實驗二脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)實驗01

1、實驗二 脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)實驗一、實驗?zāi)康? 掌握脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)的原理。2 掌握脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)系統(tǒng)的動態(tài)范圍和頻率特性的定義及測量方法。3 了解脈沖編碼調(diào)制信號的頻譜特性。4 了解大規(guī)模集成電路TP3067的使用方法。二、實驗內(nèi)容1 觀察脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)的結(jié)果，觀察調(diào)制信號與基帶信號之間的關(guān)系。2 改變基帶信號的幅度，觀察脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)信號的信噪比的變化情況。3 改變基帶信號的頻率，觀察脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)信號幅度的變化情況。4 觀察脈沖編碼調(diào)制信號的頻譜。三、實驗器材1. 信號源模塊2. 模擬信號數(shù)字化模塊3. 終端模塊（可選）4. 頻譜分析模塊5. 20M雙蹤示波器 一臺6.

2、音頻信號發(fā)生器（可選） 一臺7. 立體聲單放機（可選） 一臺8. 立體聲耳機 一副9. 連接線 若干四、實驗原理模擬信號進行抽樣后，其抽樣值還是隨信號幅度連續(xù)變化的，當這些連續(xù)變化的抽樣值通過有噪聲的信道傳輸時，接收端就不能對所發(fā)送的抽樣準確地估值。如果發(fā)送端用預(yù)先規(guī)定的有限個電平來表示抽樣值，且電平間隔比干擾噪聲大，則接收端將有可能對所發(fā)送的抽樣準確地估值，從而有可能消除隨機噪聲的影響。脈沖編碼調(diào)制（PCM）簡稱為脈碼調(diào)制，它是一種將模擬語音信號變換成數(shù)字信號的編碼方式。脈碼調(diào)制的過程如圖8-1所示。PCM主要包括抽樣、量化與編碼三個過程。抽樣是把時間連續(xù)的模擬信號轉(zhuǎn)換成時間離散、幅度連續(xù)的

3、抽樣信號；量化是把時間離散、幅度連續(xù)的抽樣信號轉(zhuǎn)換成時間離散幅度離散的數(shù)字信號；編碼是將量化后的信號編碼形成一個二進制碼組輸出。國際標準化的PCM碼組（電話語音）是八位碼組代表一個抽樣值。編碼后的PCM碼組，經(jīng)數(shù)字信道傳輸，在接收端，用二進制碼組重建模擬信號，在解調(diào)過程中，一般采用抽樣保持電路。預(yù)濾波是為了把原始語音信號的頻帶限制在3003400Hz左右，所以預(yù)濾波會引入一定的頻帶失真。發(fā)送端接收端模擬信源抽樣器預(yù)濾波器模擬終端波形編碼器量化、編碼數(shù)字信道波形解碼器重建濾波器抽樣保持、低通 圖8-1 PCM 調(diào)制原理框圖在整個PCM系統(tǒng)中，重建信號的失真主要來源于量化以及信道傳輸誤碼，通常，用

4、信號與量化噪聲的功率比，即信噪比S/N來表示，國際電報電話咨詢委員會（ITU-T）詳細規(guī)定了它的指標，還規(guī)定比特率為64kb/s，使用A律或律編碼律。下面將詳細介紹PCM編碼的整個過程，由于抽樣原理已在前面實驗中詳細討論過，故在此只講述量化及編碼的原理。1 量化從數(shù)學(xué)上來看，量化就是把一個連續(xù)幅度值的無限數(shù)集合映射成一個離散幅度值的有限數(shù)集合。如圖8-2所示，量化器Q輸出L個量化值，k=1，2，3，L。常稱為重建電平或量化電平。當量化器輸入信號幅度落在與之間時，量化器輸出電平為。這個量化過程可以表達為：模擬入量化器量化值這里稱為分層電平或判決閾值。通常稱為量化間隔。圖8-2 模擬信號的量化模擬

