實驗二脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)實驗01_第1頁
實驗二脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)實驗01_第2頁
實驗二脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)實驗01_第3頁
實驗二脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)實驗01_第4頁
實驗二脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)實驗01_第5頁
已閱讀5頁,還剩6頁未讀, 繼續(xù)免費閱讀

下載本文檔

版權(quán)說明:本文檔由用戶提供并上傳,收益歸屬內(nèi)容提供方,若內(nèi)容存在侵權(quán),請進行舉報或認領(lǐng)

文檔簡介

1、實驗二 脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)實驗一、實驗?zāi)康? 掌握脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)的原理。2 掌握脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)系統(tǒng)的動態(tài)范圍和頻率特性的定義及測量方法。3 了解脈沖編碼調(diào)制信號的頻譜特性。4 了解大規(guī)模集成電路TP3067的使用方法。二、實驗內(nèi)容1 觀察脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)的結(jié)果,觀察調(diào)制信號與基帶信號之間的關(guān)系。2 改變基帶信號的幅度,觀察脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)信號的信噪比的變化情況。3 改變基帶信號的頻率,觀察脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)信號幅度的變化情況。4 觀察脈沖編碼調(diào)制信號的頻譜。三、實驗器材1. 信號源模塊2. 模擬信號數(shù)字化模塊3. 終端模塊(可選)4. 頻譜分析模塊5. 20M雙蹤示波器 一臺6.

2、音頻信號發(fā)生器(可選) 一臺7. 立體聲單放機(可選) 一臺8. 立體聲耳機 一副9. 連接線 若干四、實驗原理模擬信號進行抽樣后,其抽樣值還是隨信號幅度連續(xù)變化的,當這些連續(xù)變化的抽樣值通過有噪聲的信道傳輸時,接收端就不能對所發(fā)送的抽樣準確地估值。如果發(fā)送端用預(yù)先規(guī)定的有限個電平來表示抽樣值,且電平間隔比干擾噪聲大,則接收端將有可能對所發(fā)送的抽樣準確地估值,從而有可能消除隨機噪聲的影響。脈沖編碼調(diào)制(PCM)簡稱為脈碼調(diào)制,它是一種將模擬語音信號變換成數(shù)字信號的編碼方式。脈碼調(diào)制的過程如圖8-1所示。PCM主要包括抽樣、量化與編碼三個過程。抽樣是把時間連續(xù)的模擬信號轉(zhuǎn)換成時間離散、幅度連續(xù)的

3、抽樣信號;量化是把時間離散、幅度連續(xù)的抽樣信號轉(zhuǎn)換成時間離散幅度離散的數(shù)字信號;編碼是將量化后的信號編碼形成一個二進制碼組輸出。國際標準化的PCM碼組(電話語音)是八位碼組代表一個抽樣值。編碼后的PCM碼組,經(jīng)數(shù)字信道傳輸,在接收端,用二進制碼組重建模擬信號,在解調(diào)過程中,一般采用抽樣保持電路。預(yù)濾波是為了把原始語音信號的頻帶限制在3003400Hz左右,所以預(yù)濾波會引入一定的頻帶失真。發(fā)送端接收端模擬信源抽樣器預(yù)濾波器模擬終端波形編碼器量化、編碼數(shù)字信道波形解碼器重建濾波器抽樣保持、低通 圖8-1 PCM 調(diào)制原理框圖在整個PCM系統(tǒng)中,重建信號的失真主要來源于量化以及信道傳輸誤碼,通常,用

4、信號與量化噪聲的功率比,即信噪比S/N來表示,國際電報電話咨詢委員會(ITU-T)詳細規(guī)定了它的指標,還規(guī)定比特率為64kb/s,使用A律或律編碼律。下面將詳細介紹PCM編碼的整個過程,由于抽樣原理已在前面實驗中詳細討論過,故在此只講述量化及編碼的原理。1 量化從數(shù)學(xué)上來看,量化就是把一個連續(xù)幅度值的無限數(shù)集合映射成一個離散幅度值的有限數(shù)集合。如圖8-2所示,量化器Q輸出L個量化值,k=1,2,3,L。常稱為重建電平或量化電平。當量化器輸入信號幅度落在與之間時,量化器輸出電平為。這個量化過程可以表達為:模擬入量化器量化值這里稱為分層電平或判決閾值。通常稱為量化間隔。圖8-2 模擬信號的量化模擬

