正激變壓器設(shè)計

1、首先：正激變壓器由于儲能裝置在后面的BUCK電感上，所以沒有Flyback變壓器那么復雜，其作用主要是電壓、電流變換，電氣隔離，能量傳遞等所以，我們計算正激變壓器的時候，一般都是首先以變壓次級后端的BUCK電感為研究對象的，BUCK電感的輸入電壓就是正激變壓器次級輸出電壓減去整流二極管的正向壓降，所以我們又稱正激電源是BUCK的隔離版本。首先說說初次級匝數(shù)的選擇：以第三繞組復位正激變壓器為例，一旦匝比確定之后，接下來就是計算初次級的匝數(shù)，論壇里有個帖子里的工程師認為，正激變壓器在滿足滿負載不飽和的情況下，匝數(shù)越小越好。其實這是個誤區(qū)，匝數(shù)的多少決定了初級的電感量（在不開氣隙，或開同樣的氣隙情況

2、下），而電感量的大小就決定了初級的勵磁電流大小，這個勵磁電流雖不參與能量的傳遞，但也是需要消耗能量的，所以這個勵磁電流越小電源的效率越高；再說了，過少的匝數(shù)會導致deltB變大，不加氣隙來平衡的話，變壓器容易飽和。無論是單管正激還是雙管正激，都存在磁復位的問題。且，都可以看成是被動方式的復位。復位的電流很重要，太小了，復位效果會被變壓器自身分布參數(shù)（主要是不可控的電容，漏感）的影響。復位電流是因為電感電流不能突變，初級MOSFET關(guān)斷之后，初級繞組的反激作用，又復位繞組跟初級繞組的相位相反，所以在復位繞組中有復位電流產(chǎn)生復位電流關(guān)系到磁芯能否可靠的退磁復位，其重要性不言自喻；當變壓器不加氣隙時

3、，其初級電感量較大，復位電流自然就小。但在大功率的單管正激和雙管正激的實際應用中，往往需要增加一點小小的氣隙，否則設(shè)計極不可靠，大功率的電源，一次側(cè)電流很大,漏感引起的磁感應強度變化，B=I*Llik/nAe,就大，加氣隙是為了減小漏感 Llik.正激的占空比主要是取決于次級續(xù)流電感的輸入與輸出，次級則就是一個BUCK電路，而CCM的BUCK線路Vo=Vin*D，跟次級的電流無關(guān)Vo=Vin*DVo:輸出電壓，Vin：BUCK的輸入電壓，即正激變壓器的輸出電壓減去整流管的正向壓降，D：占空比在此，輸出電壓是已知的我們只要確定一個合適的占空比，就可以計算出BUCK電感的Vin，也就是說變壓器的輸

4、出電壓基本就定下來了在這特別要提醒大家，占空比D的取值跟復位方式有很大的關(guān)系，建議D的取值不要超過0.5正激變壓器加少量氣隙能將電-磁轉(zhuǎn)換中的剩磁清空,磁芯的實際利用率增加,同時增加的一點空載電流在大功率電流中所占比例較小,效率不會受到太大影響,這樣可以讓變壓器不容易飽和,電源的可靠性增加,同時可以減少初級匝數(shù),變壓器內(nèi)阻降低,能小體積出大功率.加氣隙也相當于增大了變壓器磁芯,但實際好處(特別是抗飽和能力)是勝于加大磁芯的.加氣隙后,減小的電感量會被增加的磁芯利用率補回來,而且有余,是合算的不用擔心.復位繞組的位置問題，是跟初級繞組近好呢，還是夾在初次級之間好？如果并繞，當然跟初級的耦合是最好

