基于單片機的音頻信號分析儀畢業(yè)設(shè)計論文

1、目 錄中文摘要、關(guān)鍵詞I英文摘要、關(guān)鍵詞II引言1第一章 方案論證與比較3 1.1 處理器的比較與選擇31.2 采樣方法比較與選擇31.3 FFT計算方法選擇31.4 周期性判別與測量方法比較與選擇31.5 信號功率的計算方法比較與選擇41.6 低通濾波器的比較與選擇4第二章 系統(tǒng)硬件設(shè)計52.1總體設(shè)計52.2 單元電路設(shè)計52.2.1 四階低通濾波器電路設(shè)計52.2.2 前級阻抗匹配和放大電路設(shè)計72.2.3 AD轉(zhuǎn)換及控制模塊電路設(shè)計102.2.4 控制器設(shè)計122.2.5 系統(tǒng)電源電路設(shè)計13第三章 系統(tǒng)軟件設(shè)計143.1 Keil集成環(huán)境開發(fā)143.2 系統(tǒng)主程序設(shè)計143.3 觸摸

2、屏識別程序153.4 FFT算法的C語言實現(xiàn)163.4.1 FFT的分析163.4.2 倒位序算法分析173.4.3 實數(shù)蝶形運算算法183.4.4 DITFFT算法的基本思想分析19第四章系統(tǒng)測試方案與預(yù)測結(jié)果214.1測試方案214.2 測試電路214.2.1 兩路信號總功率測量214.2.2 單個頻率分量測量224.3 誤差分析22結(jié)論23致謝24參考文獻：25附錄：26附A 元器件明細表26 附B 儀器設(shè)備清單26附C 系統(tǒng)電路圖27附D 程序清單28音頻信號分析儀摘要：本音頻信號分析儀以時鐘頻率為60M bps的Philips 32位的高速單片機LPC2148作為核心處理器，通過低通

3、濾波電路和A/D轉(zhuǎn)換，對音頻信號進行正確采樣分析，把連續(xù)信號離散化，然后通過FFT快速傅氏變換運算，在時域和頻域?qū)σ纛l信號各個頻率分量以及功率等指標進行分析和處理，然后通過高分辨率的LCD對信號的頻譜進行顯示。該系統(tǒng)能夠精確測量的音頻信號頻率范圍為20Hz-10KHz，其幅度范圍為5mVpp-5Vpp，分辨力分為20Hz和100Hz兩檔。測量功率精確度高達95%,并且能夠準確的測量周期信號的周期，是理想的音頻信號分析儀的解決方案。關(guān)鍵詞： FFT；MCU；頻譜；功率 Audio Signal Analyzer DesiginAbstrat :Audio signal analyzer is b

4、ased on a 32-bit processing speed MCU LPC2148controller that its clock frequency is 60Mhz ,and through the AD converter for audio signal sampling, the continuous signal discrete, and then through the FFT fast Fourier transform computing, in the time domain and frequency domain of various audio frequ

5、ency signal weight and power, and other indicators for analysis and processing, and then through the high-resolution LCD display signals in the spectrum. The system can accurately measure the audio signal frequency range of 20 Hz-10K:Hz, the range of 5-5Vpp mVpp, resolution of 20 Hz and 100 Hz corre

6、spondent. Power measurement accuracy up to95%, and be able to accurately measuring the periodic signal cycle is the ideal audio signal analyzer solution. Key words:FFT ;MCU ;Spectrum ;Power 引 言音頻是多媒體中的一種重要媒體。我們能夠聽見的音頻信號的頻率范圍大約是20Hz-20kHz，其中語音大約分布在300Hz-4kHz之內(nèi)，而音樂和其他自然聲響是全范圍分布的。聲音經(jīng)過模擬設(shè)備記錄或再生，成為模擬音頻，再

7、經(jīng)數(shù)字化成為數(shù)字音頻。這里所說的音頻分析就是以數(shù)字音頻信號為分析對象，以數(shù)字信號處理為分析手段，提取信號在時域、頻域內(nèi)一系列特性的過程。音頻分析的原理主要涉及數(shù)字信號處理的基本理論、音頻分析的基本方法以及音頻參數(shù)測量和分析內(nèi)容，其中數(shù)字信號處理是音頻分析的理論基礎(chǔ)。傅立葉變換和信號的采樣是進行音頻分析時用到的最基本的技術(shù)。傅立葉變換是進行頻譜分析的基礎(chǔ)，信號的頻譜分析是指按信號的頻率結(jié)構(gòu)，求取其分量的幅值、相位等按頻率分布規(guī)律，建立以頻率為橫軸的各種“譜”，如幅度譜、相位譜。在以計算機為中心的測試系統(tǒng)中，模擬信號進入數(shù)字計算機前先經(jīng)過A/D變換器，將連續(xù)時間信號變?yōu)殡x散時間信號，稱為信號的采樣

8、。然后再經(jīng)幅值量化變?yōu)殡x散的數(shù)字信號。這樣，在頻域上將會出現(xiàn)一系列新的問題，頻譜會發(fā)生變化。由模擬信號變成數(shù)字信號后，其傅立葉變換也變成離散傅立葉變換，涉及到采樣定理、頻率混疊、截斷和泄漏、加窗與窗函數(shù)等一系列問題。一、音頻分析方法通常在對某音頻設(shè)備音頻測量分析時，該設(shè)備被看成是一個具有輸入端口和輸出端口的黑箱系統(tǒng)。將某種己知信號輸入該系統(tǒng)，然后從輸出端獲取輸出信號進行分析，從而了解該系統(tǒng)的一些特性，這就是音頻分析的一般方法。輸入音頻設(shè)備的信號，稱作激勵信號。激勵信號可以是正弦、方波等周期信號，也可以是白噪聲、粉紅噪聲等隨機信號，還可以是雙音、多音、正弦突發(fā)等信號。最常用的檢測分析方法有正弦信

