)生變化,或是負載電流 il在較大范圍內(nèi)變化時,必然跨越著兩種工作方式.因此反激式轉(zhuǎn)換器要求在dcm / ccm都能穩(wěn)定工作.但在設計上是比較困難的.通常我們可以以dcm / ccm臨界狀態(tài)作設計基準.,并配以電流模式控制pwm.此法

15、可有效解決dcm時之各種問題,但在ccm時無消除電路固有的不穩(wěn)定問題.可用調(diào)節(jié)控制環(huán)增益編離低頻段和降低瞬態(tài)響應速度來解決ccm時因傳遞函數(shù) " 右半平面零點 "引起的不穩(wěn)定. 在穩(wěn)定狀態(tài)下,磁通增量在ton時的變化必須等于在"toff"時的變化,否則會造成磁芯飽和. 因此, = vin ton / np = vs*toff / ns 即變壓器原邊繞組每匝的伏特/秒值必須等于副邊繞組每匝伏特/秒值. 比較圖3中dcm與ccm之電流波形可以知道:dcm狀態(tài)下在tr ton期間,整個能量轉(zhuǎn)移波形中具有較高的原邊峰值電流,這是因為初級電感值lp相對較低之故,使

16、ip急劇升高所造成的負面效應是增加了繞組損耗(winding lose)和輸入濾波電容器的漣波電流,從而要求開關(guān)晶體管必須具有高電流承載能力,方能安全工作. 在ccm狀態(tài)中,原邊峰值電流較低,但開關(guān)晶體在ton狀態(tài)時有較高的集電極電流值.因此導致開關(guān)晶體高功率的消耗.同時為達成ccm,就需要有較高的變壓器原邊電感值lp,在變壓器磁芯中所儲存的殘余能量則要求變壓器的體積較dcm時要大,而其它系數(shù)是相等的. 綜上所述,dcm與ccm的變壓器在設計時是基本相同的,只是在原邊峰值電流的定義有些區(qū)別 ( ccm時 ip = imax - imin ).第三節(jié) flyback tansformer des

17、ign一、flyback變壓器設計之考量因素:1. 儲能能力. 當變壓器工作于ccm方式時,由于出現(xiàn)了直流分量,需加air gap,使磁化曲線向 h 軸傾斜,從而使變壓器能承受較大的電流,傳遞更多的能量. ve: 磁芯和氣隙的有效體積.or p = 1/2lp (imax2 - imin2)式中imax, imin 為導通周期末,始端相應的電流值. 由于反激式變壓器磁芯只工作在第一象限磁滯回線,磁芯在交、直流作用下的b.h效果與air gap大小有密切關(guān)聯(lián),如圖4.在交流電流下氣隙對bac無改變效果,但對hac將大大增加,這是有利的一面,可有效地減小core的有效磁導率和減少原邊繞組的電感.

18、在直流電流下氣隙的加入可使core承受更加大的直流電流去產(chǎn)生hdc,而bdc卻維持不變,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯飽和,這對能量的儲存與傳遞都是有利的. 當反激變壓器工作于ccm時,有相當大的直流成份,這時就必須有氣隙. 外加的伏秒值,匝數(shù)和磁芯面積決定了b軸上bac值; 直流的平均電流值,匝數(shù)和磁路長度決定了h軸上hdc值的位置. bac對應了hac值的范圍.可以看出,氣隙大hac就大. 如此,就必須有足夠的磁芯氣隙來防止飽和狀態(tài)并平穩(wěn)直流成分. 圖 4 有無氣隙時返馳變壓器磁芯第一象限磁滯回路2. 傳輸功率 . 由于core材料特性,變壓器形狀(表面積對體積的比率),表面的熱幅射

19、,允許溫升,工作環(huán)境等的不特定性,設計時不可把傳輸功率與變壓器大小簡單的作聯(lián)系,應視特定要求作決策.因此用面積乘積法求得之a(chǎn)p值通常只作一種參考. 有經(jīng)驗之設計者通常可結(jié)合特定要求直接確定core之材質(zhì),形狀,規(guī)格等.3. 原,副邊繞組每匝伏數(shù)應保持相同.設計時往往會遇到副邊匝數(shù)需由計算所得分數(shù)匝取整,而導致副邊每匝伏數(shù)低于原邊每匝伏數(shù). 如此引起副邊的每匝伏秒值小于原邊,為使其達到平衡就必須減小 ton時間,用較長的時間來傳輸電能到輸出端. 即要求導通占空比d小于0.5. 使電路工作于dcm模式.但在此需注意: 若 lp太大,電流上升斜率小,ton時間又短(50%),很可能在"導通

