近些年來,儀器儀表中的電源,已廣泛地應(yīng)用開關(guān)式的DCDC變換器

1、近些年來，儀器儀表中的電源，已廣泛地應(yīng)用開關(guān)式的DC/DC變換器。但是，把工頻電壓整流，用大電容濾波，再送給DC/DC變換器以獲得所需的電壓。 這種方式會使輸入電流產(chǎn)生很大的高次諧波，從而污染了電源. 利用與DC/DC變換器相串聯(lián)的有源濾波器，可消除這種高次諧波. 但是，輸入電能需要經(jīng)過二次處理后才送達(dá)負(fù)載，顯然，使效率降低。為此，我們采用多輸入單輸出的DC/DC變換器。利用它，既可抑制輸入電流的高次諧波，又可以降低輸出電壓的紋波，并使功率因數(shù)獲得提高。1 多輸入DC/DC變換器的構(gòu)成原理 圖1 電路為兩輸入單輸出的DC-DC變換器。該電路是兩個共用變壓器輸出線圈N3的反激變換器(15). 其

2、中eac為工頻電源電壓，CF1，CF2，LF構(gòu)成高次諧波濾波器。 工頻電源電壓eac經(jīng)橋式整流后作為上面的反激變換器的輸入電壓e1。下面反激變換器的輸入為一直流電源，如太陽能電池、燃料電池等. 上、下反激變換器共用變壓器線圈N3作為輸出。 N1，N2與N3之間的電感為L，Er 為輸出電壓e0的期望值。圖1 兩輸入單輸出DC-DC變換器原理圖 圖2示出了該電路的PWM控制器原理框圖。流經(jīng)變壓器原邊N1線圈的電流i1經(jīng)檢測電阻Rs(該阻值很小)形成es = i1Rs 壓降，與1e1 經(jīng)加減運算電路后得es-1e1 并送入PWM 1控制器。 其輸出Vs1作為開關(guān)管S1 的驅(qū)動信號，S1的導(dǎo)通時間為T

3、on1。它采用的是前饋控制，目的是把e1 和i1的擾動所引起的系統(tǒng)瞬態(tài)誤差減到最小，以改善系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)。圖2 PWM 控制原理圖 在Vs1的控制下，e1 經(jīng)N1，N3變換后供負(fù)載R0取用。但僅用這樣的控制，R0 兩端電壓e0會產(chǎn)生幅值很大的頻率為2倍eac頻率的紋波。為了消除e0的這種低頻紋波，我們采用另一路反饋控制。 即把Er，2e0經(jīng)運算電路運算得Er-2e0送入圖2的PWM2控制器中。因Vs的周期Ts = 1/fs為總開關(guān)周期。顯然，對PWM控制，開關(guān)頻率fs為一個定值(即周期Ts固定) . 但一個周期Ts中，Ton和Toff是變化的。S1和S2的導(dǎo)通時間之和Ton1+Ton2 = T

4、on。因此，只要把Ton1與Ton取異或即可得到S2的驅(qū)動波形V s2。 其中S1的導(dǎo)通時間Ton1采用前饋控制. 而Ton則采用反饋控制?？梢酝瞥觯琲1在Ton1期間，應(yīng)與工頻電源電流iac的全波整流波形相似；而i2則與i1的相位相反。i0=e0/R0應(yīng)是一無紋波的固定值。其中i1，i2按線圈N3進(jìn)行規(guī)格化。電池EB傳送到負(fù)載部分的電流與( i0-i1) 的量相當(dāng)。2 實驗結(jié)果 i1 ，i2 的實測波形如圖3 (a)，(b) 所示，可見實測與理論推斷是一致的。單輸入單輸出的DC/DC變換器(不含EB部分) 時，eac ，iac和e0的實測波形如圖4 (a) ，(b) 所示。由于采用前饋控制，

5、iac雖有較好波形，但輸出電壓e0則有約280mV 的紋波。且此時電容C的容量要很大，約10000F。可見，想用增大C的容量來減小紋波是困難的。(a) i1實測波形(b) i2實測波形圖3 i1和i2波形(a) eac ， iac實測波形圖(b) e0實測波形圖 圖4 單輸入單輸出實測波形 垂直: eac為20V，格-1， iac為100mA，格-1；水平：5ms，格-1 圖5 (a)，(b)為采用兩輸入單輸出的DC/DC變換器時eac ，iac和e0的觀測波形。此時e0的紋波抑制在80mV 左右，這個值是較小的。iac的波形基本上為正弦波，高次諧波也被抑制了。只要進(jìn)一步優(yōu)化前饋和反饋控制回路各參數(shù)，e0 的紋波會進(jìn)一步減小。(a) eac ， iac實測波形圖(b) e0實測波形 圖5 雙輸入單輸出實測波形 垂直：eac為20 V，格-1， iac為100 mA，格-1; 水平：5 ms，格-1 3 結(jié)束語 由上面的分析和測量可見，采用兩輸入的DC/DC變換器的好處。它既抑制輸入電流的高頻分量，降低輸出電壓e0的紋波，又提高了功率因