一種多載波MFSK信道編碼方案

1、    一種多載波MFSK信道編碼方案    一種多載波MFSK信道編碼方案    類別：通信網(wǎng)絡(luò)      摘 要：目前隨著硬件和編碼技術(shù)的提升，逐漸成熟的多載波技術(shù)在通信過程中得到廣泛的推廣和應(yīng)用。為了在較嚴重的多徑衰落條件下獲取更高的頻譜利用效率，采用靜態(tài)多抽頭信道建模的方式對無線信號傳播進行模擬。以信道沖擊響應(yīng)數(shù)據(jù)的誤碼率作為分析基礎(chǔ)，設(shè)計了一種引進正交頻分復(fù)用及多天線技術(shù)概念進行改良的多載波MFSK 編碼方

2、案，并驗證了在多徑衰落條件下的頻譜使用效率及誤碼率，從而證明了該方案在提高頻譜效率方面的可行性。 0 引言 在實際的移動無線信道中，信道的復(fù)合沖激響應(yīng)是一個與時延有關(guān)的時間函數(shù)。已有的多種文獻證明，移動無線電信道的復(fù)合沖激響應(yīng)數(shù)學(xué)模型可使用統(tǒng)計形式描述為一個零均值的復(fù)值高斯過程。其中，當(dāng)復(fù)包絡(luò)符合瑞利分布時，稱為瑞利衰信道，當(dāng)無線復(fù)包絡(luò)中包含了固定散射源時，為不符合零均值過程的萊斯衰落信道。瑞利和萊斯同為典型的多徑衰落模型，文中主要考慮的實驗?zāi)Ｐ蜑闊o直射傳播信號的瑞利衰落信道模型。 目前，普通的單載波或普通頻分復(fù)用無線系統(tǒng)針對多徑衰落主要采用均衡接收器的辦法來進行抑制，在成本和效率上并不十分的

3、理想。而將多載波正交頻分復(fù)用技術(shù)（OFDM）和多天線收發(fā)陣列（SIMO/MISO/MIMO）進行結(jié)合可以在很大程度上滿足擴展可用頻譜的同時，又能在較小的硬件花銷代價下完成多徑效應(yīng)的抑制。因此，OFDM+MIMO作為一種理論上可行的無線解決方案，進行了大量關(guān)于傳輸效率提高和增強誤碼率控制的相關(guān)驗證性實驗。但是，鑒于與之配合的編碼方案過于復(fù)雜，長期以來，與之相關(guān)的系統(tǒng)長期以來僅駐足于理論研究上。 為了在最大程度上發(fā)揮OFDM 的高頻譜利用率和多天線的抗干擾能力和兼顧編碼復(fù)雜度，可以考慮將OFDM 中單個載波的信息容量進行高度壓縮，拋棄造成編解碼困難的多電平和復(fù)雜包絡(luò)調(diào)制檢測方案，最終成為某個頻段上

4、僅能表達二元信號特征的開關(guān)（ON-off keying）載波，在發(fā)射端形成MFSK 多載波信號數(shù)據(jù)塊。同時，對MIMO 收發(fā)系統(tǒng)也進行進一步減化，只在系統(tǒng)的單端保留多天線形式，這樣形成的單發(fā)多收（SIMO）和多發(fā)單收（MISO）天線系統(tǒng)不再具有傳輸速率上的優(yōu)勢，但仍在抗多徑效應(yīng)方面保留了較高的分集增益。 1 基本編碼流程 如圖1 所示，系統(tǒng)按照OFDM 的數(shù)據(jù)塊模式構(gòu)造多載波MFSK 編碼方案，其中縱軸為總的可用載波段頻譜，橫軸為通信時間，這樣在一個多載波MFSK 數(shù)據(jù)塊內(nèi)就形成了多個全頻率時隙，每個時隙按照一定的頻率寬度又可劃分為數(shù)個頻率帶，而每個頻率帶又可以表征一個二進制開關(guān)子載波。 這樣

5、一個子載波數(shù)為N=8 的多載波MFSK 系統(tǒng)，每個時隙內(nèi)同樣需要劃分8 個子頻帶。 圖1 多載波MFSK 數(shù)據(jù)塊結(jié)構(gòu) 子載波碼調(diào)制進入時隙的過程按照如下的規(guī)則，即圖2所示。全頻率上的子載波通道按照M=log2（N）進行編號。例如當(dāng)N=8 時，子載波通道可以被劃分為07 共8 道子頻帶。 從信源輸入的子頻帶序號只能按照升序列標(biāo)示入某個時隙，一旦后一序號不大于前一序號，后一序號則必須標(biāo)定入下一時隙。例如圖2 中的子頻帶序號組1-2-3 是上升序列排布的，則此三載波序號可以標(biāo)定在同一時隙內(nèi)。但當(dāng)來源子頻帶序號組為2-2-3 時，第一時隙內(nèi)僅能單獨標(biāo)定出序號2，在第二時隙內(nèi)能標(biāo)定出剩下的升序頻帶組2-