5、信號的量化分為均勻量化和非均勻量化,我們先討論均勻量化。把輸入模擬信號的取值域按等距離分割的量化稱為均勻量化。在均勻量化中,每個量化區(qū)間的量化電平均取在各區(qū)間的中點,如圖8-3所示。其量化間隔(量化臺階)取決于輸入信號的變化范圍和量化電平數(shù)。當輸入信號的變化范圍和量化電平數(shù)確定后,量化間隔也被確定。例如,輸入信號的最小值和最大值分用a和b表示,量化電平數(shù)為M,那么,均勻量化的量化間隔為:0 量化誤差 信號實際值信號量化值圖8-3 均勻量化過程示意圖量化器輸出為: 當式中為第個量化區(qū)間的終點,可寫成 為第個量化區(qū)間的量化電平,可表示為 上述均勻量化的主要缺點是,無論抽樣值大小如何,量化噪聲的均方

6、根值都固定不變。因此,當信號較小時,則信號量化噪聲功率比也就很小,這樣,對于弱信號時的量化信噪比就難以達到給定的要求。通常,把滿足信噪比要求的輸入信號取值范圍定義為動態(tài)范圍,可見,均勻量化時的信號動態(tài)范圍將受到較大的限制。為了克服這個缺點,實際中,往往采用非均勻量化。非均勻量化是根據(jù)信號的不同區(qū)間來確定量化間隔的。對于信號取值小的區(qū)間,其量化間隔也?。环粗?,量化間隔就大。它與均勻量化相比,有兩個突出的優(yōu)點。首先,當輸入量化器的信號具有非均勻分布的概率密度(實際中常常是這樣)時,非均勻量化器的輸出端可以得到較高的平均信號量化噪聲功率比;其次,非均勻量化時,量化噪聲功率的均方根值基本上與信號抽樣值

7、成比例。因此量化噪聲對大、小信號的影響大致相同,即改善了小信號時的量化信噪比。實際中,非均勻量化的實際方法通常是將抽樣值通過壓縮再進行均勻量化。通常使用的壓縮器中,大多采用對數(shù)式壓縮。廣泛采用的兩種對數(shù)壓縮律是壓縮律和A壓縮律。美國采用壓縮律,我國和歐洲各國均采用A壓縮律,因此,本實驗?zāi)K采用的PCM編碼方式也是A壓縮律。所謂A壓縮律也就是壓縮器具有如下特性的壓縮律:未壓縮(1)(2)(3)(4)(5)(6)(7)(8) 0A律壓擴特性是連續(xù)曲線,A值不同壓擴特性亦不同,在電路上實現(xiàn)這樣的函數(shù)規(guī)律是相當復(fù)雜的。實際中,往往都采用近似于A律函數(shù)規(guī)律的13折線(A=87.6)的壓擴特性。這樣,它基

8、本上保持了連續(xù)壓擴特性曲線的優(yōu)點,又便于用數(shù)字電路實現(xiàn),本實驗?zāi)K中所用到的PCM編碼芯片TP3067正是采用這種壓擴特性來進行編碼的。圖8-4示出了這種壓擴特性。圖8-4 13折線表8-1列出了13折線時的值與計算值的比較。表 8-10101按折線分段時的01段落12345678斜率16168421表中第二行的值是根據(jù)時計算得到的,第三行的值是13折線分段時的值??梢姡?3折線各段落的分界點與曲線十分逼近,同時按2的冪次分割有利于數(shù)字化。2 編碼所謂編碼就是把量化后的信號變換成代碼,其相反的過程稱為譯碼。當然,這里的編碼和譯碼與差錯控制編碼和譯碼是完全不同的,前者是屬于信源編碼的范疇。在現(xiàn)有

9、的編碼方法中,若按編碼的速度來分,大致可分為兩大類:低速編碼和高速編碼。通信中一般都采用第二類。編碼器的種類大體上可以歸結(jié)為三類:逐次比較型、折疊級聯(lián)型、混合型。本實驗?zāi)K中的編碼芯片TP3067采用的是逐次比較型。在逐次比較型編碼方式中,無論采用幾位碼,一般均按極性碼、段落碼、段內(nèi)碼的順序。下面結(jié)合13折線的量化來加以說明。表8-2 段落碼 表8-3 段內(nèi)碼段落序號段落碼量化級段內(nèi)碼8111151111141110711013110112110061011110111010105100910018100040117011160110301050101401002001300112001010

