交錯(cuò)式36KWBOOSTPFC畢業(yè)設(shè)計(jì)

1、47北京交通大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 第 頁(yè)第一章 緒論1.1 選題背景和意義隨著全球工業(yè)化進(jìn)程的加劇，以石油為主的能源短缺問(wèn)題開始逐漸凸現(xiàn)，當(dāng)前，能源短缺和排放法規(guī)越來(lái)越嚴(yán)格是汽車工業(yè)發(fā)展的兩大挑戰(zhàn)，也是汽車技術(shù)不斷發(fā)展的重要推動(dòng)力。電動(dòng)車以其節(jié)能、環(huán)保的特點(diǎn)，受到廣泛關(guān)注。全球各個(gè)國(guó)家都把電動(dòng)車的發(fā)展放到重要的戰(zhàn)略地位，各國(guó)都在致力于清潔，環(huán)保的電動(dòng)車的研制開發(fā)。為了推動(dòng)電動(dòng)車的產(chǎn)業(yè)化進(jìn)程，電動(dòng)車相關(guān)技術(shù)也得到國(guó)內(nèi)外的廣泛重視。對(duì)于電動(dòng)車來(lái)說(shuō)，車載電源是其不可或缺的重要裝置，而車載電源已被列入“十五” 、“863”電動(dòng)車重大專項(xiàng)中。車載電源是以現(xiàn)代開關(guān)電源技術(shù)為基礎(chǔ)的，廣義地從電網(wǎng)給電源供電的

2、角度看，大部分開關(guān)電源可以認(rèn)為是市電帶的非線性負(fù)載，會(huì)在電網(wǎng)中產(chǎn)生大量的電流諧波。這個(gè)諧波屬于無(wú)功功率，會(huì)在電網(wǎng)中往復(fù)流動(dòng)卻不做功，消耗著大量的功率從而嚴(yán)重影響電網(wǎng)效率和運(yùn)行安全，造成巨大能源浪費(fèi)和經(jīng)濟(jì)損失。解決這個(gè)問(wèn)題的最根本辦法就是將所有的用電設(shè)備設(shè)置為電阻性負(fù)載，使得無(wú)功輸入功率盡可能的減小。隨著電動(dòng)車的不斷推廣，充電電源越來(lái)越得到大規(guī)模的使用。因此，大量電動(dòng)車用充電電源工作時(shí)對(duì)電網(wǎng)的污染將不容忽視。針對(duì)高次諧波問(wèn)題，從上世紀(jì)九十年代初，各國(guó)開始以立法形式來(lái)限制電網(wǎng)高次諧波，傳統(tǒng)的開關(guān)電源都在限制之列。抑制和消除諧波，提高功率因數(shù)已成為當(dāng)今國(guó)內(nèi)外電源界的重要課題。事實(shí)上，開關(guān)電源的有源功

3、率因數(shù)校正技術(shù)(Power Factor Correction technique, PFC技術(shù))引起了國(guó)內(nèi)外許多學(xué)者的重視，功率因數(shù)校正技術(shù)可以調(diào)節(jié)電網(wǎng)的輸入特性，使得輸入功率有功最大化，令開關(guān)電源成為電網(wǎng)的純阻性負(fù)載，可以使電網(wǎng)效率最大化，提高運(yùn)行安全，保護(hù)敏感設(shè)備。近幾年來(lái)，國(guó)內(nèi)外科研人員在PFC的原理、方法、電路拓?fù)?、控制技術(shù)等方面也取得了許多成果。因此PFC技術(shù)作為一種綠色能源技術(shù)被廣泛推廣。隨著PFC技術(shù)的推廣，許多工業(yè)開關(guān)電源與家電的前端都采用了功率因數(shù)校正PFC預(yù)調(diào)節(jié)器。但是隨著單相有源PFC技術(shù)的成熟和功率等級(jí)的進(jìn)一步提高，原有單重PFC方案的使用受到限制。因?yàn)楣β实脑黾樱瑔?/p>

4、重PFC的開關(guān)器件要承受過(guò)高的瞬間電壓和電流應(yīng)力，出現(xiàn)選擇器件的困難，增大成本，而且還將增大電路中關(guān)鍵點(diǎn)的電壓電流瞬變，造成較為嚴(yán)重的輻射和傳導(dǎo)的EMI。近年來(lái)，一種新興的功率因數(shù)校正PFC技術(shù)交錯(cuò)式PFC的使用開始逐漸普及。這種技術(shù)能降低功率器件的耐壓、耐流要求和輸入電流紋波；成倍增加輸出功率的等級(jí)，減少單個(gè)電感的容量。從而大幅減少整個(gè)功率電路的成本。因此交錯(cuò)PFC非常適合用于大電流、高功率的應(yīng)用領(lǐng)域。本課題就是立足于設(shè)計(jì)開發(fā)電動(dòng)車車載充電電源的功率因數(shù)校正部分，以車載電源的前級(jí)PFC預(yù)調(diào)節(jié)電路為對(duì)象，研究設(shè)計(jì)這種交錯(cuò)式PFC功率因數(shù)校正電路，以期能夠減少充電電源對(duì)電網(wǎng)的污染，提高充電電源的

5、功率因數(shù)，降低諧波含量使其成為綠色電力電子設(shè)備。1.2 主要研究?jī)?nèi)容1、研究交錯(cuò)boost PFC工作原理，選擇合適的控制方案，結(jié)合matlab仿真，在理論上說(shuō)明交錯(cuò)PFC的應(yīng)用價(jià)值。2、根據(jù)課題要求，選用UCC28070實(shí)現(xiàn)PFC控制功能。并學(xué)習(xí)IC功能。3、結(jié)合工程實(shí)際，設(shè)計(jì)交錯(cuò)PFC預(yù)調(diào)節(jié)電路的主電路、控制電路及外圍電路參數(shù)，并選擇合適的元器件。 4、使用protel和solidworks軟件繪制pcb電路板和散熱片，并制作樣機(jī)，調(diào)試，最后給出實(shí)驗(yàn)結(jié)果。第二章 基本理論2.1 Boost電路工作原理 升壓式(Boost)變換器是一種輸出電壓等于或高于輸入電壓的單管非隔離直流變換器。電路結(jié)

6、構(gòu)見圖2-1。圖2-1 根據(jù)電感電流是否連續(xù)，boost可分為連續(xù)、斷續(xù)和臨界狀態(tài)三種工作模式，在本文中只針對(duì)連續(xù)模式進(jìn)行研究。連續(xù)工作原理如圖2-2： 圖2-2 (a) s開通時(shí) （b）s關(guān)斷時(shí)開關(guān)管由信號(hào)控制，高電平時(shí)，S開通，反之關(guān)斷。S導(dǎo)通時(shí)，,電感充電儲(chǔ)能，電容C向負(fù)載供電；S關(guān)斷時(shí)，由于電感電流不能突變，二極管D為電感續(xù)流，此時(shí)電感上儲(chǔ)存的能量傳遞到電容、負(fù)載側(cè)，由于電感電流減小，電感感應(yīng)電勢(shì)，故。在電感電流連續(xù)的情況下，輸入輸出端的電壓表達(dá)如下：在穩(wěn)定工作時(shí)，由于功率平衡原理，電感兩端電壓在一個(gè)周期內(nèi)的積分為0。S導(dǎo)通期間： S關(guān)斷期間： 故 兩邊同時(shí)除以開關(guān)周期，整理后得到輸出