5、的，但對漆包線的耐壓是個考驗！當然這不至于直接擊穿。無論從EMC角度還是工藝角度來說，復位繞組放在最內(nèi)層比較好實際量產(chǎn)中這是這樣繞的占多數(shù)單管正激，如果是市電或有PFC輸出電壓作為輸入的話，MOSFET 的最低耐壓是2倍直流母線電壓，再加上漏感的因素，MOSFET建議選800V甚至900V 的管子大功率的電源中，考慮到可靠性，一般變壓器的余量較大，為避免變壓器飽和，一般將deltB選得較小，一般取0.2以下；由于EMC與MOSFET的開關(guān)損耗考慮，將頻率設(shè)得較低，一般為40KHz以下；大功率電源一般都會帶主動式PFC電路，所以單管或雙管正激拓撲的母線電壓大概是400V左右。由于上面三個原因，根

6、據(jù)變壓器匝數(shù)計算公式Np=Vin*Ton/(deltB*Ae)，可知變壓器的初次級匝數(shù)較多，而較多的匝數(shù)會使分布參數(shù)（漏感，分布電容）變大，從而使繞組的交流損耗，特別是直流損耗都變大，在加上大功率變壓器內(nèi)部繞組的散熱特性很差，故繞組溫升相當可觀再加之大功率變壓器的鐵芯散熱面積小，中柱發(fā)熱比兩個邊柱更嚴重，而散熱更差，所以鐵芯的損耗導致的溫升也較可觀較大的鐵損與銅損導致磁芯的溫度上升，從而導致變壓器的磁通密度飽和點下降，如果設(shè)計的余量不夠，當變壓器在高溫大負載的沖擊下，可能立即飽和從而導致炸管！而加點小氣隙可以減少變壓器的剩磁，從而使避免變壓器在高溫大負載的沖擊下飽和，為什么有的變壓器不加復位繞

7、組，也能正常復位？可以利用外部復位 RCD,LCD,有源鉗位等方式 諧振復位正激變換器，它是利用變壓器激磁電感與MOSFET結(jié)電容進行諧振復位的，但是所需的電感量和電容量是需要詳細計算的，通常需要對正激變壓器開氣隙才行復位電流一般都比較小，所以復位繞組的發(fā)熱也較小，放在內(nèi)層一般一層就可以繞完便于工藝的控制。我做的變壓器一般是復位，初級，次級，輔助。次級繞組如果在里面，這繞組所用銅線的單匝長度小，直流損耗低，但散熱就差了一點，如果在外面的話，則情況相反對于正激電源來說，匝比影響的是占空比，初次級的峰值電流，匝數(shù)以及次級儲能電感的電感量正激沒有偏磁和直通的毛病,主要優(yōu)點就是可靠

8、性高.同樣頻率下,正激變壓器磁芯的發(fā)熱量只有橋式的1/3.200W-500W的正激變壓器,可加0.05-0.1MM的氣隙,這樣可以減少初級匝數(shù),還可適當提高頻率,進一步減少匝數(shù),以降低導線發(fā)熱量.正激電源開通、關(guān)斷瞬間，初、次級電流包含哪些成分？穩(wěn)態(tài)之后呢？雙管正激的那兩個鉗位二極管是在復位的時候?qū)?，從而鉗位MOSFET兩端的電壓近似等于直流母線電壓復位二極管最好用超快回復的，最理想的選擇是BYV26C之類的管子，UF系列也可以硬開關(guān)電路，從理論上分析，提高頻率的益處:可以允許使用更少的匝數(shù)或者使用更小型號的變壓器（同樣型號的變壓器輸出同樣功率，鐵損將明顯減少），減少電源的體積，增大電源的功

9、率密度當然也有不好的一面：提高頻率將使MOSFET的開關(guān)損耗加大，變壓器繞線的趨膚深度降低，分布參數(shù)的振蕩將更加劇烈，EMI變差所以，可靠性跟頻率沒有必然的聯(lián)系，只要將電路處理好，特別是熱設(shè)計做好了，一般可靠性還是比較高的匝比的大小跟輸入的電壓范圍以及占空比有關(guān)。正激與反激不一樣，反激的“電感”變壓器之前，而正激的電感在變壓器之后，所以同樣的占空比下，正、反激的變壓器次級輸出電壓是不一樣的次級完全可以看成一個BUCK電路，那么這個BUCK電路的輸入電壓就是變壓器次級輸出電壓減去整流管的壓降，只要確定好占空比，就可以計算出電感前端的輸入電壓，即變壓器次級的電壓然后通過占空比凡推出匝比，選好變壓器