10、001000100000在13折線法中,無論輸入信號是正是負,均按8段折線(8個段落)進行編碼。若用8位折疊二進制碼來表示輸入信號的抽樣量化值時,其中用第一位表示量化值的極性,其余7位(第二位至第八位)則表示抽樣量化值的絕對大小。具體的做法是:用第二至第四位表示段落碼,它的8種可能狀態(tài)來分別代表8個段落的起點電平。其它4位表示段內(nèi)碼,它的16種可能狀態(tài)來分別代表每一段落的16個均勻劃分的量化級。這樣處理的結(jié)果,8個段落被劃分成27128個量化級。段落碼和8個段落之間的關(guān)系如表8-2所示;段內(nèi)碼與16個量化級之間的關(guān)系見表8-3??梢?,上述編碼方法是把壓縮、量化和編碼合為一體的方法。本實驗采用大

11、規(guī)模集成電路TP3067對語音信號進行PCM編、解碼。TP3067在一個芯片內(nèi)部集成了編碼電路和譯碼電路,是一個單路編譯碼器。其編碼速率為2.048MHz,每一幀數(shù)據(jù)為8位,幀同步信號為8KHz。模擬信號在編碼電路中,經(jīng)過抽樣、量化、編碼,最后得到PCM編碼信號。在單路編譯碼器中,經(jīng)變換后的PCM碼是在一個時隙中被發(fā)送出去的,在其他的時隙中編譯碼器是沒有輸出的,即對一個單路編譯碼器來說,它在一個PCM幀(32個時隙)里,只在一個特定的時隙中發(fā)送編碼信號。同樣,譯碼電路也只是在一個特定的時隙(此時隙應(yīng)與發(fā)送時隙相同,否則接收不到PCM編碼信號)里才從外部接收PCM編碼信號,然后進行譯碼,經(jīng)過帶通

12、濾波器、放大器后輸出。具體電路圖如圖8-4所示。圖8-4 PCM編譯碼電路原理圖下面對PCM編譯碼專用集成電路TP3067芯片做一些簡單的介紹。圖8-5為TP3067的內(nèi)部結(jié)構(gòu)方框圖,圖8-6是TP3067的管腳排列圖。圖8-5 TP3067邏輯方框圖44圖8-6 TP3067管腳排列圖1 TP3067管腳的功能(1)VPO+:接收功率放大器的非倒相輸出(2)GNDA:模擬地,所有信號均以該引腳為參考點(3)VPO-:接收功率放大器的倒相輸出(4)VPI:接收功率放大器的倒相輸入(5)VFRO:接收濾波器的模擬輸出(6)Vcc:正電源引腳,Vcc=+5V+5%(7)FSR:接收幀同步脈沖,它啟

13、動BCLKR,于是PCM數(shù)據(jù)移入DR,F(xiàn)SR為8KHz脈沖序列。(8)DR:接收數(shù)據(jù)幀輸入。PCM數(shù)據(jù)隨著FSR前沿移入DR。(9)BCLKR/CLKSESL:在FSR的前沿把輸入移入DR時位時鐘,其頻率可以從64KHz至2.048MHz。另一方面它也可能是一個 邏輯輸入,以此為在同步模式中的主時鐘選擇頻率1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz,BCLKR用在發(fā)送和接收兩個方向。(10)MCLKR/PDN:接收主時鐘,其頻率可以為1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz。它允許與MCLKx異步,但為了取得最佳性能應(yīng)當與MCLKx同步,當MCLKR連續(xù)連在低電位時,CL