7、電壓與占空比關(guān)系 (2-1)由式（2-1）可知，輸出電壓與輸入電壓的比值始終大于1，即輸出大于輸入電壓。當(dāng)輸入電壓是由整流橋提供的半正弦電壓的情況下，在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，上式同樣成立，并且可以推出電感電流： (2-2)其中，為整流橋后的輸入電壓。2.2 功率因數(shù)校正技術(shù)簡(jiǎn)介2.2.1 輸入功率因數(shù)PF在電工原理中，功率因數(shù)通常用表示，為正弦電壓和正弦電流的相角差。輸入功率因數(shù)定義為輸入有功與輸入視在功率的比值，以PF表示： ( 2-3)式中：為輸入電流基波有效值；為電網(wǎng)電流有效值，、.為輸入電流各次諧波有效值，為輸入電壓基波有效值；為輸入電流的波形畸變因數(shù)；為基波電壓和基波電流的位移因數(shù)。功率因

8、數(shù)由輸入電流的波形畸變因數(shù)以及基波電壓和基波電流的位移因數(shù)決定。位移因數(shù)越小，則設(shè)備的無(wú)功功率越大，設(shè)備的電力利用率越低，導(dǎo)線和變壓器繞組的損耗越大；越小，表示設(shè)備輸入電流諧波分量越大，將造成電流波形畸變，對(duì)電網(wǎng)造成污染，使功率因數(shù)降低，嚴(yán)重時(shí)會(huì)造成電子設(shè)備損壞。通常采用無(wú)源電容濾波的二極管整流電路的輸入端的功率因數(shù)只能達(dá)到0.65左右。由式(2-3)可知，抑制諧波分量即可達(dá)到減小、提高功率因數(shù)的目的。所有諧波電流分量的總有效值與基波電流有效值的比值稱為總諧波畸變（THD），其表達(dá)式為： (2-4)其中，為所有諧波電流分量的總有效值?？傊C波畸變THD用來(lái)衡量電網(wǎng)的污染程度，當(dāng)=0時(shí)，功率因數(shù)與

9、總諧波畸變的關(guān)系為： (2-5)2.2.2 功率因數(shù)校正技術(shù)分類在以交流電網(wǎng)為電源的用電設(shè)備中，直流開關(guān)電源是必不可少的部分。一般開關(guān)電源的前級(jí)為一個(gè)簡(jiǎn)單的ACDC變換器，由普通二極管整流橋?qū)崿F(xiàn)，輸出一個(gè)不可調(diào)直流電壓，再用一個(gè)大電容濾除低頻紋波，從而將交流電整為直流電。在使用二極管整流橋作為電網(wǎng)與用電設(shè)備的接口時(shí)，由于二極管導(dǎo)通角很小，當(dāng)交流電壓大于電容上電壓時(shí)，此整流電路才能夠從電網(wǎng)中攝取能量，因此電網(wǎng)儀在每個(gè)工頻周期的一小部分時(shí)間里(即正弦電壓的峰值附近)給負(fù)載提供能量。其典型電路及整流橋后側(cè)輸入電流波形如圖2-3。圖2-3 簡(jiǎn)單二極管整流橋及輸入電流畸變波形圖為使開關(guān)電源有較低的諧波和

10、較高的功率因數(shù)，功率因數(shù)校正技術(shù)(power factor correction，PFC)被廣泛應(yīng)用。功率因數(shù)校正技術(shù)根據(jù)是否采用有源器件可以分為無(wú)源功率因數(shù)校正技術(shù)和有源功率因數(shù)校正技術(shù)。1、無(wú)源功率因數(shù)校正無(wú)源功率因數(shù)校正（passive power factor correction，PPFC）技術(shù)是指采用濾波電感和電容構(gòu)成一個(gè)無(wú)源網(wǎng)絡(luò)使得輸入電流滿足諧波限制要求，完成功率因數(shù)校正。結(jié)構(gòu)如圖2-4所示。圖2-4無(wú)源PFC技術(shù)的主要優(yōu)點(diǎn)是:高效、高可靠度、EMI小、低價(jià)格。然而，無(wú)源方案的主要缺點(diǎn)是:濾波和濾波電容的體積、質(zhì)量較大，且難以得到高的功率因數(shù)(一般可提高到0.9左右)，輸入諧波

11、電流的抑制效果也不好。2、有源功率因數(shù)校正有源功率因數(shù)校正（active power factor correction，APFC）電路是指采用開關(guān)管和控制電路等有源器件，使得AC側(cè)電流在一定程度上正弦化，從而減小裝置的非線性，實(shí)現(xiàn)PFC功能。通常的基本思想為：在整流器后接入一個(gè)DC/DC變換器，應(yīng)用電流反饋技術(shù)，使輸入端的電流波形自動(dòng)跟蹤交流輸入電壓波形，可以使輸入電流接近正弦波，且與輸入電壓同相位。使輸入端的總諧波畸變小于5%，而功率因數(shù)可以提高到0.99或更高，達(dá)到功率因數(shù)校正的目的。有源PFC技術(shù)由于變換器工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，具有體積小、重量輕、效率較高和功率因數(shù)高等優(yōu)點(diǎn)。APFC電路

12、形式多樣，從電網(wǎng)供電方式劃分，可分為單相PFC和三相PFC。從電路結(jié)構(gòu)看，可以分為雙級(jí)型和單級(jí)型，雙級(jí)型電路由boost變換器和DC/DC變換器級(jí)聯(lián)而成，前級(jí)boost實(shí)現(xiàn)PFC功能，后級(jí)DC/DC實(shí)現(xiàn)隔離和降壓，其優(yōu)點(diǎn)是每級(jí)電路可以單獨(dú)設(shè)計(jì)和控制，適合于分布式電源系統(tǒng)的前置級(jí)和模塊化設(shè)計(jì)。單級(jí)式PFC是將雙級(jí)型的前后級(jí)功能穩(wěn)定于一級(jí)，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、效率高，但分析控制較復(fù)雜，適用于單一集中式電源系統(tǒng)。兩者的電路結(jié)構(gòu)如圖2-5。 圖2-5 (a) 兩級(jí)PFC (b) 單級(jí)PFC由電感電流是否連續(xù)，APFC可還分為三種工作模式：連續(xù)模式（CCM）、不連續(xù)模式（DCM）和臨界模式（CCM&DCM

13、）。在幾百瓦范圍內(nèi)，三種模式都可以使用，在大功率場(chǎng)合，CCM模式與CCM&DCM及DCM相比，其輸入和輸出電流紋波小，電磁干擾小，濾波容易；電流有效值小、器件導(dǎo)通損耗小，較適應(yīng)于大功率應(yīng)用場(chǎng)合。一般來(lái)說(shuō)，500W以上通常使用CCM和CCM&DCM，1000W以上使用CCM。APFC可采用各種電路拓?fù)?，如Boost、Buck，Boost或Flyback等，其中，運(yùn)用boost電路的APFC，在CCM模式下輸入電流畸變小且易于濾波，開關(guān)管的電流應(yīng)力也小，可以處理更大的功率并有較高的效率，因此應(yīng)用boost拓?fù)涞腁PFC電路應(yīng)用較為廣泛。以boost為例，分別檢測(cè)前后端電壓電流信號(hào)作