10、之后就可以計算出初級的匝數(shù)，通過匝比計算出次級匝數(shù)在算變壓器的時候經(jīng)常會因為匝比或匝數(shù)的小數(shù)而有所調(diào)整，這樣先計算的輸出電感余量不是要再留大些？是的，一般在實際電路設(shè)計的時候，跟計算值相比都會留有一定的余量，而且當發(fā)生取值使用近似值的時候，都需要進正激變壓器在開關(guān)管導通時存在三個電流，1.勵磁電流，I1=VIN*Ton/Lp；也就是Ip中的斜坡電流。這部分電流不傳遞能量，只維持變壓器的電動勢。2.Ip中的平臺電流I2，這一部分是傳遞能量的。3.次級感應電流I3=n*I2。因為I3=n*I2，I2,I3產(chǎn)生的磁場相互抵消，所以在正激變壓器計算中不考慮。開關(guān)損耗是硬開關(guān)電路的硬傷，除非上軟開關(guān)，則

11、可以明顯降低開關(guān)損耗。硬開關(guān)要降低開關(guān)損耗的方法有降低開關(guān)頻率，加快開通與關(guān)斷的速度（使波形上升與下降沿更陡峭），但會使EMI更差，采用輸入電容小的MOSFET，提升電路的驅(qū)動能力等。雙管正激與單管正激變壓器的計算方法完全一樣其實正激變壓器穩(wěn)態(tài)時的初級電流可以通過變壓器的等效模型得到的，用文字表述下，Ton時，整流管導通，續(xù)流管關(guān)斷（忽略反向恢復時間與漏感的影響等因素的影響），次級儲能電感電流線性上升，di(L)/dt=(Us-Uo)/L,而這個電流會通過匝比反饋到變壓器初級的電流波形中去當然，變壓器的初級勵磁電感在輸入電壓Uin的作用下，也會有一個線性上升的勵磁電流，di(m)/dt=Uin

12、/Lm，這兩個電流都是要流經(jīng)變壓器初級線圈的，所以我們測試的電流就是這兩個電流的疊加這也解釋了為何復位線圈的線徑比初級線圈的線徑小得多的原因。B的取值大小限制變壓器鐵芯的損耗大小，小的B值變壓器越不容易飽和，但相反需要更多的繞線匝數(shù)，有時甚至因為窗口面積饒不下，所以銅損在增加正激一般都是工作在CCM模式，有較大的直流分量，如果要用較大的deltB的話，就需要加入一點氣隙以降低剩磁，來平衡直流分量帶來的影響不過這會讓勵磁電流增大，變壓器的銅損增加，開關(guān)管的電流應力相應的也會增大因為正激的占空比一般都會小于0.5，所以次級續(xù)流二極管的導通時間要更長除開電容的影響，整流二極管跟續(xù)流二極管的平均電流應

13、該是一樣的此貼接著第7貼繼續(xù)，知道變壓器的輸出電壓Vs之后，那么就可以根據(jù)輸入的電壓來計算出變壓器的匝比了，這里要用最低輸入直流電壓來計算匝比，因為最低輸入的直流電壓對應最大的占空比此Vs的電壓對于選擇次級整流二極管的耐壓也是一個很重要的數(shù)據(jù)選擇匝比的時候請大家注意，因為計算出來的值一般都是小數(shù)點后有一位甚至幾位的值，而我們在實際繞制變壓器的時候，零點幾匝的繞法非常困難，所以盡量取整數(shù)倍的匝比；當然，如果計算變壓器的時候，變壓器的初次級匝數(shù)比也不排除剛好是小數(shù)的情況正激很少用在全電壓的范圍，是因為占空比變化過大嗎？是的，占空比的變化太大就會使次級的電感設(shè)計變得麻煩。正激有個最小占空比的問題下面