9、號檢測、脈沖信號檢測、最大長度序列信號檢測等。 二、音頻參數(shù)測量及分析音頻測量一般包括信號電壓、頻率、信噪比、諧波失真等基本參數(shù)。大部分音頻參數(shù)都可以由這幾種基本參數(shù)組合而成。音頻分析可以分為時域分析、頻域分析、時頻分析等幾類。由于信號的諧波失真對于音頻測量比較重要，因此將其單獨歸類為失真分析。以下分別介紹各種音頻參數(shù)測量和音頻分析。音頻測量中需要測量的基本參數(shù)主要有電壓、頻率、信噪比。電壓測試可以分為均方根電壓(RMS)、平均電壓和峰值電壓等幾種。頻率是音頻測量中最基本的參數(shù)之一。通常利用高頻精密時鐘作為基準來測量信號的頻率。測量頻率時，在一個限定的時間內(nèi)的輸入信號和基準時鐘同時計數(shù)，然后將

10、兩者的計數(shù)值比較后乘以基準時鐘的頻率就得到信號頻率。隨著微處理芯片的運算速度的提高，信號的頻率也可以利用快速傅立葉變換通過軟件計算得到。信噪比是音頻設(shè)備的基本性能指標，是信號的有效電壓與噪聲電壓的比值。在實際測量中，為方便起見，通常用帶有噪聲的信號總電壓代替信號電壓計算信噪比。時域分析通常是將某種測試信號輸入待測音頻設(shè)備，觀察設(shè)備輸出信號的時域波形來評定設(shè)備的相關(guān)性能。最常用的時域分析測試信號有正弦信號、方波信號、階躍信號及單音突變信號等。例如將正弦信號輸入設(shè)備，觀察輸出信號時域波形失真就是一種時域分析方法。頻域分析是音頻分析的重要內(nèi)容，頻域分析的主要依據(jù)是頻率響應(yīng)特性曲線圖。頻率響應(yīng)曲線圖反

11、映了音頻設(shè)備在整個音頻范圍內(nèi)的頻率響應(yīng)的分布情況。一般來說曲線峰值處的頻率成分，回放聲壓大、聲壓強；曲線谷底處頻率成分聲壓小、聲音弱。若波峰和波谷起伏太大，則會造成較嚴重的頻率失真。諧波失真的測量方法有兩種，一種是以正弦信號輸入待測設(shè)備，然后分析設(shè)備響應(yīng)信號的頻率成分，可以得到諧波失真。另一種更簡單的測量方法是首先利用帶阻濾波器濾除響應(yīng)信號中的基頻成分，然后直接測量剩余信號的電壓，將其與原響應(yīng)信號作比較，就可以得到諧波失真。顯然第二種方法得到的諧波失真是THD+N，由于采用了信號的總電壓值代替了基頻分量電壓值，因此得到的諧波失真比實際值偏小，且實際的諧波失真越大，誤差越大。在實際的音頻測量時，

12、通常在一定的頻率范圍內(nèi)選取若干個頻率點，分別測量出各點的諧波失真，然后將各諧波失真數(shù)值以頻率為橫坐標連成一條曲線，稱為諧波失真曲線。第一章 方案論證與比較1.1處理器的比較與選擇在處理器的選擇上通?？梢圆捎?位，16位或者32位的MCU,但由于在處理信號的過程中，通常會遇到快速傅立葉FFT算法，所以會遇到大量的浮點運算，而且一個要占四個字節(jié)，故在處理過程中要占大量的內(nèi)存，同時浮點運算速度比較慢，所以采用普通的MCU在一定時間難以完成，所以綜合考慮運算速度和內(nèi)存大小，我們選用plihips公司的32位MCU LPC2148，該芯片具有32k的RAM，并且時鐘頻率高達60MHZ,在速度和內(nèi)存上都能

13、滿足浮點運算，并且控制方便，成本便宜，所以本系統(tǒng)采用32位LPC2148.1.2.采樣方法比較與選擇 方案一、用DDS芯片配合FIFO對信號進行采集，通過DDS集成芯片產(chǎn)生一個頻率穩(wěn)定度和精度相當高的信號作為FIFO的時鐘，然后由FIFO對A/D轉(zhuǎn)換的結(jié)果進行采集和存儲，最后送MCU處理。方案二、直接由32位MCU的定時中斷進行信號的采集，然后對信號分析。 由于32位MCU -LPC2148是60M的單指令周期處理器，所以其定時精確度為16.7ns,已經(jīng)遠遠可以實現(xiàn)我們的40.96KHz的采樣率，而且控制方便成本便宜，所以我們選擇由MCU直接采樣。1.3FFT計算方法選擇方案一、采用VHDL硬

14、件實施。方案二、采用c語言編寫FFT程序。 FFT的VHDL程序編寫難度大，短時間內(nèi)不易實現(xiàn)，并且C語言語言簡潔緊湊，語法限制不太嚴格，程序設(shè)計自由度大，且具有好的移植性，所以我們只需把普通的C語言FFT算法版本稍加修改就能用在本方案中，所以應(yīng)該我們選用方案1.4周期性判別與測量方法比較與選擇 對于普通的音頻信號，頻率分量一般較多，它不具有周期性。測量周期可以在時域測量也可以在頻域測量，但是由于頻域測量周期性要求某些頻率點具有由規(guī)律的零點或接近零點出現(xiàn)，所以對于較為復(fù)雜的，頻率分量較多且功率分布較均勻且低信號就無法正確的分析其周期性。 而在時域分析信號，可以先對信號進行處理，然后假定具有周期性

15、，然后測出頻率，把采樣的信號進行周期均值法和定點分析法分析后可以判別出其周期性。綜上，我們選擇信號在時域進行周期性分析和測量。對于一般的音頻信號，其時域變化是不規(guī)則的，所以無周期性。而對于單頻信號或多個具有最小公倍數(shù)的頻率組合的多頻信號具有周期性。我們可在頻域?qū)π盘栴l譜進行定量分析，從而得出周期性。而我們通過先假設(shè)信號是周期的，然后算出頻率值，然后在用此頻率對信號進行采樣，采取連續(xù)兩個周期的信號，對其值進行逐次比較和平均比較，若相差太遠，則認為不是周期信號，若相差不遠，則可以認為是周期信號。1.5 信號功率的計算方法比較與選擇方案一、通過測真有效值的方法實現(xiàn)，應(yīng)用普通的真有效值檢測芯片就可以方