14、為反饋，通過(guò)反饋的變化來(lái)控制開關(guān)管的導(dǎo)通。只要控制好每個(gè)開關(guān)周期，電感電流就會(huì)追蹤交流輸入電壓，將電感電流高頻成分濾除之后，就會(huì)變?yōu)楣ゎl電流。這樣輸入電流與電壓同頻同相，就達(dá)到功率因數(shù)校正的目的。由于車載電源設(shè)計(jì)要求可以與普通的交流電源插座直接連接；同時(shí)，課題是在雙級(jí)PFC車載電源的背景下建立的，且功率等級(jí)高。因此，作為車載電源的前級(jí)預(yù)調(diào)節(jié)電路，本論文涉及的交錯(cuò)PFC屬于單相雙級(jí)連續(xù)導(dǎo)電模式的前級(jí)有源功率因數(shù)校正電路。2.2.3 APFC控制方案及選擇有源功率因數(shù)校正控制技術(shù)在控制方法上可分為電流峰值法、電流滯環(huán)法和平均電流法。 1峰值電流法電流峰值法是將實(shí)際檢測(cè)的電感電流和電壓環(huán)環(huán)設(shè)定的電流

15、值輸入到PWM比較器進(jìn)行比較，如圖2-6所示。圖中，開關(guān)管Tr的電流is被檢測(cè)，所得信號(hào)isRi送入比較器。由開關(guān)Tr的門極信號(hào)Vg控制電感電流的高頻調(diào)制。當(dāng)Tr導(dǎo)通時(shí)，電感電流上升，達(dá)到峰值(由電流基準(zhǔn)控制)；這時(shí)比較器輸出信號(hào)，使Tr關(guān)斷，電感電流下降。下一開關(guān)周期，Tr再次導(dǎo)通。如此進(jìn)行周期性變化。電流峰值法控制時(shí)電感電流波形如圖所示。在這種控制方式中，開關(guān)頻率是恒定的。圖2-6 電流峰值控制的Boost PFC電路及電感電流波形此方法問(wèn)題是，電感電流上升的坡度在輸入電壓很小時(shí)，會(huì)非常陡，所以很容易受噪聲干擾，開關(guān)通斷時(shí)會(huì)產(chǎn)生噪聲尖峰，如果這個(gè)尖峰耦合到控制電路上，就可能使開關(guān)管關(guān)斷。另

16、外還存在斜坡補(bǔ)償和尖峰電流與平均值誤差較大等問(wèn)題。2電流滯環(huán)法電流滯環(huán)法是在峰值法的基礎(chǔ)上加了一個(gè)滯環(huán)邏輯控制器，使電感電流在上下限之間變化，如圖2-7，電流平均值在上下限之間，電流滯環(huán)的寬度決定了電流紋波的大小。圖2-7 滯環(huán)控制法與峰值法比較，滯環(huán)法也存在噪聲、斜坡補(bǔ)償和電流誤差等問(wèn)題，除此之外，由于負(fù)載的大小對(duì)電感電流幅值直接相關(guān)，所以對(duì)于電流滯環(huán)法，開關(guān)頻率受負(fù)載影響，其變化幅度很大，在設(shè)計(jì)輸出濾波器時(shí)要以最低開關(guān)頻率計(jì)算，故無(wú)法得到最小的設(shè)計(jì)。3平均電流法圖2-8給出了一個(gè)平均電流控制的Boost PFC電路原理圖。它的主要特點(diǎn)是用電流誤差放大器(或動(dòng)態(tài)補(bǔ)償器)CA代替圖2-6中的電

17、流比較器。平均電流控制原來(lái)是用在開關(guān)電源中形成電流環(huán)(內(nèi)環(huán))，以調(diào)節(jié)輸出電流的，并且僅以輸出電壓誤差放大信號(hào)為基準(zhǔn)電流?，F(xiàn)在將平均電流法應(yīng)用于功率因數(shù)調(diào)節(jié)，使輸入電流與輸入整流電壓同相位，并接近正弦波。輸入電流信號(hào)被直接檢測(cè)，與基準(zhǔn)電流比較后，其高頻分量(例如100kHz)的變化，通過(guò)電流誤差放大器，被平均化處理。放大后的平均電流誤差與鋸齒波比較后，輸出作為開關(guān)Tr驅(qū)動(dòng)信號(hào)，并決定了其應(yīng)有的占空比。于是電流誤差被迅速而精確的校正。由于電流環(huán)有較高的增益帶寬，使跟蹤誤差產(chǎn)生的畸變小于1%，容易實(shí)現(xiàn)接近1的功率因數(shù)。圖2-8給出了平均電流控制時(shí)的電感電流波形。圖中實(shí)線為電感電流，虛線為平均電流。圖

18、2-8 平均電流法boost PFC原理與及電感電流波形平均電流控制的特點(diǎn)是：工頻電流的幅值是高頻電流在一個(gè)周期的平均值，因而高頻電流的峰值比工頻電流的峰值更高。前端具有高增益的電流放大器，平均電流可以很精確的跟蹤電流設(shè)定值，這點(diǎn)對(duì)高功率因數(shù)控制電路的應(yīng)用場(chǎng)合非常重要，因?yàn)橹灰粋€(gè)小的電感就可以得到較小的THD。例如：對(duì)噪聲不敏感；電感電流峰值與平均值之間誤差小；原則上可以檢測(cè)任意拓?fù)洌我庵返碾娏?；除了可檢測(cè)Boost變換器的輸入電流外，也可檢測(cè)Buck，F(xiàn)lyback變換器的輸入電流，或Boost，flyback變換器的輸出電流等。并且在兩種工作模式CCM和DCM下都適用。它們之間的特性

19、列表如下：控制方法檢測(cè)電流開關(guān)頻率工作模式對(duì)噪聲適用拓?fù)涮攸c(diǎn)電流峰值開關(guān)電流恒定CCM敏感Boost需斜坡補(bǔ)償電流滯環(huán)電感電流變頻CCM敏感Boost需滯環(huán)控制平均電流電感電流恒定任意不敏感任意需誤差放大器表2-1 三種控制策略的比較4電壓前饋乘法器是PFC電路的核心，其有三個(gè)輸入和一個(gè)輸出，三個(gè)輸入分別是輸入電壓波形采樣信號(hào)Vac，輸出電壓誤差放大信號(hào)Vao和輸入電壓幅值采樣的前饋校正信號(hào)，輸出為電流環(huán)基準(zhǔn)IMO。乘法器中實(shí)際包含一個(gè)平方器和除法器以實(shí)現(xiàn)電壓前饋功能。下面簡(jiǎn)要介紹前饋電路的原理。假定PFC電路效率很高，開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于電網(wǎng)頻率，則PFC電路在電網(wǎng)工頻內(nèi)存儲(chǔ)和消耗的能量可忽略不計(jì)