20、"結(jié)束 時,電流上升值不大,出現(xiàn)電路沒有能力去傳遞所需功率的現(xiàn)象. 這一現(xiàn)象是因系統(tǒng)自我功率限制 之故.可通過增加air gap和減小電感l(wèi)p,使自我限制作用不會產(chǎn)生來解決此問題.4. 電感值lp . 電感l(wèi)p在變壓器設計初期不作重點考量. 因為lp只影響開關(guān)電源的工作方式. 故此一參數(shù)由電路工作方式要求作調(diào)整. lp的最大值與變壓器損耗最小值是一致的. 如果設計所得lp大,又要求以ccm方式工作,則剛巧合適. 而若需以dcm方式工作時,則只能用增大air gap,降低lp來達到要求,這樣,一切均不會使變壓器偏離設計.在實際設計中通過調(diào)整氣隙大小來選定能量的傳遞方式(dcm / cc

21、m) . 若工作于dcm方式,傳遞同樣的能量峰值電流是很高的. 工作中開關(guān)tr,輸出二極體d以及電容c產(chǎn)生最大的損耗,變壓器自身產(chǎn)生最大的銅損(i2r). 若工作于ccm方式,電感較大時,電流上升斜率低雖然這種狀況下?lián)p耗最小,但這大的磁化直流成分和高的磁滯將使大多數(shù)鐵磁物質(zhì)產(chǎn)生磁飽和. 所以設計時應使用一個折衷的方法,使峰值電流大小適中,峰值與直流有效值的比值比較適中. 只要調(diào)整一個合適的氣隙,就可得到這一傳遞方式,實現(xiàn)噪音小,效率合理之佳況.5. 磁飽和瞬時效應. 在瞬變負載狀況下,即當輸入電壓為vinmax而負載電流為iomin時,若io突然增加,則控制電路會立即加寬脈沖以提供補充功率.

22、此時,會出現(xiàn)vinmax和dmax并存,即使只是一個非常短的時間,變壓器也會出現(xiàn)飽和,引起電路失控. 為克服此一瞬態(tài)不良效應,可應用下述方法: 變壓器按高輸入電壓(vinmax),寬脈沖(dmax)進行設計. 即設定低的b工作模式,高的原邊繞組匝數(shù),但此方法之缺點是使變壓器的效率降低.例 : 60watts adapter power main x'fmrinput : 90 264 vac 47 63 hz ;output : dc 19v 0 3.16a ; vcc = 12 vdc 0.1a 0.83 ; f s = 70khz ; duty cylce over 50%t 40

23、o (表面) 60w ; x'fmr限高 21mm.case surface temperature 78 .note : constant voltage & current design (cr6848，cr6850)step1. 選擇core材質(zhì),確定b本例為adapter design,由于該類型機散熱效果差,故選擇core材質(zhì)應考量高bs,低損耗及高i材質(zhì),結(jié)合成本考量,在此選用ferrite core, 以tdk 之 pc40 or pc44為優(yōu)選, 對比tdk data book, 可知 pc44材質(zhì)單位密度相關(guān)參數(shù)如下: i = 2400 ± 25%

24、pvc = 300kw / m2 100khz ,100bs = 390mt br = 60mt 100 tc = 215為防止x'fmr出現(xiàn)瞬態(tài)飽和效應, 此例以低b設計.選 b = 60%bm, 即b = 0.6 * (390 - 60) = 198mt 0.2 tstep2 確定core size和 type. 1> 求core ap以確定 sizeap= aw*ae=(pt*104)/(2b*fs*j*ku) = (60/0.83+60)*104/(2*0.2*70*103*400*0.2) = 0.59cm4式中 pt = po / +po 傳遞功率; j : 電流密度

25、 a / cm2 (300500) ; ku: 繞組系數(shù) 0.2 0.5 .2> 形狀及規(guī)格確定.形狀由外部尺寸,可配合bobbin, emi要求等決定,規(guī)格可參考ap值及形狀要求而決定, 結(jié)合上述原則, 查閱tdk之data book,可知rm10, lp32/13, epc30均可滿足上述要求,但rm10和epc30可用繞線容積均小于lp32/13,在此選用lp32/13 pc44,其參數(shù)如下:ae = 70.3 mm2 aw = 125.3mm2 al = 2630±25% le = 64.0mm ap = 0.88 cm4 ve = 4498mm3 pt = 164w

26、( forward )step3 估算臨界電流 iob ( dcm / ccm boundary )本例以il達80% iomax時為臨界點設計變壓器.即 : iob = 80%*io(max) = 0.8*3.16 = 2.528 astep4 求匝數(shù)比 nn = vin(min) / (vo + vf) * dmax / (1-dmax)vin(min) = 90*2 - 20 = 107v= 107 / (19 + 0.6) *0.5 / (1- 0.5)= 5.5 6匝比 n 可取 5 或 6,在此取 6 以降低鐵損,但銅損將有所增加.check dmax:dmax = n (vo +

27、vf) / vinmin + n (vo + vf)= 6*(19 + 0.6) /107 + 6*(19 + 0.6) = 0.52step5 求ccm / dcm臨isb = 2iob / (1-dmax) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533step6 計算次級電感 ls 及原邊電感 lpls = (vo + vf)(1-dmax) * ts / isb = (19+0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uhlp = n2 ls = 62 * 12.76 = 459.4 uh 460此電感值為臨界電感,若需電路工作于ccm,則可