16、便的檢測出信號在一定時間的總功率，但對單個頻率處的功率測量無能為力。方案二、在用FFT得到信號的頻譜后可以很方便的得出信號各頻率分量的功率及信號的總功率。本設(shè)計我們可以通過FFT得到信號的頻譜，所以選擇方案二。1.6低通濾波器的比較與選擇方案一、通過巴特沃斯濾波器濾除高頻率的信號，巴特沃斯濾波器其采用的是巴特沃斯傳遞函數(shù)，在通頻帶內(nèi)外都有平穩(wěn)的幅頻特性，但有較長的過渡帶，在過渡帶上很容易造成失真，方案二、過切比雪夫濾波器濾除信號中的高頻率信號，采用的是切比雪夫傳遞函數(shù)，切比雪夫濾波器的過渡帶很窄，但內(nèi)部的幅頻特性卻很不穩(wěn)定。方案三、通過貝賽爾低通濾波器來濾除信號中的高頻率信號，貝賽爾濾波器是具

17、有最大平坦的群延遲（線性相位響應(yīng)）的線性過濾器。模擬貝賽爾濾波器描繪為幾乎橫跨整個通頻帶的恒定的群延遲，在通頻帶上保持了被過濾的信號波形，有向其截止頻率以下的所有頻率提供等量延時的特性?；谠O(shè)計要求的濾波要求，最合適的是方案三。綜合以上環(huán)節(jié)各個方案的論證，我們能得到最適合本次設(shè)計的模塊。第二章 系統(tǒng)硬件設(shè)計2.1 總體設(shè)計系統(tǒng)的主要任務(wù)是對輸入的音頻信號進行功率測量和頻譜分析。音頻信號經(jīng)過一個由運放和電阻組成的50 Ohm阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)后，經(jīng)由量程控制模塊進行處理，若是一般的100mV-5V的電壓，我們選擇直通，也就是說信號沒有衰減或者放大，但是若信號太小，12位的A/D轉(zhuǎn)換器在2.5V參考電壓

18、的條件下的最小分辨力為1mV左右，所以如果選擇直通的話其離散化處理的誤差將會很大，所以若是采集到信號后發(fā)現(xiàn)其值太小，在20mV-250mV之間的話，我們可以將其認定為小信號，從而選擇信號經(jīng)過20倍增益的放大器后再進行A/D采樣。經(jīng)過12位A/D轉(zhuǎn)換器ADS7819轉(zhuǎn)換后的數(shù)字信號經(jīng)由32位MCULPC2148進行FFT變換和處理，分析其頻譜特性和各個頻率點的功率值，然后將這些值進行顯示。信號由32 位MCU分析后判斷其周期性，然后進行顯示。 圖2.1 設(shè)計總流程圖2.2單元電路設(shè)計2.2.1四階低通濾波器電路設(shè)計   對于不同濾波器而言，每個頻率的信號的強弱程度不同。當用在

19、音頻應(yīng)用時，它有時被稱為高頻剪切濾波器, 或高音消除濾波器。 低通濾波器概念有許多不同的形式，其中包括電子線路（如音頻設(shè)備中使用的hiss 濾波器）、平滑數(shù)據(jù)的數(shù)字算法、音障（acoustic barriers）、圖像模糊處理等等，這兩個工具都通過剔除短期波動、保留長期發(fā)展趨勢提供了信號的平滑形式。 低通濾波器在信號處理中的作用等同于其它領(lǐng)域如金融領(lǐng)域中移動平均數(shù)所起的作用； 低通濾波器有很多種其中，最通用的就是巴特沃斯濾波器和切比雪夫濾波器。 巴特沃斯濾波器是濾波器的一種設(shè)計分類，其采用的是巴特沃斯傳遞函數(shù)，有高通、低通、帶通、帶阻等多種濾波器類型。 巴特沃斯濾波器在通頻帶內(nèi)外都有平穩(wěn)的幅頻

20、特性，但有較長的過渡帶，在過渡帶上很容易造成失真。 切比雪夫濾波器也是濾波器的一種設(shè)計分類，其采用的是切比雪夫傳遞函數(shù)，也有高通、低通、帶通、高阻、帶阻等多種濾波器類型。 同巴特沃斯濾波器相添加圖片比，切比雪夫濾波器的過渡帶很窄，但內(nèi)部的幅頻特性卻很不穩(wěn)定。電子學和信號處理中，貝賽爾(Bessel)濾波器是具有最大平坦的群延遲（線性相位響應(yīng)）的線性過濾器。貝賽爾濾波器常用在音頻天橋系統(tǒng)中。模擬貝賽爾濾波器描繪為幾乎橫跨整個通頻帶的恒定的群延遲，因而在通頻帶上保持了被過濾的信號波形。濾波器的名字來自于Friedrich貝賽爾，一位德國數(shù)學家，他發(fā)展了濾波器的數(shù)學理論基礎(chǔ)。 貝塞爾(Bessel)

21、濾波器具有最平坦的幅度和相位相應(yīng)。帶通（通常為用戶關(guān)注區(qū)域）的相位響應(yīng)近乎呈線性。Bessel濾波器可用于減少所有IIR濾波器固有的非線性相位失真。 貝塞爾(Bessel)線性相位濾波器正是由于具有向其截止頻率以下的所有頻率提供等量延時的特性，才被用于音頻設(shè)備中，在音頻設(shè)備中，必須在不損害頻帶內(nèi)多信號的相位關(guān)系前提下，消除帶外噪聲。另外，貝塞爾濾波器的階躍響應(yīng)很快，并且沒有過沖或振鈴，這使它在作為音頻DAC輸出端的平滑濾波器，或音頻ADC輸入端的抗混疊濾波器方面，是一種出色的選擇。貝塞爾濾波器還可用于分析D類放大器的輸出，以及消除其它應(yīng)用中的開關(guān)噪聲，來提高失真測量和示波器波形測量的精確度。