5、信號的量化分為均勻量化和非均勻量化，我們先討論均勻量化。把輸入模擬信號的取值域按等距離分割的量化稱為均勻量化。在均勻量化中，每個量化區(qū)間的量化電平均取在各區(qū)間的中點，如圖8-3所示。其量化間隔（量化臺階）取決于輸入信號的變化范圍和量化電平數(shù)。當輸入信號的變化范圍和量化電平數(shù)確定后，量化間隔也被確定。例如，輸入信號的最小值和最大值分用a和b表示，量化電平數(shù)為M，那么，均勻量化的量化間隔為：0 量化誤差 信號實際值信號量化值圖8-3 均勻量化過程示意圖量化器輸出為： 當式中為第個量化區(qū)間的終點，可寫成 為第個量化區(qū)間的量化電平，可表示為 上述均勻量化的主要缺點是，無論抽樣值大小如何，量化噪聲的均方

6、根值都固定不變。因此，當信號較小時，則信號量化噪聲功率比也就很小，這樣，對于弱信號時的量化信噪比就難以達到給定的要求。通常，把滿足信噪比要求的輸入信號取值范圍定義為動態(tài)范圍，可見，均勻量化時的信號動態(tài)范圍將受到較大的限制。為了克服這個缺點，實際中，往往采用非均勻量化。非均勻量化是根據(jù)信號的不同區(qū)間來確定量化間隔的。對于信號取值小的區(qū)間，其量化間隔也?。环粗?，量化間隔就大。它與均勻量化相比，有兩個突出的優(yōu)點。首先，當輸入量化器的信號具有非均勻分布的概率密度（實際中常常是這樣）時，非均勻量化器的輸出端可以得到較高的平均信號量化噪聲功率比；其次，非均勻量化時，量化噪聲功率的均方根值基本上與信號抽樣值

7、成比例。因此量化噪聲對大、小信號的影響大致相同，即改善了小信號時的量化信噪比。實際中，非均勻量化的實際方法通常是將抽樣值通過壓縮再進行均勻量化。通常使用的壓縮器中，大多采用對數(shù)式壓縮。廣泛采用的兩種對數(shù)壓縮律是壓縮律和A壓縮律。美國采用壓縮律，我國和歐洲各國均采用A壓縮律，因此，本實驗?zāi)K采用的PCM編碼方式也是A壓縮律。所謂A壓縮律也就是壓縮器具有如下特性的壓縮律：未壓縮（1）（2）（3）（4）（5）（6）（7）（8） 0A律壓擴特性是連續(xù)曲線，A值不同壓擴特性亦不同，在電路上實現(xiàn)這樣的函數(shù)規(guī)律是相當復(fù)雜的。實際中，往往都采用近似于A律函數(shù)規(guī)律的13折線（A=87.6）的壓擴特性。這樣，它基

8、本上保持了連續(xù)壓擴特性曲線的優(yōu)點，又便于用數(shù)字電路實現(xiàn)，本實驗?zāi)K中所用到的PCM編碼芯片TP3067正是采用這種壓擴特性來進行編碼的。圖8-4示出了這種壓擴特性。圖8-4 13折線表8-1列出了13折線時的值與計算值的比較。表 8-10101按折線分段時的01段落12345678斜率16168421表中第二行的值是根據(jù)時計算得到的，第三行的值是13折線分段時的值?？梢姡?3折線各段落的分界點與曲線十分逼近，同時按2的冪次分割有利于數(shù)字化。2 編碼所謂編碼就是把量化后的信號變換成代碼，其相反的過程稱為譯碼。當然，這里的編碼和譯碼與差錯控制編碼和譯碼是完全不同的，前者是屬于信源編碼的范疇。在現(xiàn)有