14、開始說變壓器第一個需要面對的就是變壓器骨架與磁芯的選擇，其需要考慮的因素實在太多，我們列舉其中一部分來討論下：首先用Ap法（磁芯面積乘積法）來計算變壓器的AP值：AP=AW*Ae=(Ps*104)/(2B*fs*J*Ku)AW:  core之窗口面積. ( cm2)；Ae:   core有效截面積 . ( cm2)；Ps :   變壓器傳遞視在功率 ( W )     Ps=Po/+Po  (正激式)；B:   磁感應增量  ( T )； fs : 

15、60; 變壓器工作頻率    ( HZ )； J :    電流密度 ( A ) .根據(jù)散熱方式不同可取3001000 A/cm2；Ku:  磁芯窗口系數(shù). 可取0.2-0.4.對于上式Ap算法得到的值，跟實際使用的變壓器AP值相差較遠，所以被人廣泛詬病。其實產(chǎn)生誤差的根本原因是，上式基本上都是在工程應用中才有優(yōu)化近似而得到的，所以有些參數(shù)是較為理想，而實際使用中很多的參數(shù)是變化的，甚至還有些分布參數(shù)在“搗亂”，所以造成了偏差，在實際使用在還要考慮到余量，所以對于計算得到的Ap值乘上一個1.5-2的系數(shù)比較合理其實這里的B(

16、 磁感應增量)是個比較重要的物理量，需要大家注意B表征磁芯的在電源工作時，磁感應強度的變化范圍，B=Bmax-Br，Bmax是最大磁感應強度，Br剩余磁感應強度在輸入電壓與工作頻率不變的前提條件下，對于同一幅磁芯，B取得越大，磁感應強度的變化范圍越寬，磁芯的鐵損越大，但所需要的匝數(shù)就越少，相應的銅損就小選用磁芯的時候，需要選擇飽和磁通密度盡量高，剩余磁通密度盡量小的磁芯，這樣可以實現(xiàn)小磁芯出大功率的得到AP值之后，可能有非常多的變壓器都符合需要，這是首先需要考慮結(jié)構(gòu)尺寸的限制，特別是高度與寬度的限制。比如EFD30與EI28的AP值同樣都是0.6cm4左右，但EFD30的高度小很多，更適合與扁

17、平化的電源中，而EI28對于緊湊型電源則顯得更重要。其次，從降低漏感與分布電容的角度出發(fā)，應該選擇骨架寬度較寬的變壓器磁芯跟骨架，這樣單層繞線的匝數(shù)會更多，有利于降低繞線層數(shù)，從而降低漏感與分布電容，關(guān)于漏感的問題，我們在后面再展開討論再次，還要從通用性與經(jīng)濟性的角度來考慮，這是工程設(shè)計中無法回避的現(xiàn)實問題。當然還有安規(guī)，EMI，溫升，繞法等一些問題需要考慮計算好匝比之后，一般會綜合考慮次級整流管的電壓應力，將計算的匝比調(diào)整或?qū)⒃驯热≌?，接著我們就可以通過匝比來反推電路的真實占空比范圍Dmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)Dmin=n(Vo+Vf)/Vin(max)后面的就是要根據(jù)真實的

18、占空比范圍來計算，這樣得到的參數(shù)才是比較合理的接著就可以計算最大與最小的導通時間,tonmax= Dmax/ fstonmin= Dmin/ fs接著就能計算初級繞組的匝數(shù)了Np =Vin(min) ×tonmax/(B×Ae)Np：初級繞組的最少匝數(shù)Vin(min)：初級繞組的最低輸入直流電壓tonmax：初級MOSFET的最大導通時間B：磁感應強度的變化量，正激類電源根據(jù)散熱條件，一般可以取0.2-0.3Ae：所選磁芯的橫截面積，一般在磁芯手冊上可以查到接下來計算次級匝數(shù)，次級匝數(shù)Ns = Np / n,當然得到的數(shù)值不一定是整數(shù)，一般都是要四舍五入