14、Kx被選用為所有內(nèi)部定時,當MCLKR連續(xù)工作在高電位時,器件就處于掉電模式。(11)MCLKx:發(fā)送主時鐘,其頻率可以是1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz,它允許與MCLKR異步,同步工作能實現(xiàn)最佳性能。(12)BCLKx:把PCM數(shù)據(jù)從Dx上移出的位時鐘,其頻率可以從64KHz至2.048MHz,但必須與MCLKx同步。(13)Dx:由FSx啟動的三態(tài)PCM數(shù)據(jù)輸出。(14)FSx:發(fā)送幀同步脈沖輸入,它啟動BCLKx并使Dx上PCM數(shù)據(jù)移出到Dx上。(15):開漏輸出。在編碼器時隙內(nèi)為低脈沖。(16)ANLB:模擬環(huán)路控制輸入,在正常工作時必須置為邏輯“0”,當拉到邏輯

15、“1”時,發(fā)送濾波器和發(fā)送前置放大器輸出的連接線被斷開,而改為和接收功率放大器的VPO+輸出連接。(17)GSx:發(fā)送輸入放大器的模擬輸出,用來在外部調(diào)節(jié)增益。(18)VFxI-:發(fā)送輸入放大器的倒相輸入。(19)VFxI+:發(fā)送輸入放大器的非倒相輸入。(20)VBB:負電源引腳,VBB=-5V+5%。2 功能說明 上電當開始上電瞬間,加壓復(fù)位電路啟動COMBO并使它處于掉電狀態(tài),所有非主要電路都失效,而Dx、VFRO、VPO-、VPO+均處于高阻抗狀態(tài)。為了使器件上電,一個邏輯低電平或時鐘脈沖必須作用在MCLKR/PDN引腳上,并且FSx和FSR脈沖必須存在。于是有兩種掉電控制模式可以利用。

16、在第一種中MCLKR/PDN引腳電位被拉高。在另一種模式中使FSx和FSr二者的輸入均連續(xù)保持低電平,在最后一個FSx或FSr脈沖之后相隔2ms左右,器件將進入掉電狀態(tài),一旦第一個FSx和FSr脈沖出現(xiàn),上電就會發(fā)生。三態(tài)數(shù)據(jù)輸出將停留在高阻抗狀態(tài)中,一直到第二個FSx脈沖出現(xiàn)。 同步工作在同步工作中,對于發(fā)送和接收兩個方向應(yīng)當用相同的主時鐘和位時鐘,在這一模式中,MCLKx上必須有時鐘信號在起作用,而MCLKR/PDN引腳則起了掉電控制作用。MCLKR/PDN上的低電平使器件上電,而高電平則使器件掉電。這兩種情況中,不論發(fā)送或接收方向,MCLKx都用作為主時鐘輸入,位時鐘也必須作用在MCLK

17、x上,對于頻率為1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz的主時鐘,BCLKR/CLKEL可用來選擇合適的內(nèi)部分頻器,在1.544MHz工作狀態(tài)下,本器件可自動補償每幀內(nèi)的第193個時鐘脈沖。當BCLKR/CLKSEL引腳上的電平固定時,BCLKx將被選為發(fā)送和接收方向兼用的位時鐘。表3-1說明可選用的工作頻率,其值視BCLKx/CLKSEL的狀態(tài)而定。在同步模式中,位時鐘BCLKx可以從64KHz變至2.048MHz,但必須與MCLKx同步。每一個FSx脈沖標志著編碼周期的開始,而在BCLKx的正沿上,從前一個編碼周期來的PCM數(shù)據(jù)從已啟動的Dx輸出中移出。在8個時鐘周期后,三態(tài)D

18、x輸出恢復(fù)到高阻抗狀態(tài)。隨著FSR脈沖來臨,依賴BCLKx(或在運行中的BCLKR)負沿上的DR輸入,PCM數(shù)據(jù)被鎖定,F(xiàn)Sx和FSR必須與MCLKx或MCLKR同步。表8-4 主時鐘頻率的選擇BCLKR/CLKSEL被選主時鐘頻率TP3067時鐘012.048MHZ1.536MHZ1.544MHZ2.048MHZ 異步工作在異步工作狀態(tài)中,發(fā)送和接收時鐘必須獨立設(shè)置,MCLK和MCLR必須為2.048MHz,只要把靜態(tài)邏輯電平加到MCLKx/PDN引腳上,就能實現(xiàn)這一點。FSx啟動每個編碼周期而且必須與MCLKx和BCLKx保持同步。FSR啟動每一個譯碼周期而且必須與BCLKR同步。BCLK