20、，因此在工頻內(nèi)，PFC從電網(wǎng)吸收的瞬時(shí)功率與輸出瞬時(shí)功率相等，但是當(dāng)恒功率輸出時(shí)，一旦輸入電壓波動(dòng)，則輸入電流必然會(huì)反比例變化，但是PFC要求瞬時(shí)輸入電流電壓波形相位必須一致，上述兩點(diǎn)就產(chǎn)生了矛盾，電壓前饋的引入就是為了解決這一矛盾。在沒(méi)有前饋的PFC中，乘法器輸出可以描述為： (2-6)其中，是乘法器增益，是輸入電壓采樣增益，為輸入電壓，為電壓誤差放大器輸出信號(hào)。電流控制環(huán)則依照基準(zhǔn)和輸入電流檢測(cè)電阻建立了輸入電流，兩者的關(guān)系是正比： (2-7)其中，為衰減系數(shù)，由上式可得： (2-8)又由于功率因數(shù)為1，所以輸入輸出功率平衡： (2-9)可以看出，在輸出電壓穩(wěn)定時(shí)，即誤差電壓不變時(shí)，輸出功

21、率隨著輸入電壓的變化而呈二次函數(shù)變化，矛盾就在這里產(chǎn)生。如果在乘法器中加入平方器和除法器，即讓其根據(jù)采集的輸入電壓產(chǎn)生一個(gè)校正信號(hào)，可用下式表達(dá)： (2-10)其中，為平方器的衰減系數(shù)。則以上各式可以修正為： (2-11) (2-12) (2-13)由上述推導(dǎo)可知，在引入前饋控制后，實(shí)現(xiàn)PFC功能與恒壓恒功率輸出將不再產(chǎn)生矛盾。5本論文選擇的控制策略對(duì)于車載電源，若采用電流峰值法或滯環(huán)控制法，要跟隨輸入電網(wǎng)的正弦波，峰值和平均值之間的誤差很大，另外，充電電源的設(shè)計(jì)功率較大，大功率器件的噪聲比較多，因此要求控制方法對(duì)噪聲不能太敏感，綜合以上考慮，選擇帶有電壓前饋的平均電流法作為本論文的控制方法。

22、2.3 交錯(cuò)boost PFC2.3.1 交錯(cuò)boost PFC基本拓?fù)浼霸斫诲e(cuò)并聯(lián)boost電路是指由兩個(gè)或兩個(gè)以上(N2)的基本變換器并聯(lián)組成的升壓電路，每個(gè)變換器的開關(guān)交錯(cuò)導(dǎo)通，即每個(gè)開關(guān)的周期和占空比相同，開通時(shí)刻依次滯后一定的時(shí)間(TsN)，從而使每個(gè)變換器中流過(guò)的電流也交錯(cuò)。關(guān)于N的選擇，是在電路性能、功率等級(jí)、可靠性、制造成本等因素之間折衷考慮的，目前常用的交錯(cuò)并聯(lián)用于PFC校正的電路，大多采用兩個(gè)基本變換器聯(lián)合組成，如圖2-9，本文所研究的交錯(cuò)并聯(lián)電路均采用N=2。交錯(cuò)并聯(lián)的升壓斬波器各自獨(dú)立工作，互不干擾，各相工作原理與過(guò)程與單重boost完全一樣。圖2-9 交錯(cuò)boost

23、拓?fù)浣诲e(cuò)boost PFC由單重PFC演變而來(lái)，將上文介紹的單相PFC控制在乘法器后端分為兩相，同一個(gè)電流基準(zhǔn)信號(hào)分別輸入兩個(gè)電流誤差放大器，再分別與兩路交錯(cuò)的PWM載波相與，就可以得到兩路交錯(cuò)驅(qū)動(dòng)脈沖。如圖2-10所示，交錯(cuò)boost PFC工作過(guò)程如下：1、 通過(guò)后端分壓網(wǎng)絡(luò)采集輸出電容的電壓，與基準(zhǔn)電壓比較后送入誤差比較放大器輸出一個(gè)誤差放大信號(hào)。2、 通過(guò)整流橋后端分壓網(wǎng)絡(luò)采集輸入饅頭波電壓，作為電流環(huán)調(diào)節(jié)的波形基準(zhǔn)。3、 為了保證功率因數(shù)，使乘法器輸出電流基準(zhǔn)不受輸入電壓水平影響。將輸入電壓波形信號(hào)依次送入一個(gè)平方器和除法器，輸出一個(gè)輸入電壓比例因子，用來(lái)實(shí)現(xiàn)電壓前饋功能。4、 將電

24、壓誤差放大信號(hào)、輸入電壓波形信號(hào)以及電壓前饋的輸出比例因子三個(gè)信號(hào)一起輸入乘法器，輸出一個(gè)電流基準(zhǔn)信號(hào)，這個(gè)電流基準(zhǔn)信號(hào)包含了三個(gè)信息：輸出電壓基準(zhǔn)、輸入電壓比例和輸入電壓波形基準(zhǔn)。這個(gè)基準(zhǔn)信號(hào)就是作為電流環(huán)調(diào)節(jié)輸入電流的依據(jù)。5、 電流內(nèi)環(huán)通過(guò)電流傳感器分別采集兩路電感電流形，與電流基準(zhǔn)信號(hào)送入兩路PWM脈沖形成電路，分別與兩路相位相差180度、同頻率、等幅度的PWM載波相與，最后輸出兩路相位交錯(cuò)的PWM脈沖信號(hào)。6、 由PWM形成電路產(chǎn)生的PWM信號(hào)通過(guò)功放驅(qū)動(dòng)電路，分別驅(qū)動(dòng)兩路開關(guān)管，動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)占空比，在實(shí)現(xiàn)ACDC的同時(shí)，保證輸入電流跟隨輸入電壓，實(shí)現(xiàn)PFC功能。圖2-10 交錯(cuò)PFC控

25、制原理圖 2.3.2 交錯(cuò)并聯(lián)boost PFC的優(yōu)勢(shì)1 減小輸入電流紋波在Boost PFC中，占空比是隨著輸入電網(wǎng)電壓的變化而變化的，其表達(dá)式如下： (2-14)圖2-11在穩(wěn)定輸出下占空比隨輸入電壓的下的動(dòng)態(tài)變化趨勢(shì)。為便于理解，圖中將高頻狀態(tài)下的占空比夸大了。圖2-11 交流輸入下占空比動(dòng)態(tài)變化在實(shí)際應(yīng)用中，占空比變化的范圍很大。例如，Boost PFC電路的交流輸入電壓為85V265V，輸出直流電壓為400V。當(dāng)交流輸入電壓為85V時(shí)，占空比D的變化范圍為10069；當(dāng)交流輸入電壓為265V時(shí)，占空比D的變化范圍為1002。在交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC電路中，兩電感電流紋波的相互抵消

26、使得電路的輸入電流紋波減小。如圖2-12圖2-12 交錯(cuò)工作使輸入紋波減小輸入電流紋波與電感電流紋波比值K(D)和開關(guān)占空比D的關(guān)系式如下： (2-15)圖2-13了交錯(cuò)電感紋波的抵消和K(D)與占空比D的關(guān)系曲線，可見，輸入電流紋波減小量隨著開關(guān)占空比的變化也不斷變化。圖2-13 K(D)與占空比D的關(guān)系曲線可以看出，當(dāng)交流輸入電壓為85V時(shí)，輸入電流的紋波最大，此時(shí)開關(guān)占空比為69，輸入電流紋波是電感電流紋波的55；當(dāng)占空比為2和l00時(shí)，電感電流紋波的相互抵消量很小，但此時(shí)的電感電流紋波也很小，所以總的輸入電流紋波也不大?？梢娫诎雮€(gè)工頻周期內(nèi)，交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC可以大大降低輸入電