22、貝塞爾濾波器在它的通頻帶內(nèi)提供平坦的幅度和線性相位（即一致的群延時）響應(yīng)，但它的選擇性比同階（或極數(shù)）的巴特沃斯(Butterworth)濾波器或切比雪夫(Chebyshev)濾波器要差。因此，為了達到特定的阻帶衰減水平，需要設(shè)計更高階的貝塞爾濾波器，從而它又需要仔細選擇放大器和元件來達到最低的噪聲和失真度。系統(tǒng)要求音頻信號頻率為20HZ10KHZ，根據(jù)奎斯特定律，我們至少要保證20KHz的采樣頻率，才能保證所處理的信號被不失真的采集，否則會發(fā)生混疊現(xiàn)象(還原信號時，被采樣的低頻信號與高頻信號無法區(qū)分)，現(xiàn)在就是要設(shè)計這樣一個濾波器，能夠很好的濾去10KHZ以上的頻率，考慮到設(shè)計難度與實際情況

23、，放棄了制作20HZ10KHZ帶通濾波器的想法，轉(zhuǎn)而制作一款高性能的低通濾波器，截止頻率10KHZ。低通濾波器的制作方法很多，有源，無源，查表，同時還可以借助豐富的濾波器設(shè)計軟件驗證自己的設(shè)計，結(jié)合自己的實際制作經(jīng)驗，選用一款芯片LF353來完成本次設(shè)計低通濾波環(huán)節(jié),要去除10KHZ以上的信號干擾，采用通帶內(nèi)線良好的4階貝塞爾濾波器，最適于音頻信號的濾波處理。能滿足題目的要求，電路如圖2.2所示:圖2.2四階濾波器原理圖2.2.2 前級阻抗匹配和放大電路設(shè)計阻抗匹配指的是負載阻抗與電源內(nèi)阻抗或與傳輸線波阻抗之間的特定配合關(guān)系，得到最大功率輸出的一種工作狀態(tài)。對于不同特性的電路，匹配條件是不一樣

24、的。在純電阻電路中，當負載電阻等于激勵源內(nèi)阻時，則輸出功率為最大，這種工作狀態(tài)稱為匹配，否則稱為失配。 當激勵源內(nèi)阻抗和負載阻抗含有電抗成份時，為使負載得到最大功率，負載阻抗與內(nèi)阻必須滿足共扼關(guān)系，即電阻成份相等，電抗成份絕對值相等而符號相反。這種匹配條件稱為共扼匹配。 阻抗匹配是電子學里的一部分，主要用于傳輸線上，來達至所有高頻的微波信號皆能傳至負載點的目的，不會有信號反射回來源點，從而提升能源效益。在史密夫圖表上，電容或電感與負載串聯(lián)起來，即可增加或減少負載的阻抗值，在圖表上的點會沿著代表實數(shù)電阻的圓圈走動。如果把電容或電感接地，首先圖表上的點會以圖中心旋轉(zhuǎn)180度，然后才沿電阻圈走動，再

25、沿中心旋轉(zhuǎn)180度。重覆以上方法直至電阻值變成1，即可直接把阻抗力變?yōu)榱阃瓿善ヅ洹?前級放大模塊主要由跟隨器AD620及一些電阻構(gòu)成，AD620是一款低成本、高精度儀表放大器，僅需要一個外部電阻來設(shè)置增益，增益范圍為1至10,000。封裝圖 圖2.3 AD620引腳其中1、8腳需跨接一電阻來調(diào)整放大倍率，4、7腳需提供正負相等的工作電壓，由2、3腳接輸入的放大的電壓即可從6腳輸出放大后的電壓值。5腳則是參考基準，如果接地則第6腳的輸出為輸出與地之間的相對電壓。AD620采用8引腳SOIC和DIP封裝，尺寸小于分立式設(shè)計，并且功耗較低(最大電源電流僅1.3 mA)，因此非常適合電池供電的便攜式(

26、或遠程)應(yīng)用。 AD620具有高精度、低失調(diào)電壓和低失調(diào)漂移特性。它還具有低噪聲、低輸入偏置電流和低功耗特性，使之非常適合一些醫(yī)療應(yīng)用。 由于其輸入級采用Supereta處理，因此可以實現(xiàn)最大1.0 nA的低輸入偏置電流。AD620在1 kHz時具有9 nV/Hz的低輸入電壓噪聲，在0.1 Hz至10 Hz頻帶內(nèi)的噪聲為0.28V峰峰值，輸入電流噪聲為0.1 pA/ Hz，因而作為前置放大器使用效果很好。同時，AD620的0.01%建立時間為15s，非常適合多路復(fù)用應(yīng)用；而且成本很低，足以實現(xiàn)每通道一個儀表放大器的設(shè)計。 AD620 由傳統(tǒng)的三運算放大器發(fā)展而成, 但一些主要性能卻優(yōu)于三運算放

27、大器構(gòu)成的儀表放大器的設(shè)計, 如電源范圍寬(±2. 3 ±18 V ) , 設(shè)計體積小, 功耗非常低(最大供電電流僅1. 3 mA ) , 因而適用于低電壓、低功耗的應(yīng)用場合。 圖2.4 AD620原理示意圖AD620 的單片結(jié)構(gòu)和激光晶體調(diào)整, 允許電路元件緊密匹配和跟蹤, 從而保證電路固有的高性能。AD620 為三運放集成的儀表放大器結(jié)構(gòu), 為保護增益控制的高精度, 其輸入端的三極管提供簡單的差分雙極輸入, 并采用工藝獲得更低的輸入偏置電流, 通過輸入級內(nèi)部運放的反饋, 保持輸入三極管的集電極電流恒定, 并使輸入電壓加到外部增益控制電阻RG上。AD620 的兩個內(nèi)部增益

28、電阻為24. 7 k, 因而增益方程式為 G=49.4k/RG+1 （2-1）對于所需的增益, 則外部控制電阻值為 RG=49.4/（G-1）k (2-2)由式（2-1），（2-2）可知，通過控制外部控制電阻可以調(diào)節(jié)放大電路的不同放大倍數(shù)。信號輸入后通過R5,R6兩個100的電阻和一個高精度儀表運放AD620實現(xiàn)跟隨作用，由于理想運放的輸入阻抗為無窮大，所以輸入阻抗即為：R5/R6=50 。阻抗匹配后的音頻信號從100mv5v，要求對于一些小信號，首先需要經(jīng)過前級放大才能避免誤差和干擾，然后對信號的幅度進行調(diào)整，再對信號進行采集。通過繼電器控制是對信號直接送給AD轉(zhuǎn)換還是放大后再進行AD轉(zhuǎn)換。