9、的編碼方法中，若按編碼的速度來分，大致可分為兩大類：低速編碼和高速編碼。通信中一般都采用第二類。編碼器的種類大體上可以歸結(jié)為三類：逐次比較型、折疊級聯(lián)型、混合型。本實驗?zāi)K中的編碼芯片TP3067采用的是逐次比較型。在逐次比較型編碼方式中，無論采用幾位碼，一般均按極性碼、段落碼、段內(nèi)碼的順序。下面結(jié)合13折線的量化來加以說明。表8-2 段落碼 表8-3 段內(nèi)碼段落序號段落碼量化級段內(nèi)碼8111151111141110711013110112110061011110111010105100910018100040117011160110301050101401002001300112001010

10、001000100000在13折線法中，無論輸入信號是正是負，均按8段折線（8個段落）進行編碼。若用8位折疊二進制碼來表示輸入信號的抽樣量化值時，其中用第一位表示量化值的極性，其余7位（第二位至第八位）則表示抽樣量化值的絕對大小。具體的做法是：用第二至第四位表示段落碼，它的8種可能狀態(tài)來分別代表8個段落的起點電平。其它4位表示段內(nèi)碼，它的16種可能狀態(tài)來分別代表每一段落的16個均勻劃分的量化級。這樣處理的結(jié)果，8個段落被劃分成27128個量化級。段落碼和8個段落之間的關(guān)系如表8-2所示；段內(nèi)碼與16個量化級之間的關(guān)系見表8-3?？梢?，上述編碼方法是把壓縮、量化和編碼合為一體的方法。本實驗采用大

11、規(guī)模集成電路TP3067對語音信號進行PCM編、解碼。TP3067在一個芯片內(nèi)部集成了編碼電路和譯碼電路，是一個單路編譯碼器。其編碼速率為2.048MHz，每一幀數(shù)據(jù)為8位，幀同步信號為8KHz。模擬信號在編碼電路中，經(jīng)過抽樣、量化、編碼，最后得到PCM編碼信號。在單路編譯碼器中，經(jīng)變換后的PCM碼是在一個時隙中被發(fā)送出去的，在其他的時隙中編譯碼器是沒有輸出的，即對一個單路編譯碼器來說，它在一個PCM幀（32個時隙）里，只在一個特定的時隙中發(fā)送編碼信號。同樣，譯碼電路也只是在一個特定的時隙（此時隙應(yīng)與發(fā)送時隙相同，否則接收不到PCM編碼信號）里才從外部接收PCM編碼信號，然后進行譯碼，經(jīng)過帶通

12、濾波器、放大器后輸出。具體電路圖如圖8-4所示。圖8-4 PCM編譯碼電路原理圖下面對PCM編譯碼專用集成電路TP3067芯片做一些簡單的介紹。圖8-5為TP3067的內(nèi)部結(jié)構(gòu)方框圖，圖8-6是TP3067的管腳排列圖。圖8-5 TP3067邏輯方框圖44圖8-6 TP3067管腳排列圖1 TP3067管腳的功能（1）VPO+：接收功率放大器的非倒相輸出（2）GNDA：模擬地，所有信號均以該引腳為參考點（3）VPO-：接收功率放大器的倒相輸出（4）VPI：接收功率放大器的倒相輸入（5）VFRO：接收濾波器的模擬輸出（6）Vcc：正電源引腳，Vcc=+5V+5%（7）FSR：接收幀同步脈沖，它啟

13、動BCLKR，于是PCM數(shù)據(jù)移入DR，F(xiàn)SR為8KHz脈沖序列。（8）DR：接收數(shù)據(jù)幀輸入。PCM數(shù)據(jù)隨著FSR前沿移入DR。（9）BCLKR/CLKSESL：在FSR的前沿把輸入移入DR時位時鐘，其頻率可以從64KHz至2.048MHz。另一方面它也可能是一個 邏輯輸入，以此為在同步模式中的主時鐘選擇頻率1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz，BCLKR用在發(fā)送和接收兩個方向。（10）MCLKR/PDN：接收主時鐘，其頻率可以為1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz。它允許與MCLKx異步，但為了取得最佳性能應(yīng)當與MCLKx同步，當MCLKR連續(xù)連在低電位時，CL