19、取整數(shù)匝，因為小數(shù)匝在繞線的時候工藝不好控制。此時又會帶來一個問題，要想保持匝比不變，那么勢必要根據(jù)四舍五入之后的次級匝數(shù)，反過來計算初級的最終匝數(shù)，否則占空比就會發(fā)生改變， Np= Ns * n計算的NP如果不是整數(shù)的話，也需要近似的取值，當然會帶來匝比與占空比的輕微變化，但由于影響較小，所以一般都不需要再次去反推占空比同樣的，確定最終的初級匝數(shù)之后，可以反過來推算變壓器磁芯的磁感應強度變化范圍，驗證B是否在合理的范圍之內(nèi)，B=Vin(min) ×Dmax×Ts / (Np×Ae)得到Np之后，就可以計算出復位繞組匝數(shù)Nr

20、，并計算出勵磁電流以及復位繞組的線徑，考慮到MOSFET的電壓應力與變壓器的可靠復位，一般都是設(shè)Np=Nr，然后根據(jù)所選磁芯的AL值，計算出復位繞組的電感量Lr=AL*N2，繼而計算出復位繞組的復位電流Ir=Vin(min) ×tonmax/Lr，相應的繞組線徑也就能計算出來了接下來的工作就是計算初次級繞組的線徑有一點需要大家注意的就是，計算線徑要以電流有效值來計算，而非電流峰值或平均值！要計算初級繞組的線徑，首先要計算初級的峰值電流Ip = Pi / VL = Po / (×Dmax×Vin) ，然后再計算峰值電流Iprms= Ip×

21、;D ，最后在根據(jù)電流密度來計算需要的繞組線的橫截面積，最后要根據(jù)頻率，趨膚深度與臨近效應，變壓器骨架寬度跟深度等因素來計算單根線徑的外徑同理次級繞組的計算方法一樣的，不同點就是用電流平均值來計算，Isrms=Io×D,然后要考慮單根線徑的值，考慮因素同上對于BUCK電路，原理相信大家都比較熟悉，就不在本帖討論了，如果有必要再開一帖跟大家討論吧Vo=Vin*DVo:輸出電壓，Vin：BUCK的輸入電壓，即正激變壓器的輸出電壓減去整流管的正向壓降，D：占空比在此，輸出電壓是已知的我們只要確定一個合適的占空比，就可以計算出BUCK電感的Vin，也就是說變壓器的輸出電壓基本就定下來了在這特

22、別要提醒大家，占空比D的取值跟復位方式有很大的關(guān)系，建議D的取值不要超過0.5，至于為什么后面在討論復位方式的時候再深入探討知道變壓器的輸出電壓Vs之后，那么就可以根據(jù)輸入的電壓來計算出變壓器的匝比了，這里要用最低輸入直流電壓來計算匝比，因為最低輸入的直流電壓對應最大的占空比此Vs的電壓對于選擇次級整流二極管的耐壓也是一個很重要的數(shù)據(jù)選擇匝比的時候請大家注意，因為計算出來的值一般都是小數(shù)點后有一位甚至幾位的值，而我們在實際繞制變壓器的時候，零點幾匝的繞法非常困難，所以盡量取整數(shù)倍的匝比；當然，如果計算變壓器的時候，變壓器的初次級匝數(shù)比也不排除剛好是小數(shù)的情況上面扯了一堆都沒有真正說到變壓器上面

23、來，下面開始說變壓器第一個需要面對的就是變壓器骨架與磁芯的選擇，其需要考慮的因素實在太多，我們列舉其中一部分來討論下：首先用Ap法（磁芯面積乘積法）來計算變壓器的AP值：AP=AW*Ae=(Ps*104)/(2B*fs*J*Ku)AW:  core之窗口面積. ( cm2)；Ae:   core有效截面積 . ( cm2)；Ps :   變壓器傳遞視在功率 ( W )     Ps=Po/+Po  (正激式)；B:   磁感應增量  ( T )； fs : 