29、 圖2.5 阻抗匹配和放大電路圖2.2.3 AD轉(zhuǎn)換及控制模塊電路設(shè)計模數(shù)轉(zhuǎn)換器即A/D轉(zhuǎn)換器，或簡稱ADC，通常是指一個將模擬信號轉(zhuǎn)變?yōu)閿?shù)字信號的電子元件。通常的模數(shù)轉(zhuǎn)換器是將一個輸入電壓信號轉(zhuǎn)換為一個輸出的數(shù)字信號。由于數(shù)字信號本身不具有實際意義，僅僅表示一個相對大小。故任何一個模數(shù)轉(zhuǎn)換器都需要一個參考模擬量作為轉(zhuǎn)換的標準，比較常見的參考標準為最大的可轉(zhuǎn)換信號大小。而輸出的數(shù)字量則表示輸入信號相對于參考信號的大小。模數(shù)轉(zhuǎn)換器最重要的參數(shù)是轉(zhuǎn)換的精度，通常用輸出的數(shù)字信號的位數(shù)的多少表示。轉(zhuǎn)換器能夠準確輸出的數(shù)字信號的位數(shù)越多，表示轉(zhuǎn)換器能夠分辨輸入信號的能力越強，轉(zhuǎn)換器的性能也就越好。 A

30、/D轉(zhuǎn)換一般要經(jīng)過采樣、保持、量化及編碼4個過程。在實際電路中，有些過程是合并進行的，如采樣和保持，量化和編碼在轉(zhuǎn)換過程中是同時實現(xiàn)的。 模擬量轉(zhuǎn)換成數(shù)字量的過程被稱為模數(shù)轉(zhuǎn)換，簡稱A/D(Analog to Digital)轉(zhuǎn)換；完成模數(shù)轉(zhuǎn)換的電路被稱為 A/D 轉(zhuǎn)換器，簡稱 ADC(Analog to Digital Converter)。 數(shù)字量轉(zhuǎn)換成模擬量的過程稱為數(shù)模轉(zhuǎn)換， 簡稱 D/A(Digital to Analog)轉(zhuǎn)換；完成數(shù)模轉(zhuǎn)換的電路稱為D/A轉(zhuǎn)換器，簡稱DAC(Digital to Analog Converter)。模擬信號由傳感器轉(zhuǎn)換為電信號，經(jīng)放大送入 AD 轉(zhuǎn)

31、換器轉(zhuǎn)換為數(shù)字量，由數(shù)字電路進行處理，再由 DA轉(zhuǎn)換器還原為模擬量，去驅(qū)動執(zhí)行部件。為了保證數(shù)據(jù)處理結(jié)果的準確性， AD轉(zhuǎn)換器和DA轉(zhuǎn)換器必須有足夠的轉(zhuǎn)換精度。同時，為了適應(yīng)快速過程的控制和檢測的需要，AD轉(zhuǎn)換器和 DA轉(zhuǎn)換器還必須有足夠快的轉(zhuǎn)換速度。因此，轉(zhuǎn)換精度和轉(zhuǎn)換速度乃是衡量 AD轉(zhuǎn)換器和 DA轉(zhuǎn)換器性能優(yōu)劣的主要標志。 模數(shù)轉(zhuǎn)換過程包括量化和編碼。量化是將模擬信號量程分成許多離散量級，并確定輸入信號所屬的量級。編碼是對每一量級分配唯一的數(shù)字碼，并確定與輸入信號相對應(yīng)的代碼。最普通的碼制是二進制，它有2的n次方個量級（n為位數(shù)）,可依次逐個編號。模數(shù)轉(zhuǎn)換的方法很多，從轉(zhuǎn)換原理來分可分為

32、直接法和間接法兩大類。 直接法是直接將電壓轉(zhuǎn)換成數(shù)字量。它用數(shù)模網(wǎng)絡(luò)輸出的一套基準電壓，從高位起逐位與被測電壓反復(fù)比較，直到二者達到或接近平衡?？刂七壿嬆軐崿F(xiàn)對分搜索的控制，其比較方法如同天平稱重。先使二進位制數(shù)的最高位Dn-1=1，經(jīng)數(shù)模轉(zhuǎn)換后得到一個整個量程一半的模擬電壓VS，與輸入電壓Vin相比較，若Vin>VS,則保留這一位；若Vin<VS，則Dn-1=0。然后使下一位Dn-2=1,與上一次的結(jié)果一起經(jīng)數(shù)模轉(zhuǎn)換后與Vin相比較,重復(fù)這一過程，直到使D0=1，再與Vin相比較,由Vin>VS還是Vin<VS來決定是否保留這一位。經(jīng)過n次比較后，n位寄存器的狀態(tài)即為

33、轉(zhuǎn)換后的數(shù)據(jù)。這種直接逐位比較型（又稱反饋比較型）轉(zhuǎn)換器是一種高速的數(shù)模轉(zhuǎn)換電路，轉(zhuǎn)換精度很高，但對干擾的抑制能力較差，常用提高數(shù)據(jù)放大器性能的方法來彌補。它在計算機接口電路中用得最普遍。 間接法不將電壓直接轉(zhuǎn)換成數(shù)字，而是首先轉(zhuǎn)換成某一中間量,再由中間量轉(zhuǎn)換成數(shù)字。常用的有電壓-時間間隔(V/T)型和電壓-頻率(V/F)型兩種，其中電壓-時間間隔型中的雙斜率法（又稱雙積分法）用得較為普遍。 模數(shù)轉(zhuǎn)換器的選用具體取決于輸入電平、輸出形式、控制性質(zhì)以及需要的速度、分辨率和精度。 用半導體分立元件制成的模數(shù)轉(zhuǎn)換器常常采用單元結(jié)構(gòu)，隨著大規(guī)模集成電路技術(shù)的發(fā)展，模數(shù)轉(zhuǎn)換器體積逐漸縮小為一塊模板、一塊