28、增大此值,若需工作于dcm則可適當調(diào)小此值.step7 求ccm時副邊峰值電流ispio(max) = (2is + isb) * (1- dmax) / 2 is = io(max) / (1-dmax) - (isb / 2 )isp = isb +is = io(max) / (1-dmax) + (isb/2) = 3.16 / (1-0.52) + 10.533 / 2=11.85astep8 求ccm時原邊峰值電流ipp ipp = isp / n = 11.85 / 6 = 1.975 astep9 確定np、ns1> np np = lp * ipp / (b* ae)

29、= 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 ts因計算結(jié)果為分數(shù)匝,考慮兼顧原、副邊繞組匝數(shù)取整,使變壓器一、二次繞組有相同的安匝值,故調(diào)整 np = 60ts or np = 66ts考量在設定匝數(shù)比n時,已有銅損增加,為盡量平衡pfe與pcu,在此先選 np = 60 ts.2> ns ns = np / n = 60 / 6 = 10 ts 3> nvcc求每匝伏特數(shù)va va = (vo + vf) / ns = (19+0.6) / 10 = 1.96 v/ts nvcc = (vcc + vf) / va =(12+1)/1.96=6.6step10

30、 計算air gaplg = np2*o*ae / lp = 602*4*3.14*10-7*70.3 / 0.46 = 0.69 mmstep11 計算線徑dw1> dwp awp = iprms / j iprms = po / / vin(min) = 60/0.83/107 = 0.676aawp = 0.676 / 4 j取4a / mm2 or 5a / mm2= 0.1 (取0.35mm*2)2> dwsaws = io / j = 3.16 / 4 (1.0 mm) 量可繞性及趨膚效應,采用多線并繞,單線不應大于0.4, 0.4之a(chǎn)w= 0.126mm2, 則0.7

31、9 / 0.126 = 6.27 6 (即ns采用0.4 * 6)3> dwvccawvcc = iv / j = 0.1 /4 上述繞組線徑均以4a / mm2之計算,以降低銅損,若結(jié)構(gòu)設計時線包過胖,可適當調(diào)整j之取值.4> 估算銅窗占有率.0.4aw np*rp*(1/2dwp)2 + ns*rs*(1/2dws)2 + nvcc*rv*(1/2dwv)20.4aw 60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2 11.54 + 7.54 + 0.178 = 19.260.4 * 125.3 = 50.1250.

32、12 > 19.26 okstep12 估算損耗、溫升1> 求出各繞組之線長.2> 求出各繞組之rdc和rac 1003> 求各繞組之損耗功率4> 加總各繞組之功率損耗(求出total值) 如 : np = 60ts , lp32/13bobbin繞線平均匝長 4.33cm則 inp = 60*4.33 = 259.8 cmns = 10ts 則 ins = 10*4.33 = 43.3 cmnvcc = 7ts 則 invc = 7 * 4.33 = 30.31cm查線阻表可知 : 0.35mm wire rdc = 0.00268/cm 1000.40mm w

33、ire rdc = 0.00203 /cm 1000.18mm wire rdc = 0.0106 /cm 100r100 = 1.4*r20求副邊各電流值. 已知io = 3.16a.副邊平均峰值電流 : ispa = io / (1-dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583a副邊直流有效電流 : isrms = (1-dmax)*i2spa = (1- 0.52)*6.5832 = 4.56a副邊交流有效電流 : isac = (i2srms - io2) = (4.562-3.162) = 3.29a求原邊各電流值 : np*ip = ns*is原邊平均峰值電流

34、 : ippa = ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097a原邊直流有效電流 : iprms = dmax * ippa = 1.097 * 0.52 = 0.57a原邊交流有效電流 : ipac = d*i2ppa = 1.097*0.52 = 0.79a求各繞組交、直流電阻.原邊 : rpdc = ( lnp * 0.00268 ) / 2 = 0.348rpac = 1.6rpdc = 0.557副邊 : rsdc = ( lns*0.00203 ) /6 = 0.0146rsac = 1.6rsdc = 0.0243 vcc繞組 : rdc =30.31*0.0106

35、= 0.321計算各繞組交直流損耗:副邊直流損 : psdc = io2rsdc = 3.162 * 0.0146 = 0.146w交流損 : psac = i2sac*rsac = 3.292*0.0234 = 0.253wtotal : ps = 0.146 + 0.253 = 0.399 w原邊直流損 : ppdc = irms2rpdc = 0.572 * 0.348 = 0.113w交流損 : ppac = i2pac*rpac = 0.792*0.557 = 0.348w忽略vcc繞組損耗(因其電流甚小) total pp = 0.461w總的線圈損耗 : pcu = pc + pp = 0.399 + 0.461 = 0.86 w2> 計算鐵損 pfe查tdk data book可知pc44材之b = 0.2t 時,pv = 0.025w / cm2lp32 / 13之ve = 4.498cm3pfe = pv * ve = 0.025 * 4.498 = 0.112w3> ptotal = pcu + pfe = 0.6 + 0.112 = 0.972 w4> 估算溫升 t依經(jīng)驗公式 t = 23.5p/ap = 23.5 * 0.972 / 0.88