14、Kx被選用為所有內(nèi)部定時，當MCLKR連續(xù)工作在高電位時，器件就處于掉電模式。（11）MCLKx：發(fā)送主時鐘，其頻率可以是1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz，它允許與MCLKR異步，同步工作能實現(xiàn)最佳性能。（12）BCLKx：把PCM數(shù)據(jù)從Dx上移出的位時鐘，其頻率可以從64KHz至2.048MHz，但必須與MCLKx同步。（13）Dx：由FSx啟動的三態(tài)PCM數(shù)據(jù)輸出。（14）FSx：發(fā)送幀同步脈沖輸入，它啟動BCLKx并使Dx上PCM數(shù)據(jù)移出到Dx上。（15）：開漏輸出。在編碼器時隙內(nèi)為低脈沖。（16）ANLB：模擬環(huán)路控制輸入，在正常工作時必須置為邏輯“0”，當拉到邏輯

15、“1”時，發(fā)送濾波器和發(fā)送前置放大器輸出的連接線被斷開，而改為和接收功率放大器的VPO+輸出連接。（17）GSx：發(fā)送輸入放大器的模擬輸出，用來在外部調(diào)節(jié)增益。（18）VFxI-：發(fā)送輸入放大器的倒相輸入。（19）VFxI+：發(fā)送輸入放大器的非倒相輸入。（20）VBB：負電源引腳，VBB=-5V+5%。2 功能說明 上電當開始上電瞬間，加壓復(fù)位電路啟動COMBO并使它處于掉電狀態(tài)，所有非主要電路都失效，而Dx、VFRO、VPO-、VPO+均處于高阻抗狀態(tài)。為了使器件上電，一個邏輯低電平或時鐘脈沖必須作用在MCLKR/PDN引腳上，并且FSx和FSR脈沖必須存在。于是有兩種掉電控制模式可以利用。

16、在第一種中MCLKR/PDN引腳電位被拉高。在另一種模式中使FSx和FSr二者的輸入均連續(xù)保持低電平，在最后一個FSx或FSr脈沖之后相隔2ms左右，器件將進入掉電狀態(tài)，一旦第一個FSx和FSr脈沖出現(xiàn)，上電就會發(fā)生。三態(tài)數(shù)據(jù)輸出將停留在高阻抗狀態(tài)中，一直到第二個FSx脈沖出現(xiàn)。 同步工作在同步工作中，對于發(fā)送和接收兩個方向應(yīng)當用相同的主時鐘和位時鐘，在這一模式中，MCLKx上必須有時鐘信號在起作用，而MCLKR/PDN引腳則起了掉電控制作用。MCLKR/PDN上的低電平使器件上電，而高電平則使器件掉電。這兩種情況中，不論發(fā)送或接收方向，MCLKx都用作為主時鐘輸入，位時鐘也必須作用在MCLK

17、x上，對于頻率為1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz的主時鐘，BCLKR/CLKEL可用來選擇合適的內(nèi)部分頻器，在1.544MHz工作狀態(tài)下，本器件可自動補償每幀內(nèi)的第193個時鐘脈沖。當BCLKR/CLKSEL引腳上的電平固定時，BCLKx將被選為發(fā)送和接收方向兼用的位時鐘。表3-1說明可選用的工作頻率，其值視BCLKx/CLKSEL的狀態(tài)而定。在同步模式中，位時鐘BCLKx可以從64KHz變至2.048MHz，但必須與MCLKx同步。每一個FSx脈沖標志著編碼周期的開始，而在BCLKx的正沿上，從前一個編碼周期來的PCM數(shù)據(jù)從已啟動的Dx輸出中移出。在8個時鐘周期后，三態(tài)D