19、R必須為時鐘信號。列于表8-4中的邏輯電平對于異步模式是不成立的。BCLKx和BCLKR工作頻率可從64KHz變到2.048MHz。 短幀同步工作COMBO既可以用短幀,也可以用長幀同步脈沖,在加電開始時,器件采用短幀模式。在這種模式中,F(xiàn)Sx和FSr這兩個幀同步脈沖的長度均為一個位時鐘周期。在BCLKx的下降邊沿當FSx為高時,BCLKx的下一個上升邊沿可啟動輸出符號位的三態(tài)輸出Dx的緩沖器,緊隨其后的7個上升邊沿以時鐘送出剩余的7個位,而下一個下降邊沿則阻止Dx輸出。在BCLKR的下降邊沿當FSr為高時(BCLKx在同步模式),其下一個的下降邊沿將鎖住符號位,跟隨其后的7個下降邊沿鎖住剩余

20、的7個保留位。 長幀同步工作為了應(yīng)用長幀模式,F(xiàn)Sx和FSr這兩個幀同步脈沖的長度等于或大于位時鐘周期的三倍。在64KHZ工作狀態(tài)中,幀同步脈沖至少要在160ns內(nèi)保持低電位。隨著FSx或BCLKx的上升沿(無論哪一個先到)來到,Dx三態(tài)輸出緩沖器啟動,于是被時鐘移出的第一比特為符號位,以后到來的BCLKx的7個上升沿以時鐘移出剩余的7位碼。隨著第8個上升沿或FSx變低(無論哪一個后發(fā)生),Dx輸出由BCLKx的下降沿來阻塞,在以后8個BCLKR的下降沿(BCLKR),接收幀同步脈沖FSR的上升沿將鎖住DR的PCM數(shù)據(jù)。 發(fā)送部件發(fā)送部件的輸入端為一個運算放大器,并配有兩個調(diào)整增益的外接電阻。

21、在低噪聲和寬頻帶條件下,整個音頻通帶內(nèi)的增益可達20dB以上。該運算放大器驅(qū)動一個增益為1的濾波器(由RC有源前置濾波器組成),后面跟隨一個時鐘頻率為256KHz的8階開關(guān)電容帶通濾波器。該濾波器的輸出直接驅(qū)動編碼器的抽樣保持電路。在制造中配入一個精密電壓基準,以便提供額定峰值為2.5V的輸入過載(tmax)。FSx幀同步脈沖控制濾波器輸出的抽樣,然后逐次逼近的編碼周期就開始。8位碼裝入緩沖器內(nèi),并在下一個FSx脈沖下通過Dx移出,整個編碼時延近似地等于165ns加上125ns(由于編碼時延),其和為290ns。 接收部件接收部件包括一個擴展DAC(數(shù)模轉(zhuǎn)換器),而它又驅(qū)動一個時鐘頻率為256

22、KHz的5階開關(guān)電容低通濾波器。譯碼器時依照A律(TP3067)設(shè)計的,而5階低通濾波器矯正8KHz抽樣保持電路所引起的sinx/x衰減。在濾波器后跟隨一個其輸出在VFRO上的2階RC低通后置濾波器。接收部件的增益為1,但利用功率放大器可加大增益。當FSr出現(xiàn)時在后續(xù)的8個BCLKR(BCLKx)的下降邊沿,DR輸入端上的數(shù)據(jù)將被時鐘控制。在譯碼器的終端,譯碼循環(huán)就開始了。 接收功率放大器兩個倒相模式的功率放大器用來直接驅(qū)動一個匹配的線路接口電路。本編譯碼器的功能比較強,它既可以進行A律變換,也可以進行u律變換,它的數(shù)據(jù)既可以固定速率傳送,也可以變速率傳送,它既可以傳輸信令幀也可以選擇它傳送無

23、信令幀,并且還可以控制它處于低功耗備用狀態(tài),到底使用它的什么功能可由用戶通過一些控制來選擇。在實驗中我們選擇它進行A律變換,以2.048Mbit來傳送信息,信令幀為無信令幀,它的發(fā)送時序與接收時序直接受FSx和FSR控制。 還有一點,編譯碼器一般都有一個PDN降功耗控制端,PDN=1時,編譯碼能正常工作,PDN=0,編譯碼器處于低功耗狀態(tài),這時編譯碼器其它功能都不起作用,我們在設(shè)計時,可以實現(xiàn)對編譯碼器的降功耗控制,這時,用戶摘機,編譯碼器工作,用戶掛機,編譯碼器低功耗。 五、實驗步驟1 將信號源模塊、模擬信號數(shù)字化模塊、終端模塊、頻譜分析模塊小心地固定在主機箱中,確保電源接觸良好。2 插上電