27、流紋波。2. 減小電感磁芯尺寸交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器中的電感電流紋波相互抵消，降低了PFC電路的輸入電流紋波，使得Boost電感的磁芯尺寸減小。這是因?yàn)樵赑FC電路的功率、電感量、開關(guān)頻率都相同的條件下，交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器中兩個(gè)電感需存儲(chǔ)的能量是單相Boost電感的一半，如式(2-16)、(2-17)所示。 (2-16) (2-17)是單相Boost變換器中電感存儲(chǔ)的能量，是交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器中電感存儲(chǔ)的能量。在電感量一定的條件下，分別計(jì)算上述兩種電路中Boost升壓電感所需磁芯的窗口面積和磁芯的有效截面積的乘積。 (2-18)其中，為輸入電流峰值，為繞線的電流密度，為磁感應(yīng)強(qiáng)度

28、變化量，為繞線系數(shù)。可得出： (2-19)由式(2-19)可知，交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器電感所需磁芯的總面積乘積為，它是單相Boost電感磁芯面積乘積的12?？梢姡ㄟ^(guò)交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)使得Boost變換器的磁芯窗口面積與磁芯有效截面積的乘積減小50，進(jìn)而有效減小了Boost電感磁芯的尺寸。3. 減小輸出電容紋波電流使用交錯(cuò)技術(shù)可以有效降低輸出紋波，如下圖所示表明了在交錯(cuò)boost中輸出二極管電流紋波與輸出紋波的關(guān)系。圖2-14 輸出二極管電流與輸出紋波由圖可以看出，交錯(cuò)工況減半了輸出紋波，代價(jià)是加倍了紋波頻率，單相Boost變換器的輸出電容紋波電流有效值與占空比的關(guān)系如式： (2-20)兩相交錯(cuò)并

29、聯(lián)Boost變換器輸出電容紋波電流有效值與占空比的關(guān)系如式： (2-21)圖2-15是單相Boost變換器和兩相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器中流過(guò)輸出電容的紋波電流有效值與開關(guān)占空比的關(guān)系。可看出，在相同的功率等級(jí)下，兩相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器輸出電容的紋波電流是單相Boost變換器的一半。輸出電容紋波電流有效值的減小，使得由電容等效串聯(lián)電阻引起的功耗降低，減少了電容發(fā)熱量，降低了電流應(yīng)力，提高了變換器的可靠性。圖2-15 輸出電容紋波電流有效值與占空比關(guān)系曲線第三章 電路綜合設(shè)計(jì)本論文研究的是連續(xù)模式下的并聯(lián)交錯(cuò)boost PFC電路，其主要技術(shù)要求見下表：參數(shù)最小值典型值最大值Uin交流輸入

30、180V220V240VUout直流輸出390V400Vfline線路頻率47Hz50Hz63HzPF滿載功率因數(shù)0.9Pout輸出功率3600Wh 滿載效率90%fs開關(guān)頻率100kHz表3-1由于采用兩個(gè)boost單元并聯(lián)運(yùn)行。為了功率平衡分配和實(shí)現(xiàn)均流，兩個(gè)單元的參數(shù)完全相同，每個(gè)單元傳輸功率為總功率的一半。故只要對(duì)其中一個(gè)單元的boost電路進(jìn)行設(shè)計(jì)即可。3.1 主電路連續(xù)工作模式的實(shí)現(xiàn)為了采用經(jīng)濟(jì)可靠的方法使系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)，輸入電流達(dá)到諧波要求，且便于工業(yè)化生產(chǎn)。各地廠家制造了一系列專用于設(shè)計(jì)于功率因數(shù)校正的單片集成控制IC。使用IC來(lái)設(shè)計(jì)功率因數(shù)校正電路，可以使得整體電路設(shè)計(jì)簡(jiǎn)

31、化，降低成本，同時(shí)提高整體可靠性。本論文選用T.I公司的兩相交錯(cuò)式PFC控制器UCC28070，此芯片用于工作在千瓦級(jí)中大功率電流連續(xù)模式下的交錯(cuò)PFC控制，采用帶有電壓前饋的平均電流控制策略，最高控制頻率可達(dá)300kHz，控制簡(jiǎn)圖如3-1。圖3-1 UCC28070應(yīng)用簡(jiǎn)圖圖中，芯片分別采集輸出端，輸入端電壓信號(hào)作為電壓外環(huán)，T1、T2為電流傳感器采集開關(guān)管電流作為電流內(nèi)環(huán),通過(guò)內(nèi)部調(diào)制，輸出兩路交錯(cuò)的脈沖，經(jīng)過(guò)驅(qū)動(dòng)電路后驅(qū)動(dòng)開關(guān)管。3.1.1 UCC28070內(nèi)部結(jié)構(gòu)介紹UCC28070是一款先進(jìn)的PFC控制IC。其內(nèi)部集成了兩相脈寬調(diào)制器，以180°的相位差工作，其有效改善的乘

32、法器設(shè)計(jì)提供給兩相獨(dú)立電流放大器均流的基準(zhǔn)，確保了兩個(gè)PWM輸出在平均電流工作模式下的匹配和穩(wěn)定，形成低畸變的正弦輸入電流。UCC28070包含多種保護(hù)，包括輸出過(guò)電壓檢測(cè)，峰值電流限制，沖擊浪涌電流檢測(cè)，欠壓保護(hù)及反饋開環(huán)保護(hù)等等。除此之外還有最新的電流合成和頻率抖動(dòng)功能以實(shí)現(xiàn)較低的電磁干擾?，F(xiàn)將其分為幾個(gè)模塊結(jié)合管腳功能進(jìn)行介紹。其內(nèi)部等效電路如圖3-2。圖3-2 UCC28070內(nèi)部等效電路1電壓外環(huán) VSENSE管腳通過(guò)外部分壓網(wǎng)絡(luò)采集輸出電壓，與內(nèi)部的3V基準(zhǔn)電壓比較后由內(nèi)部跨導(dǎo)型誤差放大器VA輸出一個(gè)誤差放大信號(hào)，此信號(hào)由管腳VAO外接電壓調(diào)節(jié)環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)到GND，內(nèi)部直接連到乘法器

33、的輸入端。VINAC管腳通過(guò)與VSENSE一樣的外部分壓網(wǎng)絡(luò)采集整流后的輸入電壓，內(nèi)部連在乘法器的另一輸入端，同時(shí)在內(nèi)部生成一個(gè)量化的電壓前饋的除法因子輸入乘法器的負(fù)端，乘法器輸出一個(gè)作為電流環(huán)的基準(zhǔn)信號(hào)，其管腳IMO外接一個(gè)電阻到GND用來(lái)設(shè)置乘法器的增益。2電流內(nèi)環(huán)由電流傳感器T1，T2采集的兩路開關(guān)管電流信號(hào)經(jīng)過(guò)CSA、CSB外部網(wǎng)絡(luò)形成電流環(huán)反饋電壓送入內(nèi)部的兩相跨導(dǎo)電流放大器的反相輸入端；同時(shí)，由乘法器輸出的基準(zhǔn)信號(hào)則分別送入反相放大器的同相輸入端。兩路跨導(dǎo)電流放大器分別各輸出一個(gè)基波信號(hào)，在管腳CAOA和CAOB可以檢測(cè)到這兩路電流放大器的輸出，這兩個(gè)管腳外接阻容網(wǎng)絡(luò)到GND作為電