34、集成電路。 對于一個12位的電壓模數(shù)轉(zhuǎn)換器，如果將參考設(shè)為1V，那么輸出的信號有種編碼，分別代表輸入電壓在0V-1/4096V,.,4095/4096V-1V時的對應(yīng)輸入。分為4096個等級編碼，當一個1V的信號輸入時，轉(zhuǎn)換器輸出的數(shù)據(jù)為111111111111。 為了提高系統(tǒng)的精度，AD轉(zhuǎn)換芯片我選用的是新型12位串行模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADS7819,它具有自動關(guān)斷和快速喚醒功能,且內(nèi)部集成有采樣/保持電路;同時具有轉(zhuǎn)換速率高、功耗低等優(yōu)點,特別適合于由電池供電且對體積和精度有較高要求的智能儀器儀表產(chǎn)品。 圖2.6 AD轉(zhuǎn)換及控制模塊2.2.4 控制器設(shè)計 控制器采用LPC2148單片機，實現(xiàn)數(shù)據(jù)處

35、理、與FPGA通訊以及人機交換。LPC2148是一個基于支持實時仿真和嵌入式跟蹤的的32位ARM的cpu微處理器，并帶有豐富的中斷源、可編程的I/O口及友好的調(diào)試環(huán)境為我們的設(shè)計提供了方便。在存儲器資源方面，LPC2148內(nèi)嵌32K的靜態(tài)RAM和512K的閃存（Flash），可供存儲掃描所得的頻率點幅值，而不用外置存儲器，節(jié)省了存儲時間，方便對數(shù)據(jù)進行處理；在處理速度方面，采用了流水線（pipe line）構(gòu)架，它的CPU時鐘可達60MHz，較高的處理速度使其能夠非常容易地、地進行FFT運算。LPC2148通過片內(nèi)boot裝載程序軟件實現(xiàn)在系統(tǒng)內(nèi)的編程 ，單個Flash扇區(qū)或整片擦除時間為40

36、0ms，LPC2148提供8kb的片內(nèi)RAM，可通過DMA訪問USB,2個10位ADC轉(zhuǎn)換器，提供總共14路模擬輸入，每個通道的轉(zhuǎn)換時間低至2.44us。LPC2148具有2個32位定時器外部事件計數(shù)器（帶4路捕獲和4路比較通道）、PWM單元（6路輸出 ）和看門狗，低功耗實時時鐘具有獨立的電源和特定的32KHZ時鐘輸入。LPC2148具有多個串行接口，包括2個UART(16C550)，2個高速總線，SPI和具有緩沖作用和數(shù)據(jù)長度可變功能的SSP，向量中斷控制器（VIC）可配置優(yōu)先級和向量地址，片內(nèi)集成振蕩器和外部晶體的操作頻率范圍為1Mhz25Mhz，并可通過個別使能禁止外圍功能和外圍時鐘分頻

37、來優(yōu)化額外功耗，也可以通過外部中斷或BOD將處理器從掉電模式中喚醒。2.2.5系統(tǒng)電源電路設(shè)計根據(jù)系統(tǒng)的要求，本系統(tǒng)需要+5v,-5v，+12v，-12v兩種電壓，考慮到實際調(diào)試情況和電路的升級，在系統(tǒng)電源設(shè)計的時候加上了正負電壓可調(diào)的電源電路。直流穩(wěn)壓電源一般由電源變壓器、整流濾波電路及穩(wěn)壓電路所組成。其中+5v,-5v兩種電壓由穩(wěn)壓芯片CW7805和CW7905產(chǎn)生，正負可調(diào)電壓由LM317和LM337產(chǎn)生；+12v，-12v的正負電壓由MC7812產(chǎn)生 圖2.7 ±5v的系統(tǒng)電源系統(tǒng)圖2.8 ±12v的系統(tǒng)電源電路第三章 系統(tǒng)軟件設(shè)計3.1 Keil集成環(huán)境開發(fā)Kei

38、l C51是美國Keil Software公司出品的51系列兼容單片機C語言軟件開發(fā)系統(tǒng)，與匯編相比，C語言在功能上、結(jié)構(gòu)性、可讀性、可維護性上有明顯的優(yōu)勢，因而易學易用。Keil提供了包括C編譯器、宏匯編、連接器、庫管理和一個功能強大的仿真調(diào)試器等在內(nèi)的完整開發(fā)方案，通過一個集成開發(fā)環(huán)境（uVision）將這些部分組合在一起。運行Keil軟件需要WIN98、NT、WIN2000、WINXP等操作系統(tǒng)。Keil C51軟件提供豐富的庫函數(shù)和功能強大的集成開發(fā)調(diào)試工具，全Windows界面。只要看一下編譯后生成的匯編代碼，就能體會到Keil C51生成的目標代碼效率非常之高，多數(shù)語句生成的匯編代

39、碼很緊湊，容易理解。在開發(fā)大型軟件時更能體現(xiàn)高級語言的優(yōu)勢。Keil C51單片機軟件開發(fā)系統(tǒng)的整體結(jié)構(gòu)。C51工具包的整體結(jié)構(gòu)，uVision與Ishell分別是C51 for Windows和for Dos的集成開發(fā)環(huán)境(IDE)，可以完成編輯、編譯、連接、調(diào)試、仿真等整個開發(fā)流程。開發(fā)人員可用IDE本身或其它編輯器編輯C或匯編源文件。然后分別由C51及C51編譯器編譯生成目標文件(.OBJ)。目標文件可由LIB51創(chuàng)建生成庫文件，也可以與庫文件一起經(jīng)L51連接定位生成絕對目標文件(.ABS)。ABS文件由OH51轉(zhuǎn)換成標準的Hex文件，以供調(diào)試器dScope51或tScope51使用進行