24、;  變壓器工作頻率    ( HZ )； J :    電流密度 ( A ) .根據(jù)散熱方式不同可取3001000 A/cm2；Ku:  磁芯窗口系數(shù). 可取0.2-0.4.對于上式Ap算法得到的值，跟實際使用的變壓器AP值相差較遠，所以被人廣泛詬病。其實產(chǎn)生誤差的根本原因是，上式基本上都是在工程應用中才有優(yōu)化近似而得到的，所以有些參數(shù)是較為理想，而實際使用中很多的參數(shù)是變化的，甚至還有些分布參數(shù)在“搗亂”，所以造成了偏差，在實際使用在還要考慮到余量，所以對于計算得到的Ap值乘上一個1.5-2的系數(shù)比較合理冰斑：

25、您好！非常感謝您。很幸運在我設(shè)計第一款單管正激時遇到了您開的這個帖子。受益良多。眼前有個問題想請教：我的設(shè)計輸出功率是200W，用的是EER35/42/11   電源輸出55V左右，F(xiàn)=70K 匝數(shù)為50：40  無風冷。這個參數(shù)我實驗了很多種繞制方法發(fā)現(xiàn)：采用1/2NP NS 1/2NP無氣隙（RCD復位） 電源效率是相對理想的（88%）。一旦開氣隙或加復位繞組或者您前面講的順序繞法等5、6種繞法，輸入功耗會增加5-8W，并且VDS也增高了不少。我很想用犧牲效率的辦法換來可靠性。但經(jīng)驗欠缺不知如何取舍。請冰斑指點個相對優(yōu)化的繞法。感謝先！這個主要是針對大功率的產(chǎn)

26、品來說的，200W的小功率，就能我個人的經(jīng)驗來說，一般不開氣隙沒有太大問題下班前抽空寫幾句，思路不太連貫，大家見諒，最終的計算流程我會以實例的方式呈現(xiàn)給大家計算好匝比之后，一般會綜合考慮次級整流管的電壓應力，將計算的匝比調(diào)整或?qū)⒃驯热≌又覀兙涂梢酝ㄟ^匝比來反推電路的真實占空比范圍Dmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)Dmin=n(Vo+Vf)/Vin(max)后面的就是要根據(jù)真實的占空比范圍來計算，這樣得到的參數(shù)才是比較合理的接著就可以計算最大與最小的導通時間,tonmax= Dmax/ fstonmin= Dmin/ fs接著就能計算初級繞組的匝數(shù)了Np =Vin(mi

27、n) ×tonmax/(B×Ae)Np：初級繞組的最少匝數(shù)Vin(min)：初級繞組的最低輸入直流電壓tonmax：初級MOSFET的最大導通時間B：磁感應強度的變化量，正激類電源根據(jù)散熱條件，一般可以取0.2-0.3Ae：所選磁芯的橫截面積，一般在磁芯手冊上可以查到接65帖，得到Np之后，就可以計算出復位繞組匝數(shù)Nr，并計算出勵磁電流以及復位繞組的線徑，考慮到MOSFET的電壓應力與變壓器的可靠復位，一般都是設(shè)Np=Nr，然后根據(jù)所選磁芯的AL值，計算出復位繞組的電感量Lr=AL*N2，繼而計算出復位繞組的復位電流Ir=Vin(min) ×t

28、onmax/Lr，相應的繞組線徑也就能計算出來了接下來計算次級匝數(shù)，次級匝數(shù)Ns = Np / n,當然得到的數(shù)值不一定是整數(shù)，一般都是要四舍五入取整數(shù)匝，因為小數(shù)匝在繞線的時候工藝不好控制。此時又會帶來一個問題，要想保持匝比不變，那么勢必要根據(jù)四舍五入之后的次級匝數(shù)，反過來計算初級的最終匝數(shù)，否則占空比就會發(fā)生改變， Np= Ns * n計算的NP如果不是整數(shù)的話，也需要近似的取值，當然會帶來匝比與占空比的輕微變化，但由于影響較小，所以一般都不需要再次去反推占空比同樣的，確定最終的初級匝數(shù)之后，可以反過來推算變壓器磁芯的磁感應強度變化范圍，驗證B是否在合理的范圍