34、流調(diào)整環(huán)補(bǔ)償。之后，送入兩路PWM比較器的反相輸入端作為調(diào)制信號(hào)，這兩路PWM載波信號(hào)是交互相差180°的，其頻率由內(nèi)部振蕩器的頻率決定。PWM的輸出與時(shí)鐘信號(hào)一起連入RS觸發(fā)器，最后經(jīng)一個(gè)驅(qū)動(dòng)輸出，將比較出來(lái)的調(diào)制脈沖鉗制在13.5V，從GDA、GDB兩個(gè)管腳輸出，這兩路輸出的脈沖在相位上也是交互相差180°的。3電流合成 UCC28070設(shè)計(jì)中最突出的發(fā)明之一就是電流合成器電路， 它可以通過(guò)導(dǎo)通時(shí)的綜合取樣和關(guān)斷后的下斜仿真，同步監(jiān)視瞬時(shí)的電感電流。在GDA、GDB的輸出導(dǎo)通期間，電感電流在開關(guān)管上的反映記錄在CSA、CSB端經(jīng)過(guò)的互感器網(wǎng)絡(luò)上，同時(shí)在VINAC和VSE

35、NSE端連續(xù)監(jiān)視輸入輸出電壓信號(hào)，UCC28070內(nèi)部的電流合成器根據(jù)以上記錄在每相開關(guān)管關(guān)斷之后重新再造一個(gè)同步下降斜率的波形，與CSA、CSB上的波形合成出電感電流的全貌，圖3-3給出電感電流下降斜率的波形。圖3-3 電感電流下降斜率波形通過(guò)對(duì)RSYNTH管腳的外接電阻的選擇，內(nèi)部電路還可以經(jīng)過(guò)調(diào)節(jié)去適應(yīng)寬范圍的電感量，選擇電阻的依據(jù)如下公式： (3-1)其中，為升壓電感，為CSX端的電流檢測(cè)電阻，為電流互感器的匝數(shù)比，則是前后端電壓監(jiān)測(cè)分壓網(wǎng)絡(luò)的衰減系數(shù)。4頻率抖動(dòng)頻率抖動(dòng)用于調(diào)制開關(guān)頻率用以減弱EMI噪聲，提高線路濾波器的能力。UCC28070采用三角波調(diào)制的方法，使得在相同時(shí)間內(nèi)在每

36、個(gè)點(diǎn)延開關(guān)頻率抖動(dòng)，最低頻率到最高頻率的差值定義為抖動(dòng)幅度，中心點(diǎn)即為正常開關(guān)頻率。的變換從兩個(gè)調(diào)制抖動(dòng)幅度減間折返一次的速率定義為抖動(dòng)幅度速率。頻率抖動(dòng)幅度的選擇通過(guò)管腳RDM到GND的電阻設(shè)置，由下式計(jì)算： (3-2) 一旦確定，抖動(dòng)幅度速率可以由CDR到GND的電容設(shè)置決定： (3-3)頻率抖動(dòng)可以由強(qiáng)制來(lái)禁止，或?qū)⑵浣拥絍REF(6V)端的內(nèi)部基準(zhǔn)電壓源，將RDM接到GND，如果需要外部頻率源同步同時(shí)還要求頻率抖動(dòng)，則其需要提供抖動(dòng)幅度及其速率，以便于禁止內(nèi)部抖動(dòng)電路，防止不必要的同步性能。另外，需要指明，由內(nèi)部振蕩器決定，選擇RT管腳外部到GND的外接電阻可直接設(shè)置PWM頻率。其應(yīng)有

37、的最大占空比也可以由DMAX端的電阻設(shè)置。選擇依據(jù)以下公式： (3-4) (3-5)其中，是所需要的最大占空比。5軟啟動(dòng)為保持可控的功率上升，UCC28070設(shè)計(jì)了自適應(yīng)的軟啟動(dòng)。在初始啟動(dòng)時(shí)，一旦超過(guò)0.75V的使能閾值()，SS端的內(nèi)部下拉功能即釋放，1mA的自適應(yīng)軟啟動(dòng)電源就被激活，它可以立刻將SS端拉到0.75V，一旦SS端達(dá)到VSENSE端電壓，10uA的軟啟動(dòng)電流()就被開始工作，通過(guò)選擇軟啟動(dòng)電容，可以調(diào)整有效的軟啟動(dòng)時(shí)間，計(jì)算公式如下： (3-6)系統(tǒng)設(shè)計(jì)需要在重新啟動(dòng)時(shí)可以跟隨前面的關(guān)斷，此時(shí)，如果沒(méi)有完全放電，VSENSE端仍有一定電壓，為了消除因?yàn)槌潆妼?dǎo)致的延遲，使其用1

38、0預(yù)先充到，之后，10電流源控制重復(fù)達(dá)到所要的軟啟動(dòng)斜率，此時(shí)，為： (3-7)式中，是重啟時(shí)的VSENSE端電壓。6PFC使能和禁止UCC28070包含兩個(gè)用于禁止GDX輸出的獨(dú)立電路，其一是VSENSE端：在達(dá)到0.75V之前，幾乎所有的內(nèi)部電路都被禁止，一旦其達(dá)到0.75V且，則振蕩器，乘法器，電流合成器都使能，SS電路開始充電。另外是SS端，其提供一個(gè)外部接口，與整個(gè)電壓環(huán)無(wú)關(guān)，一旦其電壓被拉到0.6V以下時(shí)，內(nèi)部直接將電流基準(zhǔn)輸出拉至GND從而禁止GDX的輸出并保持低電平。7過(guò)壓保護(hù)由于輸出電容有一定范圍，所以過(guò)壓保護(hù)是該芯片所必備的功能，在VSENSE端內(nèi)部有一個(gè)滯環(huán)比較器，當(dāng)高于

39、3.18V（即超出規(guī)定的106%）時(shí)，電流環(huán)基準(zhǔn)輸出即被拉低，禁止了GDX的輸出，禁止后，一旦電壓跌到3.08V時(shí)，又恢復(fù)正常工作。8峰值電流檢測(cè)為防止開關(guān)管峰值電流過(guò)大，在PKLMT端設(shè)計(jì)了峰值電流保護(hù)電路，其基準(zhǔn)比較電壓值由端口外部從VREF（6V）端引入的分壓網(wǎng)絡(luò)決定。一旦電流超出峰值限制，內(nèi)部即禁止PWM比較器的輸出，從而禁止GDX的輸出。9零功率檢測(cè)在電壓誤差放大器的輸出端內(nèi)部有一個(gè)滯環(huán)比較器用來(lái)檢測(cè)電路是否工作在空載或接近空載狀況，當(dāng)V時(shí)，其輸出將直接導(dǎo)致電流環(huán)輸出失效，當(dāng)電壓回升到0.9V時(shí)，又恢復(fù)故障保護(hù)。10過(guò)熱關(guān)斷為保護(hù)芯片，當(dāng)芯片溫度超過(guò)160時(shí)，溫度檢測(cè)比較器即輸出保護(hù)