40、源代碼級調(diào)試，也可由仿真器使用直接對目標板進行調(diào)試，也可以直接寫入程序存貯器如EPROM中。3.2系統(tǒng)主程序設(shè)計主控制芯片為LPC2148 ,由于處理器速度較快,先對設(shè)計的系統(tǒng)各模塊進行初始化處理，然后采集輸入信號，由于系統(tǒng)設(shè)定了兩個頻率分辨率的檔位，先選定系統(tǒng)頻率分辨率的檔位為100HZ或者20HZ時，信號經(jīng)過低通濾波器，模數(shù)轉(zhuǎn)換器等系統(tǒng)模塊后，存儲器采集存儲一些數(shù)據(jù)，在高分辨率的液晶顯示器上顯示出來，當系統(tǒng)處于暫停狀態(tài)時，信號各頻率分量應(yīng)按功率大小顯示在顯示器上，若系統(tǒng)一直在采集數(shù)據(jù)，那么顯示器上會實時更新數(shù)據(jù)。 圖3.1 主流程圖 3.3觸摸屏識別程序當觸摸屏幕時，PENIRQ（中斷輸出

41、端）就被拉低，然后發(fā)送Y軸或者X軸的控制字節(jié)，再延時消除抖動，接著就循環(huán)8次讀取Y軸或者X軸的坐標值并且取其平均值，這樣得到的值就是比較精確的坐標值。最后判斷PENIRQ是否為高，如果為高，再判斷一次。這樣通過判斷兩次的方法可以克服觸摸屏信號的抖動。如果兩次都為高，則發(fā)送控制字節(jié)返回到開始繼續(xù)判斷PENIRQ是否為低。如果兩次判斷有一次不為高電平，則發(fā)送X軸控制字節(jié)，讀取X軸的坐標值。圖3.2 觸摸屏的觸摸識別流程圖3.4 FFT算法的C語言實現(xiàn)3.4.1 FFT的分析信號經(jīng)過ADC采樣后得到的數(shù)字信號，就可以做FFT變換了。N個采樣點，經(jīng)過FFT之后，就可以得到N個點的FFT結(jié)果。為了方便進

42、行FFT運算，通常N取2的整數(shù)次方。 假設(shè)采樣頻率為Fs，信號頻率F，采樣點數(shù)為N。那么FFT之后結(jié)果就是一個為N點的復(fù)數(shù)。每一個點就對應(yīng)著一個頻率點。這個點的模值，就是該頻率值下的幅度特性。假設(shè)原始信號的峰值為A，那么FFT的結(jié)果的每個點（除了第一個點直流分量之外）的模值就是A的N/2倍。而第一個點就是直流分量，它的模值就是直流分量的N倍。而每個點的相位呢，就是在該頻率下的信號的相位。第一個點表示直流分量（即0Hz），而最后一個點N的再下一個點（實際上這個點是不存在的，這里是假設(shè)的第N+1個點，也可以看作是將第一個點分做兩半分，另一半移到最后）則表示采樣頻率Fs，這中間被N-1個點平均分成N

43、等份，每個點的頻率依次增加。 某點n所表示的頻率為：Fn=(n-1)*Fs/N （3-1） 由上面的公式可以看出，F(xiàn)n所能分辨到頻率為Fs/N，如果采樣頻率Fs為1024Hz，采樣點數(shù)為1024點，則可以分辨到1Hz。1024Hz的采樣率采樣1024點，剛好是1秒，也就是說，采樣1秒時間的信號并做FFT，則結(jié)果可以分析到1Hz，如果采樣2秒時間的信號并做FFT，則結(jié)果可以分析到0.5Hz。如果要提高頻率分辨力，則必須增加采樣點數(shù)，也即采樣時間。頻率分辨率和采樣時間是倒數(shù)關(guān)系。假設(shè)FFT之后某點n用復(fù)數(shù)a+bi表示，那么這個復(fù)數(shù)的模就是，相位就是Pn=atan2(b,a)。根據(jù)以上的結(jié)果，就可以

44、計算出n點（n1，且n<=N/2）對應(yīng)的信號表達式為：An/(N/2)*cos(2*pi*Fn*t+Pn)即2*An/N*cos(2*pi*Fn*t+Pn) （3-2）對于n=1點的信號，是直流分量，幅度即為A1/N。由于FFT結(jié)果的對稱性，通常我們只使用前半部分的結(jié)果，即小于采樣頻率一半的結(jié)果。假設(shè)我們有一個信號，它含有2V的直流分量，頻率為50Hz、相位為-30度、幅度為1.5V的交流信號，以及一個頻率為75Hz、相位為90度、幅度為2V的交流信號。用數(shù)學表達式就是如下：S=2+1.5*cos(2*pi*50*t-pi*30/180)+2*cos(2*pi*75*t+pi*90/18

45、0) (3-3) 式（3-3）中cos參數(shù)為弧度，所以-30度和90度要分別換算成弧度?，F(xiàn)在以256Hz的采樣率對這個信號進行采樣，總共采樣256點。按照上面的分析，F(xiàn)n=(n-1)*Fs/N，每兩個點之間的間距就是1Hz，第n個點的頻率就是n-1。信號一共有3個頻率：0Hz、50Hz、75Hz，應(yīng)該分別在第1個點、第51個點、第76個點上出現(xiàn)峰值，其它各點應(yīng)該接近0。經(jīng)過FFT后三點的幅值分別為512、192和256，三點附近的數(shù)據(jù)的幅值都近似為零。 按照公式，可以計算出直流分量為：512/N=512/256=2；50Hz信號的幅度為：192/(N/2)=192/(256/2)=1.5；75

46、Hz信號的幅度為256/(N/2)=256/(256/2)=2?？梢?，從頻譜分析出來的幅度是正確的。3.4.2倒位序算法分析按時間抽?。―IT）的FFT算法通常將原始數(shù)據(jù)倒位序存儲，最后按正常順序輸出結(jié)果X（0），X（1），.，X（k），.。假設(shè)一開始，數(shù)據(jù)在數(shù)組floatdataR128中，我們將下標i表示為（b6b5b4b3b2b1b0）b，倒位序存放就是將原來第i個位置的元素存放到第（b0b1b2b3b4b5b6）b的位置上去.由于C語言的位操作能力很強，可以分別提取出b6、b5、b4、b3、b2、b1、b0，再重新組合成b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6，即是倒位序的位置。這種算