29、之內(nèi)，B=Vin(min)×Dmax×Ts / (Np×Ae)這里其實有一個問題，不知大家是否發(fā)現(xiàn)了我90帖的內(nèi)容應該放在92帖之后，因為次級匝數(shù)的取整，可能會帶來初級匝數(shù)的變化，而一般復位繞組跟初級匝數(shù)相等，所以需要等初級匝數(shù)最終確定之后才能去計算復位繞組的匝數(shù)跟線徑，而我在90帖就計算了復位繞組，這是不嚴謹?shù)?，所以要向大家致歉！接下來的工作就是計算初次級繞組的線徑有一點需要大家注意的就是，計算線徑要以電流有效值來計算，而非電流峰值或平均值！要計算初級繞組的線徑，首先要計算初級的峰值電流Ip = Pi / VL = Po / (×Dmax&#

30、215;Vin) ，然后再計算峰值電流Iprms= Ip×D ，最后在根據(jù)電流密度來計算需要的繞組線的橫截面積，最后要根據(jù)頻率，趨膚深度與臨近效應，變壓器骨架寬度跟深度等因素來計算單根線徑的外徑同理次級繞組的計算方法一樣的，不同點就是用電流平均值來計算，Isrms=Io×D,然后要考慮單根線徑的值，考慮因素同上計算實例終于來了：本文以一個13.8V 20A的汽車鉛酸電池充電器變壓器計算過程為例，來說明正激變壓器的計算過程，水平有限，不當之處請大家指正。1、相關(guān)規(guī)格參數(shù)（SPEC）: INPUT:  AC  180V260V&

31、#160;   50Hz OUTPUT:  DC    13.8V (Uomax=14.7V)  20A      Pout:    274W  (Pomax=294W)80%,   fs: 60KHZ;主電路拓撲采用單管正激   自冷散熱2、選擇core材質(zhì).決定B選擇PC40材質(zhì)Core，考慮到是自冷散熱

32、的方式，取B0.20T3、確定core AP值.決定core規(guī)格型號.       AP=AW×Ae=(Ps×104)/(2×B×fs×J×Ku)       Ps :   變壓器傳遞視在功率 ( W )     Ps=Po/+Po  (正激式)   

33、0;         Ps=294/0.8+294661.5W       J :    電流密度 ( A ) .取400 A/cm2           Ku:  銅窗占用系數(shù). 取0.2     

34、  AP=(661.5×104)/(2×0.20×60×103×400×0.2)3.4453 cm2選用CORE ER42/15  PC40其參數(shù)為:AP=4.3262 cm4    Ae=194 mm2     Aw=223mm2     Ve=19163mm3       &

35、#160; AL=4690±25%     Pt=433 W  (100KHz  25)其它人的討論：AP=AW×Ae=(Ps×104)/(2×B×fs×J×Ku)此式中計算Ps的電流是有效值，而且設(shè)定占空比為0.5，這樣計算出的功率不是真實的視在功率。我認為應該是AP=Pout×(1+1/)×D0.5/(B×fs×J×Ku)=(294(1+1/0.8)*0.3870.5)/(

36、0.2*60000*400*0.2)*10000=4.29 cm4對實際選取的磁芯AP值大于計算值的看法：       選取較大的磁芯不但可以減小匝數(shù)，還可減小線圈總長度。依長度與面積的關(guān)系，Ae增大n倍，線圈周長增大n0.5倍，Np減小到原來的1/n，線圈總長為原來的n0.5/n=1/n0.5倍，即Ae增大為原來的2倍時，線圈總長為原來的1/1.414=0.707倍。即選用較大的磁芯能減小線圈用銅量。實際應用時要權(quán)衡用銅的減少和磁芯增大的成本比較。即計算值A(chǔ)P是下限值Ku*Wa=Np*Ipr/J+Ns*Isr/J=(Vin*Ipr*