18、x輸出恢復(fù)到高阻抗狀態(tài)。隨著FSR脈沖來臨，依賴BCLKx（或在運行中的BCLKR）負沿上的DR輸入，PCM數(shù)據(jù)被鎖定，F(xiàn)Sx和FSR必須與MCLKx或MCLKR同步。表8-4 主時鐘頻率的選擇BCLKR/CLKSEL被選主時鐘頻率TP3067時鐘012.048MHZ1.536MHZ1.544MHZ2.048MHZ 異步工作在異步工作狀態(tài)中，發(fā)送和接收時鐘必須獨立設(shè)置，MCLK和MCLR必須為2.048MHz，只要把靜態(tài)邏輯電平加到MCLKx/PDN引腳上，就能實現(xiàn)這一點。FSx啟動每個編碼周期而且必須與MCLKx和BCLKx保持同步。FSR啟動每一個譯碼周期而且必須與BCLKR同步。BCLK

19、R必須為時鐘信號。列于表8-4中的邏輯電平對于異步模式是不成立的。BCLKx和BCLKR工作頻率可從64KHz變到2.048MHz。 短幀同步工作COMBO既可以用短幀，也可以用長幀同步脈沖，在加電開始時，器件采用短幀模式。在這種模式中，F(xiàn)Sx和FSr這兩個幀同步脈沖的長度均為一個位時鐘周期。在BCLKx的下降邊沿當FSx為高時，BCLKx的下一個上升邊沿可啟動輸出符號位的三態(tài)輸出Dx的緩沖器，緊隨其后的7個上升邊沿以時鐘送出剩余的7個位，而下一個下降邊沿則阻止Dx輸出。在BCLKR的下降邊沿當FSr為高時（BCLKx在同步模式），其下一個的下降邊沿將鎖住符號位，跟隨其后的7個下降邊沿鎖住剩余

20、的7個保留位。 長幀同步工作為了應(yīng)用長幀模式，F(xiàn)Sx和FSr這兩個幀同步脈沖的長度等于或大于位時鐘周期的三倍。在64KHZ工作狀態(tài)中，幀同步脈沖至少要在160ns內(nèi)保持低電位。隨著FSx或BCLKx的上升沿（無論哪一個先到）來到，Dx三態(tài)輸出緩沖器啟動，于是被時鐘移出的第一比特為符號位，以后到來的BCLKx的7個上升沿以時鐘移出剩余的7位碼。隨著第8個上升沿或FSx變低（無論哪一個后發(fā)生），Dx輸出由BCLKx的下降沿來阻塞，在以后8個BCLKR的下降沿（BCLKR），接收幀同步脈沖FSR的上升沿將鎖住DR的PCM數(shù)據(jù)。 發(fā)送部件發(fā)送部件的輸入端為一個運算放大器，并配有兩個調(diào)整增益的外接電阻。

21、在低噪聲和寬頻帶條件下，整個音頻通帶內(nèi)的增益可達20dB以上。該運算放大器驅(qū)動一個增益為1的濾波器（由RC有源前置濾波器組成），后面跟隨一個時鐘頻率為256KHz的8階開關(guān)電容帶通濾波器。該濾波器的輸出直接驅(qū)動編碼器的抽樣保持電路。在制造中配入一個精密電壓基準，以便提供額定峰值為2.5V的輸入過載（tmax）。FSx幀同步脈沖控制濾波器輸出的抽樣，然后逐次逼近的編碼周期就開始。8位碼裝入緩沖器內(nèi)，并在下一個FSx脈沖下通過Dx移出，整個編碼時延近似地等于165ns加上125ns（由于編碼時延），其和為290ns。 接收部件接收部件包括一個擴展DAC（數(shù)模轉(zhuǎn)換器），而它又驅(qū)動一個時鐘頻率為256