24、源線,打開主機箱右側(cè)的交流開關(guān),再分別按下四個模塊中的開關(guān)POWER1、POWER2、S2、S3,對應(yīng)的發(fā)光二極管LED001、LED002、D200、D201、LED600、LED300、LED301發(fā)光,按一下信號源模塊的復(fù)位鍵,四個模塊均開始工作。3 將信號源模塊的撥碼開關(guān)SW101、SW102設(shè)置為0000000 0000001。4 將信號源模塊產(chǎn)生的正弦波信號(頻率2.5KHz,峰-峰值為3V)從點“S-IN”輸入模擬信號數(shù)字化模塊,將信號源模塊的信號輸出點“64K”、“8K”“BS”分別與模擬信號數(shù)字化模塊的信號輸入點“CLKB-IN”、“FRAMB-IN”、“2048K-IN”連

25、接,觀察信號輸出點“PCMB-OUT”的波形。將該點的信號送入頻譜分析模塊,觀察該點信號的頻譜,記錄下來。5 連接“CLKB-IN”和“CLK2-IN”,“FRAMB-IN”和“FRAM2-IN”,連接信號輸出點“PCMB-OUT”和信號輸入點“PCM2-IN”,觀察信號輸出點“OUT”的波形。將該點的信號送入頻譜分析模塊,觀察該點信號的頻譜,記錄下來。6 改變輸入正弦信號的幅度,使其峰-峰值分別等于和大于5V(若幅度無法達到5V,可將輸入正弦信號先通過信號源模塊的模擬信號放大通道,再送入模擬信號數(shù)字化模塊),將示波器探頭分別接在信號輸出點“OUT”、“PCMB-OUT”上,觀察滿載和過載時的脈沖幅度調(diào)制和解調(diào)波形,記錄下來(應(yīng)可觀察到,當輸入正弦波信號幅度大于5V時,PCM解碼信號中帶有明顯的噪聲)。7 改變輸入正弦信號的頻率,使其頻率分別大于3400Hz或小于300Hz,觀察點“OUT”、“PCMB-OUT”,記錄下來(應(yīng)可觀察到,當輸入正弦波的頻率大于3400Hz或小于300Hz時,PCM解碼信號幅度急劇減?。? 用單放機或音頻信號發(fā)生器的輸出信號代替信號源模塊的正弦波,從點“S-IN”輸入模擬信號數(shù)

溫馨提示

  • 1. 本站所有資源如無特殊說明,都需要本地電腦安裝OFFICE2007和PDF閱讀器。圖紙軟件為CAD,CAXA,PROE,UG,SolidWorks等.壓縮文件請下載最新的WinRAR軟件解壓。
  • 2. 本站的文檔不包含任何第三方提供的附件圖紙等,如果需要附件,請聯(lián)系上傳者。文件的所有權(quán)益歸上傳用戶所有。
  • 3. 本站RAR壓縮包中若帶圖紙,網(wǎng)頁內(nèi)容里面會有圖紙預(yù)覽,若沒有圖紙預(yù)覽就沒有圖紙。
  • 4. 未經(jīng)權(quán)益所有人同意不得將文件中的內(nèi)容挪作商業(yè)或盈利用途。
  • 5. 人人文庫網(wǎng)僅提供信息存儲空間,僅對用戶上傳內(nèi)容的表現(xiàn)方式做保護處理,對用戶上傳分享的文檔內(nèi)容本身不做任何修改或編輯,并不能對任何下載內(nèi)容負責(zé)。
  • 6. 下載文件中如有侵權(quán)或不適當內(nèi)容,請與我們聯(lián)系,我們立即糾正。
  • 7. 本站不保證下載資源的準確性、安全性和完整性, 同時也不承擔用戶因使用這些下載資源對自己和他人造成任何形式的傷害或損失。

最新文檔

評論

0/150

提交評論