37、Ton+Vo*Isr*Ton)/(Bm*Ae*J)=(Vin*Ipr*D+Vout*Isr*D)/(Bm*Ae*J*f )Ap=Wa*Ae=(Vin*Ipr*D+Vout*Isr*D)/(Bm*J*Ku*f)=D*(Vin*Ipr+Vout*Isr)/(Bm*J*Ku*f)=(Pin+Pout)*D/(Bm*J*Ku*f)        (Pin、Pout為電壓*電流有效值)當D=0.5時Ap=(Pin+Pout)/(2*Bm*J*Ku*f)Ipr=Ip*D0.5  平均電流Ix=Ip*D=Ip

38、r*D0.5   （忽略激磁電流，次級儲能電感大時，Ip近似為恒流）Ap=D*(Vin*Ipr+Vout*Isr)/(Bm*J*Ku*f)=D0.5*(Vin*Ipx+Vout*Isx)/(Bm* J* Ku*f )=(Pin+Pout)*D0.5/(Bm*J*Ku*f)    (Pin、Pout為電壓*電流平均值)當D=0.5時Ap=(Pin+Pout)/(1.414*Bm*J*Ku*f)既然J是電流密度，那Ipr與Isr應該用有效值計算吧。但是又看你用N=Vdt/db/A代入，覺得你用的是dI來算，但是對于正激，一次側(cè)是斷續(xù)三角波，二次電感

39、是梯形波，即使用dI來求，三角波的時候就不是D0.5Ap=D*(Vin*Ipr+Vout*Isr)/(Bm*J*Ku*f)=D0.5*(Vin*Ipx+Vout*Isx)/(Bm* J* Ku*f )=(Pin+Pout)*D0.5/(Bm*J*Ku*f)   所以我覺得也不對?。?、計算Np  Ns.      (1). 計算匝比 n = Np / Ns     設(shè) Dmax = 0.4   &

40、#160;      n = Np / Ns = Vi / Vo = Vin(min) ×Dmax / (Vo+Vf)    Vf :二極管正向壓降   取1V                    Vin(min)=180×0.9

41、5;2-20=209 VDC                      Vin(max)=260×2=370 VDCn=(209*0.4)/(13.8+0.7)=5.766        取5.5CHECK  Dmax    &#

42、160;Dmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)= 5.5       (13.8+1)/209=0.38680.387Dmin=n(Vo+Vf)/Vin(max)= 5.5(13.8+1) /370=0.218       (2). 計算Np           Np =Vin(min) ×ton/(B×Ae)&

43、#160;   Ton：MOS管導通時間    ton= Dmax/ fs0.387/60×1036.33uSNp = (209×6.33)/( 0.20×194)=34.1          取34TS       (3). 計算Ns       

44、     Ns = Np / n = 34÷5.56.18             取整為6 TS(4). CHECK  Np  （以Ns驗算Np)   Np = Ns×n = 6×5 .5= 33TS         

45、   取 Np = 33TS(5).確定NR     NR = Np = 33TS(6). CHECK B之選擇合理性.  B=Vin(min) ×Dmax×Ts / (Np×Ae) = (209×6.33)/ (33×194)=0.2067T5、計算線徑：(1). 求初級線徑dwp：Ip = Pi / VL = Po / (×Dmax×VIN) =294/

46、(0.80×0.38×209) = 4.63 AIprms= Ip×D =4.63 ×0.38 = 2.854AAwp = I/J = 2.854/5 = 0.571mm2dwp=(4Awp/)(4×0.571/3.14)= 0.853mm   0.9mm or0.55mm×4  (2). 求NR繞組線徑dwR.     NR = 33TS              L = N2×AL     L = 332×4690×0.75 = 3.83mH     Im = Vin(min) ×ton / L = (209×6.33) / (3.83×103)  0.345AAWN = 0.345 / 5