40、，關(guān)閉全部電路，當(dāng)溫度降到140時(shí)，器件再通過(guò)軟啟動(dòng)恢復(fù)工作。3.2 主電路元件參數(shù)設(shè)計(jì)根據(jù)實(shí)驗(yàn)電路要求和控制芯片的特性，可計(jì)算出主單元boost電路的主要元件參數(shù)。3.2.1 升壓電感1電感值計(jì)算根據(jù)芯片應(yīng)用手冊(cè)資料，引入輸入紋波電流和單個(gè)獨(dú)立電感的紋波電流之比。在兩相交互式PFC中，它是占空比的函數(shù)，由于電感紋波可以對(duì)消，所以允許單個(gè)電感有較大的紋波。的函數(shù)見圖2-13和式2-15。 升壓電感的選擇基于最大允許的紋波電流，在全周期輸入時(shí)，最大紋波出現(xiàn)在底線電壓峰值處。根據(jù)芯片手冊(cè)提供的公式，可以計(jì)算出滿載時(shí)所需電感。 考慮在輕載時(shí)選擇可能的最大電感：選擇平均值作為最后的選擇： (3-8)流

41、過(guò)單個(gè)電感的最大平均電流為： (3-9) 即選擇升壓電感每個(gè)，各需能夠承受11.1A的電流，訂做時(shí)留到20A的裕量，由于是高頻工作，采用鐵氧體磁芯。3.2.2 輸出電容輸出大電容的選擇基于濾除工頻紋波的需要： (3-10)對(duì)于該電容，輸出處峰峰值的電壓紋波為： 根據(jù)計(jì)算，選擇三個(gè)1000uF，耐壓450V的電解電容并聯(lián)。3.2.3 功率開關(guān)管、輸出二極管的選擇功率開關(guān)管和輸出二極管的選擇依賴于其峰值電流和平均電流和所需要承受的電壓，其峰值電流為： (3-11)開關(guān)管、輸出二極管平均電流分別為： (3-12) (3-13)開關(guān)管和二極管所要承受的最大電壓為最高輸出電壓400V.依據(jù)以上計(jì)算，本設(shè)

42、計(jì)選擇FDH44N50作為功率開關(guān)管，選擇兩管封裝DES12x31-06C作為輸出二極管。3.3 PFC控制電路設(shè)計(jì)3.3.1 時(shí)鐘設(shè)置和最大占空比鉗制電阻、用于設(shè)置芯片工作頻率和最大輸出占空比,由式(3-4)、(3-5)計(jì)算： (3-14)為保護(hù)開關(guān)管，最大占空比希望鉗制在0.97以下， (3-15)3.3.2 電壓環(huán)1前后端采樣網(wǎng)絡(luò)、是前后端的電壓采樣分壓網(wǎng)絡(luò)。為減小VSENSE和VINAC端的輸入電流，禁止PFC的功耗同時(shí)避免對(duì)主電路負(fù)載的影響，電阻選用較大的阻值，用三個(gè)電阻串聯(lián)，用于設(shè)置輸出電壓： (3-16)此網(wǎng)絡(luò)也同時(shí)設(shè)定了過(guò)壓保護(hù)OVP的閾值電壓： 另外，為了采樣信號(hào)不受高頻雜波

43、影響，在處并聯(lián)一個(gè)小容值的電容用以濾波，根據(jù)電容的頻率響應(yīng)和工程經(jīng)驗(yàn)，暫選取值為220pF。2電壓環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)用于電壓環(huán)補(bǔ)償?shù)脑O(shè)計(jì)方法基于Llgd-Dixon開發(fā)的補(bǔ)償方法，設(shè)計(jì)方法細(xì)節(jié)可參考其于1990年的發(fā)表，高功率因數(shù)開關(guān)預(yù)調(diào)節(jié)器的最佳化設(shè)計(jì)，這里參考芯片手冊(cè)給出的計(jì)算方法作為選值依據(jù)。電容用于滿足低頻紋波，使其減小到輸出電壓幅度的3%，這樣可以確保高功率因數(shù)值和低的輸入電流畸變。電壓放大器、分壓網(wǎng)絡(luò)的增益為：輸出阻抗用于衰減低頻升壓電容的輸出紋波，令其少于有效輸出電壓的20%（）。下式用于選擇反饋電容。 (3-17)對(duì)于最高的功率因數(shù)，電壓環(huán)的跨越頻率設(shè)置為 電壓環(huán)補(bǔ)償電阻放置一個(gè)極點(diǎn)在

44、變換器的電壓環(huán)跨越頻率處，電壓環(huán)補(bǔ)償電容用于增加電壓環(huán)增益，并給出足夠的相移空間，零點(diǎn)加入電壓環(huán)要在1/10的跨越頻率處。 (3-18)3.3.3 電流環(huán)1峰值電流限制 在PKLMT管腳處外接和可以調(diào)節(jié)內(nèi)部的峰值電流限制比較器，由芯片手冊(cè)，將此值設(shè)為4V以上可以完整利用3V的平均電流監(jiān)測(cè)范圍，本設(shè)計(jì)設(shè)為4V。將預(yù)設(shè)為3.65k，則 (3-19)2電流反饋采樣 實(shí)驗(yàn)供選擇的電流互感器有三種型號(hào)：CS4050V-01L、CS4100V-01L和CS4200V-01L，原副邊匝數(shù)比分別為1 : 50、1 : 100 和1 : 200，選擇的依據(jù)是以原邊電流的頻率決定的，根據(jù)選型手冊(cè)，100k的電流頻

45、率需選用匝數(shù)比為1 : 200的互感器，故選擇CS4200V-01L信號(hào)的互感器?；ジ衅鳈z測(cè)電阻是基于電流峰值限制的基準(zhǔn)電壓的，本設(shè)計(jì)中，將允許的峰值電流反映在限制模塊的基準(zhǔn)設(shè)為4V，這里留10%的裕量。 (3-20)另外，互感器為保持最高占空比下的伏秒積分，需要為其設(shè)計(jì)一個(gè)復(fù)位網(wǎng)絡(luò)，電阻用于互感器的復(fù)位，設(shè)計(jì)的原則是，在最高占空比、同樣的峰值電流下，上的復(fù)位壓降可以抵消互感器導(dǎo)通期間上的壓降。 (3-21)3電流環(huán)補(bǔ)償由于UCC28070是以采集開關(guān)管電流來(lái)合成電感電流的，RSYNTH端接一個(gè)電阻設(shè)置電流，計(jì)算時(shí)，選用最大的升壓電感值，由式(3-1)可得： (3-22)乘法器輸出端外接設(shè)置用