6、3。這樣制定編碼規(guī)則有如下的好處和特點：一是使用了正交頻分復(fù)用的概念來進行子頻帶調(diào)制，調(diào)制技術(shù)成熟過程簡單，某一時刻的同一時隙內(nèi)能同時多個標(biāo)定頻帶序號，傳送信道總?cè)萘枯^大且自身具有一定的抗ISI 能力；二是使用在時隙內(nèi)標(biāo)定子頻帶的調(diào)制方式代替?zhèn)鹘y(tǒng)單載波通信中使用的易受衰落影響的多電平多進制調(diào)制方式，在數(shù)據(jù)量不受影響的情況下大大提高了抗干擾能力；三是在多載波MFSK 數(shù)據(jù)塊內(nèi)使用了類似于異步傳輸模式的固定帶寬+先進先出傳送模式，解決了使用同步傳輸可能帶來的系統(tǒng)復(fù)雜度增加的問題。 圖2 多載波MFSK 數(shù)據(jù)塊時隙標(biāo)定規(guī)則 2 多徑信道多抽頭傳輸模型的建立 當(dāng)使用統(tǒng)計的方法來進行信道建模時，通常有三

7、種思路可以考慮： 設(shè)定延時和衰落幅度值，然后與信道相乘及求和，這是最簡化的多徑信道仿真過程； 設(shè)定各延遲路徑的時延和功率，根據(jù)路徑功率分別得到復(fù)抽頭系數(shù)的實部與虛部，然后用復(fù)抽頭系數(shù)與信號相乘并求和； 將多徑效應(yīng)看作是FIR 濾波器進行模擬。 文中使用的多抽頭模型與方法較為類似。 為了模擬出和真實城市環(huán)境較為相似的復(fù)抽頭系數(shù)組，使用了一組某城市實測6 徑增益數(shù)據(jù)20 0 7 12 1822dB.其中，當(dāng)某徑增益小于最大徑值20 dB 以上時，可以認為該徑對系統(tǒng)沒有影響，即此組數(shù)據(jù)折算后可以簡化為-6 1 9dB。而在計算中，輸出的字符串rb 的實際能量可以使用以下公式表達： rb=16

8、5;Sb×（h1+h2+h3）+2×Sa×h3+2×Sc×h1+（Sa+Sb）×h2， 則連續(xù)通過多徑等效模型的離散字符串都可以通過此法獲得近似的離散字符輸出和相應(yīng)的近似輸出能量。 3 編碼方案和天線傳輸系統(tǒng)的改進 使用基本編碼方式時，因為模擬自然狀態(tài)下完全隨機的子載波通道序數(shù)固有的升降排布統(tǒng)計規(guī)律，單個時隙的利用效率并不算特別的高。為此，在進行編碼方案改進時，可以考慮兩種簡單易行的辦法來增加單個時隙的標(biāo)定利用效率。 改進方法一是，通過在每次時隙標(biāo)定前比較分別計算出升序和降序所能標(biāo)定占用的子頻帶個數(shù)，選出數(shù)量較大的一種作為當(dāng)前使用的排

9、序方案，這樣在每個時隙標(biāo)定完成后僅需占用一個特定專用頻帶用于當(dāng)前升降序識別即可。這種改進辦法的優(yōu)點是不需要對輸入數(shù)據(jù)進行過多的重組運算即能起到一定的優(yōu)化效果。 改進辦法二是，在進行時隙標(biāo)定前，設(shè)置四個數(shù)據(jù)緩存器。以一個既定的一定長度的子載波序號數(shù)據(jù)串為單位，將子載波占用頻帶序號串全部裝入四個緩存器進行重組。裝入緩存器的規(guī)則如下：首先從升序或者降序中選定一種作為標(biāo)準，按照基本的編碼法在一號緩存器中進行時隙標(biāo)定，當(dāng)需要新的構(gòu)成新的時隙時轉(zhuǎn)入第二號緩存器，依此類推。當(dāng)四個緩存器全部輪裝一遍后又跳回一號緩存器進行第二次時隙標(biāo)定循環(huán)，直至既定的一定長度序號數(shù)據(jù)串全部裝入四個緩存器為止。在此后的傳送過程中