22、KHz的5階開關(guān)電容低通濾波器。譯碼器時依照A律（TP3067）設(shè)計的，而5階低通濾波器矯正8KHz抽樣保持電路所引起的sinx/x衰減。在濾波器后跟隨一個其輸出在VFRO上的2階RC低通后置濾波器。接收部件的增益為1，但利用功率放大器可加大增益。當FSr出現(xiàn)時在后續(xù)的8個BCLKR（BCLKx）的下降邊沿，DR輸入端上的數(shù)據(jù)將被時鐘控制。在譯碼器的終端，譯碼循環(huán)就開始了。 接收功率放大器兩個倒相模式的功率放大器用來直接驅(qū)動一個匹配的線路接口電路。本編譯碼器的功能比較強，它既可以進行A律變換，也可以進行u律變換，它的數(shù)據(jù)既可以固定速率傳送，也可以變速率傳送，它既可以傳輸信令幀也可以選擇它傳送無

23、信令幀，并且還可以控制它處于低功耗備用狀態(tài)，到底使用它的什么功能可由用戶通過一些控制來選擇。在實驗中我們選擇它進行A律變換，以2.048Mbit來傳送信息，信令幀為無信令幀，它的發(fā)送時序與接收時序直接受FSx和FSR控制。 還有一點，編譯碼器一般都有一個PDN降功耗控制端，PDN=1時，編譯碼能正常工作，PDN=0，編譯碼器處于低功耗狀態(tài)，這時編譯碼器其它功能都不起作用，我們在設(shè)計時，可以實現(xiàn)對編譯碼器的降功耗控制，這時，用戶摘機，編譯碼器工作，用戶掛機，編譯碼器低功耗。 五、實驗步驟1 將信號源模塊、模擬信號數(shù)字化模塊、終端模塊、頻譜分析模塊小心地固定在主機箱中，確保電源接觸良好。2 插上電

24、源線，打開主機箱右側(cè)的交流開關(guān)，再分別按下四個模塊中的開關(guān)POWER1、POWER2、S2、S3，對應(yīng)的發(fā)光二極管LED001、LED002、D200、D201、LED600、LED300、LED301發(fā)光，按一下信號源模塊的復(fù)位鍵，四個模塊均開始工作。3 將信號源模塊的撥碼開關(guān)SW101、SW102設(shè)置為0000000 0000001。4 將信號源模塊產(chǎn)生的正弦波信號（頻率2.5KHz，峰-峰值為3V）從點“S-IN”輸入模擬信號數(shù)字化模塊，將信號源模塊的信號輸出點“64K”、“8K”“BS”分別與模擬信號數(shù)字化模塊的信號輸入點“CLKB-IN”、“FRAMB-IN”、“2048K-IN”連

25、接，觀察信號輸出點“PCMB-OUT”的波形。將該點的信號送入頻譜分析模塊，觀察該點信號的頻譜，記錄下來。5 連接“CLKB-IN”和“CLK2-IN”，“FRAMB-IN”和“FRAM2-IN”，連接信號輸出點“PCMB-OUT”和信號輸入點“PCM2-IN”，觀察信號輸出點“OUT”的波形。將該點的信號送入頻譜分析模塊，觀察該點信號的頻譜，記錄下來。6 改變輸入正弦信號的幅度，使其峰-峰值分別等于和大于5V（若幅度無法達到5V，可將輸入正弦信號先通過信號源模塊的模擬信號放大通道，再送入模擬信號數(shù)字化模塊），將示波器探頭分別接在信號輸出點“OUT”、“PCMB-OUT”上，觀察滿載和過載時的脈沖幅度調(diào)制和解調(diào)波形，記錄下來（應(yīng)可觀察到，當輸入正弦波信號幅度大于5V時，PCM解碼信號中帶有明顯的噪聲）。7 改變輸入正弦信號的頻率，使其頻率分別大于3400Hz或小于300Hz，觀察點“OUT”、“PCMB-OUT”，記錄下來（應(yīng)可觀察到，當輸入正弦波的頻率大于3400Hz或小于300Hz時，PCM解碼信號幅度急劇減?。? 用單放機或音頻信號發(fā)生器的輸出信號代替信號源模塊的正弦波，從點“S-IN”輸入模擬信號數(shù)