46、來(lái)使線路工作在乘法器的線性區(qū)，根據(jù)以下公式計(jì)算： (3-23)PFC的電流環(huán)通常設(shè)計(jì)成1/101/6之間的開關(guān)頻率的范圍，在這里設(shè)為1/10，為了合適的補(bǔ)償電流環(huán)，要計(jì)算電流環(huán)的功率級(jí)增益Gps，在電流環(huán)覆蓋處，選擇Rzc、Czc、Cpc如下：是作為電流放大器的跨導(dǎo)電流放大器增益: (3-24) 3.3.4 軟啟動(dòng)和頻率抖動(dòng)模式設(shè)置1軟啟動(dòng)在SS管腳外接電容來(lái)設(shè)置軟啟動(dòng)時(shí)間，本設(shè)計(jì)設(shè)置為0.2s，由式3-6可以計(jì)算： (3-25)2頻率抖動(dòng)設(shè)置（減小EMI）由芯片結(jié)構(gòu)介紹可知，使IC工作在頻率抖動(dòng)的不定頻模式可以減小EMI。外接的和用來(lái)設(shè)置頻率抖動(dòng)幅度和速率。對(duì)于本設(shè)計(jì)，采用默認(rèn)抖動(dòng)設(shè)置：，由

47、式(3-2)、(3-3)可計(jì)算：對(duì)應(yīng)的電阻電容設(shè)置為： (3-26)3.4 外圍電路設(shè)計(jì)3.4.1 驅(qū)動(dòng)電路Mosfet的驅(qū)動(dòng)選用MIC4422的IC，這是一款低功耗MOSFET場(chǎng)效應(yīng)管驅(qū)動(dòng)芯片，1和8腳是電源腳（VS），2腳是輸入腳（IN)，3腳是空腳(NC)，4和5腳是接地腳（GND），6和7腳是輸出腳（OUT）。其應(yīng)用電路如圖3-4：圖3-4 MIC4422驅(qū)動(dòng)電路電源采用12V，在電源腳到電源之間接1uF的電容用以穩(wěn)定電壓，同時(shí)加一個(gè)0.1uF的旁路去耦電容，上拉一個(gè)小電阻為消除電壓毛刺。另外，從降低開關(guān)損耗的觀點(diǎn)要求驅(qū)動(dòng)波形前后沿越陡越好，驅(qū)動(dòng)源是理想電壓源。但是一般的開關(guān)器件，除了

48、帶有驅(qū)動(dòng)電路的功率模塊以外，柵極驅(qū)動(dòng)電路不可能做到與柵極連線最短，連線電感是不可避免的。線路電感與輸入電容在驅(qū)動(dòng)電壓激勵(lì)下會(huì)引起嚴(yán)重的振蕩，使驅(qū)動(dòng)無(wú)法正常工作。為此，一般總在MOSFET柵極串聯(lián)一個(gè)電阻，對(duì)振蕩阻尼在可接受范圍內(nèi)。但是，電阻的加入破壞了驅(qū)動(dòng)的電壓特性，限制了驅(qū)動(dòng)電流，降低了前后沿陡度，驅(qū)動(dòng)波形前沿出現(xiàn)明顯指數(shù)上升特性，加大導(dǎo)通損耗和關(guān)斷損耗。因此，柵極電阻不能太大，只要抑制振蕩就行。折中考慮，從根本上應(yīng)當(dāng)盡量縮短?hào)艠O與驅(qū)動(dòng)連接距離。這里選用經(jīng)驗(yàn)值3.3的驅(qū)動(dòng)電阻。由于MOSFET的柵源極之間有結(jié)電容的存在，每次導(dǎo)通時(shí)結(jié)電容都會(huì)充電，為使結(jié)電容上電壓不至于太高而損壞MOSFET，

49、需要在柵源極之間并聯(lián)一個(gè)放電電阻，以便在脈沖關(guān)斷時(shí)將結(jié)電容上的電壓放去，根據(jù)結(jié)電容的大小和關(guān)斷時(shí)間選擇此放電電阻，根據(jù)工程經(jīng)驗(yàn)，選擇值為10k。3.4.2 繼電保護(hù)電路為提高電路效率同時(shí)增加安全可靠性，使用繼電器控制前端電流路徑，電路圖如下：圖3-5工作原理與過(guò)程介紹如下：1TL431是一種并聯(lián)穩(wěn)壓集成電路。其內(nèi)部等效為一個(gè)精密的2.5V基準(zhǔn)電壓源、一個(gè)電壓比較器和一個(gè)輸出開關(guān)管組成，當(dāng)輸入在2.5V以下時(shí)，其呈現(xiàn)關(guān)斷狀態(tài)，一旦比較輸入大于2.5V時(shí)，其立即導(dǎo)通。這里使用TL431來(lái)構(gòu)成繼電器控制電路。2如圖3-5所示，UCC28070工作之前，輸入側(cè)電流流經(jīng)一個(gè)負(fù)溫度系數(shù)的電阻以用來(lái)限流。當(dāng)

50、主電路輸出達(dá)到324V時(shí)，即輸入220V且UCC28070開始輸出脈沖一段時(shí)間時(shí)，由分壓網(wǎng)絡(luò)得到一個(gè)2.5V的比較電壓輸入TL431，此刻，TL431立刻導(dǎo)通，輸出連接一個(gè)P溝道增強(qiáng)型MOSFET，上端是12V電源，這時(shí)MOSFET導(dǎo)通，由圖可見，繼電器吸合，改變主電路輸入側(cè)電流流向，電流自繼電器流過(guò)，避免了負(fù)溫度系數(shù)電阻串聯(lián)在電路中引起的損耗。3在輸出電壓回落時(shí)，TL431截止，從而MOSFET截止，繼電器失電而斷開，此時(shí)繼電器線圈由于電感效應(yīng)需要放電回路，由圖可見，在繼電器線圈上反并聯(lián)一個(gè)二極管和電阻串聯(lián)作為線圈的放電回路。3.4.3 輔助電源輔助電源用以給繼電器和MOSFET開關(guān)驅(qū)動(dòng)IC

51、提供一個(gè)+12V的電源，設(shè)計(jì)基于TL431構(gòu)成的穩(wěn)壓電路來(lái)實(shí)現(xiàn)，如圖3-6。圖3-6工作原理介紹如下：一個(gè)+15V的電壓來(lái)自外接的開關(guān)電源，輸出一個(gè)+12V的電壓。當(dāng)輸出由于外界干擾上漂到+12V以上時(shí)，由電阻分壓得到一個(gè)高于2.5V的電壓，此時(shí)，TL431導(dǎo)通，三極管基極電壓被拉到低，三極管截止，+15V電 壓與輸出斷開，停止供電，輸出由外部負(fù)載漸漸拉低。反之，當(dāng)輸出低于+12V時(shí)，TL431截止，基極被拉到15V，三極管導(dǎo)通，輸出上升。這樣，就構(gòu)成了一個(gè)簡(jiǎn)單的三極管穩(wěn)壓電路。3.4.4 濾波電路為消除電磁干擾，需要設(shè)計(jì)前級(jí)濾波電路，設(shè)計(jì)如圖3-7。圖3-7該濾波電路分別由x電容，y電容，共模電感和諧振濾波器組成。其中，x電容、y電容和共模電感由工程經(jīng)驗(yàn)值選?。?， ， (3-27)諧振濾波器的選取取決于需要濾除的頻率，在這里，開關(guān)管為100k，故從整流橋后端反射的雜波也是100k，要求比較精確，由于電容值不能任意，故需先選擇諧振電容，由此可計(jì)算諧振電感得： (3-28)第四章 仿真及試驗(yàn)結(jié)果4.1