10、以緩存器為單位從一號至四號進行依次發(fā)送，接收端同樣設(shè)置四個緩沖器按照先進先出的異步傳輸模式進行數(shù)據(jù)串復(fù)原解碼工作。這種辦法的好處是，以緩存器為單位的重新標(biāo)定過程，改變了原有的自然隨機統(tǒng)計規(guī)律，在這種模式下，很少有基本編碼方案中常見的單個子載波占用一個時隙的情況出現(xiàn)，頻譜利用效率大為提高。不足之處在于對硬件存儲和計算能力要求較高。 在對天線傳輸系統(tǒng)的改進方面，通過空間分集的方式強化系統(tǒng)的抗多徑干擾能力。在信號傳輸時，通過在發(fā)送端或接收端配備兩組發(fā)送或接收信號構(gòu)成多進單出或單進多出的MISO 或SIMO 系統(tǒng)，以此來加強分集增益。其中在發(fā)送端配備兩組天線時，兩副天線需要傳輸相同的數(shù)據(jù)，所以系統(tǒng)的實

11、際傳輸數(shù)據(jù)率并不像MIMO 系統(tǒng)那樣會成倍提高。當(dāng)使用多副天線進行接收時，為了達到簡化系統(tǒng)的目的，通常使用等增益合并ECG 進行信號的檢測和合并工作。以上的改進方案將在下一節(jié)中得到驗證。 4 參數(shù)設(shè)計和實驗結(jié)果 在對改進的編碼方案進行驗證時，主要使用頻譜效率和誤碼率兩個指標(biāo)對設(shè)計方案進行評估。文中頻譜效率按照如下公式進行定義： 其中 即為頻譜效率，b n 為發(fā)送的總時隙數(shù)， n 為當(dāng)前時隙內(nèi)的標(biāo)定子頻帶序號個數(shù)，L 為每個子頻帶序號符號占用比特數(shù)，而N 為總的子頻帶數(shù)。 按照此種方法，以基本編碼方案為例，在載頻帶數(shù)為16，總的子頻帶序號個數(shù)為10 000 的情況下進行實驗，基本編碼方案效率統(tǒng)計

12、結(jié)果如圖3 所示。 圖3 編碼方案效率統(tǒng)計 圖4 FSK 與MFSK 基本編碼方案的效率對比 由圖4 可見，總載頻帶數(shù)為16 時，產(chǎn)生的時隙以標(biāo)定1個或2 個子頻帶序號個數(shù)為主，具體統(tǒng)計數(shù)據(jù)如表1。 表1 序號分布概率統(tǒng)計表 雖然總體頻譜利用效率不足0.5，但是與未進行基本編碼前的普通單載波FSK 相比，編碼后的效率已經(jīng)大大提高，因為在相同條件下，單載波FSK 僅能達到： 僅僅0.25 的頻譜效率，由此說明，之前設(shè)計的基本編碼方案是有效的。 在另一組計算中，圖4 顯示了總頻帶劃分從2 至1024個子載波帶的條件下，單載波FSK 與多載波MFSK 基本編碼方案的效率對比，顯示了在整個通頻帶上，基

13、本編碼方案總是具有較大的效率優(yōu)勢。 為了對基本編碼方案進行進一步改進，選擇理論效果更佳的改進方案2 進行驗證，基本編碼方案及改進編碼方案2的頻譜效率對比結(jié)果如圖5 所示。 圖5 基本及改進方案的頻譜效率對比 可見，使用改進方案2 后，雖會對硬件復(fù)雜度造成一些不利的影響，但其頻譜效率相對于普通編碼方案，在2 至1024個子載波劃分條件下，頻譜效率總能保持在普通編碼方案的兩倍左右?？梢?，改進編碼方案2 的設(shè)計也是成功的。 在誤碼率方面，當(dāng)三徑增益設(shè)為-6 1 9dB 時，歸一化后的衰落系數(shù)為0.1817 0.7268 0.091，于是可得如圖6。根據(jù)圖6 的各子載波衰落程度，可以預(yù)先在各子載波硬判

14、決檢測中設(shè)定不同的門限，則可以判決出各子載波大致的誤碼率。 圖6 子載波數(shù)為N=8 時的多徑衰落功率譜 圖7 給出了設(shè)定門限狀態(tài)下基本編碼方案的各子載波誤碼率（Es/N0=7dB,載波數(shù)N=8），因為4 和6，3 和7 載波在頻帶衰落值上是對稱的，所以在圖7 中只列出載波3 和載波4。 可見，信道能量衰落對誤碼率有較大的影響，基本編碼方案在給出的多徑條件下雖然效率較高，但誤碼率在影判決條件下普遍較大，多數(shù)超過了10-2 量級。在引入多接收天線SIMO 概念后，使用1 至4 組接收天線進行ECG 等增益合并，結(jié)果如圖8 所示。 圖7 設(shè)定門限下基本方案的各子載波誤碼率 圖8 基本編碼方案ECG 合并誤碼率 由圖8 可以看出，所設(shè)計的基本編碼方案在與多接收天線ECG 檢測合并后能夠有效地抑制住強多徑效應(yīng)造成的較大誤碼率，從而在獲得較高的頻譜利用效率的同時，在費較小的硬件條件的前題下，同時也獲得較強的多徑效應(yīng)抑制能力。 5 結(jié)語 文中設(shè)計了一