47、法充分利用了C語言的位操作能力。程序段如下（假設(shè)128點FFT）：int b0=b1=b2=b3=b4=b5=b6=0;b0=i&0x01;b1=(i/2)&0x01;b2=(i/4)&0x01;b3=(i/8)&0x01;b4=(i/16)&0x01;b5=(i/32)&0x01;b6=(i/64)&0x01;invert_pos=x0*64+x1*32+x2*16+x3*8+x4*4+x5*2+x6;3.4.3 實數(shù)蝶形運算算法 圖3.3蝶形圖蝶形公式：X(K) = X(K) + X(K+B)WPN （3-4）X(K+B) = X(K

48、) - X(K+B) WPN （3-5）其中WPN= cos（2P/N）- jsin（2P/N） （3-6）設(shè) X(K+B) = XR(K+B) + jXI(K+B), （3-7）X(K) = XR(K) + jXI(K) （3-8）XR(K)+jXI(K)= XR(K)+jXI(K)+ XR(K+B) + jXI(K+B)* cos（2P/N）-jsin（2P/N） （3-9） 繼續(xù)分解得到下列兩式: XR(K)= XR(K)+ XR(K+B) cos（2P/N）+ XI(K+B) sin (2P/N) （3-10） XI(K)= XI(K)-XR(K+B) sin（2P/N）+XI(K+B

49、)cos (2P/N) （3-11） 需要注意的是: XR(K)、XR(K)的存儲位置相同,所以經(jīng)過（3-10）、（3-11）后，該位置上的值已經(jīng)改變，而下面求X(K+B)要用到X(K)，因此在編程時要注意保存XR(K)和XI(K)到TR和TI兩個臨時變量中。同理: XR(K+B)+jXI(K+B)= XR(K)+jXI(K)- XR(K+B)+jXI(K+B) * cos（2P/N）-jsin（2P/N） （3-12）繼續(xù)分解得到下列兩式:XR(K+B)= XR(K)-XR(K+B) cos（2P/N）- XI(K+B) sin (2P/N) （3-13） XI(K+B)= XI(K)+ X

50、R(K+B) sin（2P/N）- XI(K+B) cos (2P/N) （3-14） 注意： 在編程時, 式（3-13）、（3-14）中的XR(K)和 XI(K)分別用TR和TI代替。 經(jīng)過式（3-13）后， XR(K+B)的值已變化，而式（3-14）中要用到該位置上的上一級值，所以在執(zhí)行式（3-13）前要先將上一級的值XR(K+B)保存。 在編程時, XR(K)和 XR(K), XI(K)和 XI(K)使用同一個變量。通過以上分析，我們只要將式（3-10）、（3-11）、（3-13）、（3-14）轉(zhuǎn)換成C語言語句即可。要注意變量的中間保存，詳見以下程序段。TR=dataRk;TI=data

51、Ik;temp=dataRk+b;dataRk=dataRk+dataRk+b*cos_tabp+dataIk+b*sin_tabp;dataIk=dataIk-dataRk+b*sin_tabp+dataIk+b*cos_tabp;dataRk+b=TR-dataRk+b*cos_tabp-dataIk+b*sin_tabp;dataIk+b=TI+temp*sin_tabp-dataIk+b*cos_tabp;3.4.4 DITFFT算法的基本思想分析N點FFT運算可以分成LOGN2級，每一級都有N/2個碟形。DITFFT的基本思想是用3層循環(huán)完成全部運算(N點FFT)。第一層循環(huán)：由于N

52、=2m需要m級計算,第一層循環(huán)對運算的級數(shù)進行控制。第二層循環(huán)：由于第L級有2L-1個蝶形因子（乘數(shù)），第二層循環(huán)根據(jù)乘數(shù)進行控制，保證對于每一個蝶形因子第三層循環(huán)要執(zhí)行一次，這樣，第三層循環(huán)在第二層循環(huán)控制下，每一級要進行2L-1次循環(huán)計算。第三層循環(huán)：由于第L級共有N/2L個群，并且同一級內(nèi)不同群的乘數(shù)分布相同，當?shù)诙友h(huán)確定某一乘數(shù)后，第三層循環(huán)要將本級中每個群中具有這一乘數(shù)的蝶形計算一次，即第三層循環(huán)每執(zhí)行完一次要進行N/2L個碟形計算?？梢缘贸鼋Y(jié)論：在每一級中，第三層循環(huán)完成N/2L個碟形計算；第二層循環(huán)使第三層循環(huán)進行2L-1次，因此，第二層循環(huán)完成時，共進行（2L-1）*N/2

53、L=N/2個碟形計算。實質(zhì)是：第二、第三層循環(huán)完成了第L級的計算。幾個要注意的數(shù)據(jù)：在第L級中，每個碟形的兩個輸入端相距b=2L-1個點。同一乘數(shù)對應(yīng)著相鄰間隔為2L個點的N/2L個碟形。第L級的2L-1個碟形因子WPN中的P，可表示為：p=j*2m-L其中j=0，1，2，.，（2L-1-1） （3-15）第四章 系統(tǒng)測試方案與預(yù)測結(jié)果 4.1測試方案 功率測試方案：給信號接入一個電阻負載，由P=U2/R可知，由一個五位半的電壓表，測得電壓，即可以得到功率的理論值。4.2 測試電路信號疊加電路采用反向求和電路，將2路信號求和后輸出，以便系統(tǒng)對多路信號進行測試，運放采用高精密、低噪聲的op07。圖4.1 疊加電路4.2.1兩路信號總功率測量 由于實驗室提供的能夠模仿音頻信號的且能方便測量的信號只有正弦信號，所以我們用信號發(fā)生器產(chǎn)生的兩路信號通過疊加電路，然后進行測量，發(fā)現(xiàn)總功率相對誤差的絕對值都小于5% 表4.1兩路信號總功率測量頻率（Hz）信號總功率最大功率次大功率測量總功率誤差f1=10k,f2=9k0.04978W0.03953W0.00900W0.04930W2.5%f1=1k,f2=3k0.05021W0.03990W0.01010W0.05000W0.4%f1=200,f2=1000.05034